DE68915762T2

DE68915762T2 - Taktsteuerung für Modemempfänger.

Info

Publication number: DE68915762T2
Application number: DE68915762T
Authority: DE
Inventors: Gottfried Dr Ungerboeck
Original assignee: International Business Machines Corp
Current assignee: International Business Machines Corp
Priority date: 1989-08-21
Filing date: 1989-08-21
Publication date: 1994-12-08
Anticipated expiration: 2009-08-22
Also published as: US4969163A; JPH0388537A; EP0413875A1; EP0413875B1; DE68915762D1; JPH0628362B2

Description

GEBIET DER ERFINDUNG

Die vorliegende Erfindung beschäftigt sich mit der Taktregelung in Modem-Empfängern und insbesondere mit der Regelung der Abtastphase in einem Empfänger, der einen adaptiven Entzerrer enthält, dessen Abgriffsabstand ein Bruchteil des Modulationsintervalls T ist.

HINTERGRUND

Es sind verschiedene Verfahren und Systeme zur Regelung der Abtastzeit in Modem-Empfängern bekannt, die Entzerrer verwenden, deren Abgriffsabstand dem Modulationsintervall T entspricht oder ein Bruchteil des Modulationsintervalls T ist. Die bekannten Verfahren und Systeme sind z.B. in den folgenden Veröffentlichungen bzw. der folgenden Patentschrift offenbart:
(a) D. L. Lyon: "Timing Recovery in Synchronous Equalized Data Communication", IEEE Transactions on Communications, Band COM-23 (1975), Seiten 269 bis 274.
(b) U.S.-Patent 4 039 748, F. G. Caron et al: "Method and Synchronizing the Receiver Clock in a Data Transmission System."
(c) D. Godard: "Passband Timing Recovery in an All-Digital Modem Receiver", IEEE Transactions on Communications, Band COM-26 (1978), Seiten 517 bis 523.
(d) G. Ungerboeck: "Fractional Tap-Spacing Equalizer and Consequences for Clock Recovery in Data Modems", IEEE Transactions on Communications, Band COM-24 (1976), Seiten 856 bis 864.
(e) P. R. Chevillat, D. Maiwald, G. Ungerboeck: "Rapid Training of a Voice-Band Data-Modem Receiver Employing an Equalizer with Fractional-T Spaced Coefficients", IEEE Transactions on Communicatons, Band COM-35 (1987), Seiten 869 bis 876.
Drei dieser Schriften (a, b und c) beschreiben Schemata, die Bandpaßfilter verwenden, um Signalkomponenten zur Takteinstellung aus den Bandflanken des empfangenen Signals zur Zeitsteuerung zu extrahieren ("bandedge timing"). Die mittlere Energie der Summe der Bandflankensignale ist eine mit der Periode T periodische Funktion der Abtastphase, bei der die Bandflankensignale beobachtet werden. Diese Abhängigkeit wird zur Regelung der Taktphase ausgenutzt. Insbesondere wird empfohlen, die Abtastphase auf den Wert einzustellen, für den man die größte Bandflankenenergie erhält. Entzerrer mit Abgriffen im Abstand von T weisen bei dieser Phase das bestmögliche Betriebsverhalten auf.
Die bekannten Schemata stellen die Abtastphase lediglich auf diese Phase ein und halten sie danach auf diesem Wert. Die Selektivität der Bandpaßfilter spielt eine wichtige Rolle. Darüber hinaus wirkt die Signalstärke in den Bandflankenbereichen, die von der von vornherein unbekannten Dämpfungscharakteristik des inomentan verwendeten Übertragungskanals abhängt, auf die erhaltenen Phasenfehlermessungen als multiplikativer Faktor und beeinflußt daher das dynamische Verhalten des Taktregelungsschemas. Es ist ein Taktregelungsschema wünschenswert, das von diesen Bedingungen unabhängig ist. Für Entzerrer mit Abgriffen im Abstand eines Bruchteiles von T (FTS-Entzerrer) ist darüber hinaus ein Taktregelungsschema vorteilhaft, das lediglich die Anfangs-Zufallsabtastphase inißt und dann die Abtastphase auf diesem Wert hält.

AUFGABEN DER ERFINDUNG

Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein Taktregelungsschema anzugeben, das für die Trennschärfe der Bandpaßfilter unempfindlich, und dessen dynamisches Verhalten von der Signalstärke in den Bandflankenbereichen unabhängig ist.
Eine weitere Aufgabe besteht darin, ein Taktregelungsschema für Empfänger mit einem FTS-Entzerrer bereitzustellen, welches das Einrasten auf eine Anfangs-Zufallsabtastphase gestattet, und das es erlaubt, dann die Abtastphase auf diesem Wert zu halten.

ZUSAMMENFASSUNG DER ERFINDUNG

Diese Aufgaben werden durch ein Taktregelungs-Verfahren und -Vorrichtung, wie in den Ansprüchen 1 und 4 definiert, erreicht. Bevorzugte besondere Ausführungsformen dieses Verfahrens und dieses Gerätes sind in den abhängigen Ansprüchen definiert.
Die Aufgaben der Erfindung werden hauptsächlich durch die Bildung eines Taktphasenvektors tpv erreicht, dessen Winkel die augenblickliche Abtastphase repräsentiert, und die auf einer Tiefpaßfilterung der Differenz zweier komplexer, im Zeitabstand von T/2 erhaltener Bandpaßfilter-Ausgänge basiert, wobei das Ergebnis frei von systematischen Fehlern und unabhängig von der Trennschärfe der Bandpaßfilter wird; sowie durch die Normierung des Betrages von tpv durch eine geeignete Verstärkungsregelung für das Tiefpaßfilter derart, daß der Betrag von tpv unabhängig von der Stärke der Bandflankensignale wird.
Ein Vorteil der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß diese es gestattet, einfache Bandpaßfilter mit unkritischer Trennschärfe zu verwenden.
Ein weiterer Vorteil ist, daß das dynamische Verhalten des offenbarten Taktregelungs-Schemas nicht von der Dämpfungscharakteristik des augenblicklich verwendeten Übertragungskanals abhängig ist.
Ein anderer Vorteil dieser Erfindung besteht darin, daß sie es erlaubt, die Abtastzeitphase des Empfängers auf ihrem anfänglichen Zufallswert zu erhalten.
Diese und andere Vorteile werden durch die folgende Beschreibung einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung mit Bezug auf die Zeichnungen deutlicher.

LISTE DER ZEICHNUNGEN

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer Schaltung für ein Taktregelungsschema gemäß der Erfindung;
Fig. 2 zeigt in detaillierterer Ford die Mittel zur Einstellung der Taktphase aus Fig. 1;
Fig. 3 veranschaulicht für einen Ausschnitt eines empfangenen Signales die Beziehung zwischen Modulationsintervall, Abtastintervallen und Abtastphase;
Fig. 4 ist ein Zeitdiagramm der Steuersignale, die von der Ablaufsteuerungseinheit aus Fig. 1 geliefert werden;
Fig. 5 ist ein Blockdiagramm einer Schaltung, welche die in Fig. 4 gezeigten Ablaufsteuerungssignale erzeugt.

DETAILLIERTE BESCHREIBUNG

1. Prinzipien von Empfängern, die Entzerrer mit Abgriffen im "Bruchteilsabstand" verwenden, und ihrer Taktregelung

Das offenbarte Verfahren zur Taktregelung ist für Modem-Empfänger geeignet, die einen adaptiven Entzerrer enthalten, dessen Abgriffsabstand einen Bruchteil des Modulationsintervalls T beträgt (FTS Entzerrer). Üblicherweise wird ein Abstand von T/2 gewählt. Ein FTS Entzerrer gestattet die Erzielung eines niedrigen mittleren quadratischen Fehlers, im wesentlichen unabhängig von der Abtastphase (vgl. den oben zitierten Artikel von Ungerbroek). Es ist folglich hinreichend, am Anfang des Empfänger- Trainings auf eine Zufalls-Abtastphase "einzurasten", und dann diese Phase während der nachfolgenden Empfänger-Operationen zu halten. Die Erfindung stellt eine effiziente Lösung zur Ausführung dieser Funktionen dar.
Das offengelegte Verfahren ist insbesondere nützlich in Verbindung mit der im oben genannten Artikel von Chevillat et al beschriebenen Schnellstart-Technik, die aus der Abwesenheit einer Taktpräambelsequenz Nutzen zieht, und die den Entzerrer durch spektrale Teilung aus einer zyklischen Pseudo-Zufallssequenz einstellt. Das Verfahren ist allerdings gleichermaßen gut geeignet für Modem-Empfänger, deren Trainingsphase in eher konventioneller Weise abläuft, d.h. die zuerst eine Taktpräambelsequenz empfangen und dann den Entzerrer mit Hilfe des langsameren und einfacheren, auf den kleinsten mittleren quadratischen Gradienten abstellenden Gradientenalgorithmus aus einer Entzerrer-Trainingssequenz einstellen.
Frühere Entzerrer mit Abgriffen im Abstand von T erreichen einen niedrigen mittleren quadratischen Fehler ausschließlich für bestimmte Abtastzeitphasen. Daher ist es erforderlich, vor Beginn der Entzerrer-Trainingsprozedur eine geeignete Abtastzeitphase festzulegen. Zu diesem Zweck wird üblicherweise eine Taktpräambelsequenz vor der Entzerrer-Trainingssequenz gesendet. Aus der Taktpräambelsequenz erkennt der Empfänger den Beginn des Signalempfangs und bestimmt die spezielle Abtastphase, bei welcher der Entzerrer mit Abgriffsabstand T imstande ist zu arbeiten. Die Abtastphase muß in diese Phase umgeändert werden, bevor das Entzerrer-Training starten kann. Dieses Verfahren wird ebenfalls in Modem-Empfängern verwendet, die FTS-Entzerrer benutzen, um eine bessere Entzerrung zu erzielen, die aber die Unabhängigkeit dieser Entzerrer von der Abtastphase nicht vollständig ausschöpfen.

2. Frühere Lösung zur Regelung der Taktphase

Das in der vorliegenden Erfindung of fenbarte Verfahren zur Taktregelung steht in Beziehung zu dem in U.S.-Patent 4 039 748 und dem von Godard beschriebenen Schema in dem oben zitierten Artikel.
Die Figur 3 des Artikels von Godard veranschaulicht ein Taktregelungsschema, in dem das empfangene, Träger-modulierte Signal durch einen Phasensplitter, auch Hilbert-Empfangsfilter genannt, in ein komplexes Bandpaßsignal umgewandelt wird (das so erhaltene komplexe, "analytische" Signal enthält ausschließlich Signalkomponenten bei positiven Frequenzen). Aus diesem Signal werden die Komponenten uni die oberen und unteren Band-Eckfrequenzen herum, f&sub0; + 1/2T und f&sub0; - 1/2T Hz, durch zwei komplexe Bandpaßfilter extrahiert, wobei f&sub0; die Trägerfrequenz bezeichnet. Aus Gründen der Konsistenz mit der späteren Beschreibung seien die komplexen Ausgangssignale dieser beiden Filter xU(t) und xL(t) (U = "upper" = oberes, L = "lower" = niedrigeres); in dem Artikel von Godard werden diese Signale als g&sub2;(t) beziehungsweise g&sub1;(t) bezeichnet. Es wird der Imaginärteil des komplexen Korrelationsproduktes, xU(t) * L(t) gebildet, wobei der Querstrich den konjugiert-komplexen Wert bezeichnet, und einmal je Modulationsintervall zum Zeitpunkt nT + τ abgetastet, wobei τ die Abtastphase ist. Dieser Wert wird in einer Schleife zweiter Ordnung, die τ derart einstellt, daß der Imaginärteil des Korrelationsproduktes im Mittel verschwindet, als Phasenfehlersignal verwendet. Es kann gezeigt werden, daß diese Phase näherungsweise der Abtastphase entspricht, bei der die größte mittlere Energie der Summe aller Bandpaßfilter-Ausgänge erhalten wird, und daher eine geeignete Abtastphase für einen Entzerrer mit Abgriffen im Abstand von T ist.
Man beachte, daß das Korrelationsprodukt nur einmal pro Modulationsintervall abgetastet wird. Wie später gezeigt wird, nimmt der Erwartungswert des Korrelationsproduktes die Form E{xU(nT + τ) * L(nT + τ)} = A' + C'exp(j2πτ/T) an, wobei A' und C' allgemein komplexwertige Ausdrücke sind, die lediglich von dem empfangenen Signalspektrum und der Charakteristik der Bandpaßfilter abhängen. Der exponentielle Ausdruck zeigt die Abhängigkeit von der Abtastphase τ.
Der Artikel von Godard legt A' gleich Null nahe (siehe Gleichung (27)). Es ist jedoch experimentell gefunden und mathematisch bestätigt worden, daß der Ausdruck A' nicht verschwindet, wenn nicht ideale Bandpaßfilter ohne spektrale Überlappung verwendet werden. Wenn einfache Bandpaßfilter erster oder zweiter Ordnung verwendet werden, kann der Wert von A' nicht immer im Vergleich mit dem Betrag von C' vernachlässigt werden. Der letztere hängt kritisch von der Signalstärke in den Bandflankenbereichen ab. Wenn der Betrag von C' wegen starker Kanaldämpfung im Bereich der Bandflanken klein wird, kann ein Wert von A' verschieden von Null zu mit einem systematischen Fehler behafteten Phasenfehler-Abschätzungen führen und in extremen Fällen zu einer vollständig falschen Einstellung der Abtastphase.
Man beachte ferner, daß die ausschließliche Berücksichtigung des Imaginärteils des oben erwähnten Korrelationsproduktes als Phasenfehlersignal die Einstellung der Abtastphase auf einen einzelnen Wert beschränkt. Das Schema gestattet nicht, eine beliebige Abtastphase zu messen. Auch hängt die effektive Bandbreite der verwendeten Phasenregelschleife von der Signalstärke in den Bandflankenbereichen ab, da die Größe des Korrelationsproduktes nicht geregelt wird. Das dynamische Verhalten der Phasenregelschleife wird folglich in unerwünschter Weise von der spektralen Form des empfangenen Signals beeinflußt.
Schließlich soll angemerkt werden, daß das in dem Artikel von Godard beschriebene Taktregelungsschema gleichermaßen gut mit einem komplexen Basisbandsignal arbeitet, das durch Frequenzverschiebung des Paßbandsignals in den Basisbandbereich durch Multiplikation mit exp(-j2πf&sub0;t) erhalten wird. Die komplexen Bandpaßfilter müssen dann ihre Mittenfrequenzen bei + 1/2T beziehungsweise - 1/2T haben.

3. Empfänger-Eingangsfunktionen zum Erhalten eines komplexen Basisbandsignals

Für das offenbarte Taktregelungsverfahren wird angenommen, daß die Empfänger-Eingangsfunktionen ein empfangenes, realwertiges, Träger-moduliertes Signal:
x&sub0;(t) = Re{ aih(t-iT)ej2πf&sub0;t} + w&sub0;(t) (1)
in eine abgetastete Version des komplexen Basisbandsignals umwandeln:
x(t) = aih(t - iT) + w(t) (2)
In den Gleichungen (1) und (2) stellen die Werte ai Modulationssymbole eines Satzes von allgemein komplexwertigen diskreten Amplituden dar; das Signalelement h(t) beschreibt die über alles gemessene, komplexe Basisband-Impulsantwort des Übertragungssystems bis hin zu den Entzerrer-Eingängen und dem Taktregelungsteil; und w&sub0;(t) und w(t) bezeichnen additive Rauschsignale, die in der weiteren Diskussion vernachlässigt werden. Das Basisbandsignal wird mit einer Abtastrate T/2 bei der Abtastphase T abgetastet:
xk(τ) = x(kT/2 + τ). (3)
Während des n-ten Modulationsintervalls erreichen die Abtastwerte X2n(τ) und X2n+1(τ) die Verzögerungsleitung des Entzerrers und werden ebenfalls als Eingang für das Taktregelungsteil verwendet.
Die Abfolge der Symbole {ai} ist entweder eine Zufallsdatenfolge mit der Eigenschaft
E { ai i+m } = Esδm, (4)
wobei Es die mittlere Symbolenergie darstellt, und δm die Kronekker'sche Deltafunktion bezeichnet, oder eine geeignete Folge von Trainingssymbolen während des Startens.

4. Realisierung der Erfindung

Fig. 1 zeigt das Blockdiagramm einer Realisierung der Erfindung. Die Anordnung umfaßt die folgenden Komponenten:
- Empfänger-Eingangselemente (11) zur Umwandlung des empfangenen Träger-modulierten Signals in ein abgetastetes komplexes Basisbandsignal (nicht Bestandteil der Erfindung);
- einen adaptiven Entzerrer (13) mit Abgriffen im Bruchteilsabstand (nicht Bestandteil der Erfindung);
- zwei komplexe Bandpaßfilter BPF-U (15) und BPF-L (17) mit Mittenfrequenzen bei f=± 1/2T. (Für eine alternative Realisierung der Erfindung mit einem Bandpaßsignal müssen diese Frequenzen in f = f&sub0; ± 1/2T geändert werden.)
- ein Multiplikator-Element (19) zur Bildung des Korrelationsproduktes der Ausgangssignale der beiden Bandpaßfilter;
- ein T/2-Verzögerungselement (21) und ein Subtraktionselement (23) zur Bildung der Differenzen aufeinanderfolgender, durch den Multiplikator (19) gelieferter Produkte;
- ein Tiefpaßfilter LPF (25) mit einem Verstärkungsregelungselement (27), das mit dem Ausgang des Subtraktionselements verbunden ist und an seinem Ausgang einen Taktphasenvektor bereitstellt;
- eine Register- oder Speichereinheit (29) zur Speicherung eines Referenzwertes für den Taktphasenvektor; dieses Register wird eine bestimmte Zeit (TC-REF) nach dem Beginn des Signalempfangs mit dem durch das LPF (25) gelieferten laufenden Wert des Taktphasenvektor-Signals geladen;
- ein Phasenfehler-Erzeugungselement (3l) zur Messung der Phasendifferenz zwischen den durch das Tiefpaßfilter (25) und das Referenzregister (29) gelieferten Werten der Taktphasenvektoren;
- ein Taktphasen-Einstellelement (33) zur Bildung der neuen Taktphase in Antwort auf die vorausgehende Taktphase und den laufenden Phasenfehler;
- Taktmittel (35), die einen Oszillator oder äquivalente Mittel zur Erzeugung eines Taktsignales enthalten, dessen Phase durch das Einstellelement (33) geregelt wird; und
- eine Ablaufsteuereinheit (37), die verschiedene Ablaufsteuersignale (TC-E, TC-O, TC-G, TC-P, TC-REF) zur Festlegung der Aufeinanderfolge, in der die verschiedenen Einheiten der Anordnung aktiv sind.
Die zwei Bandpaßfilter BPF-U und BPF-L extrahieren aus dem Basisbandsignal die Komponenten in den oberen und unteren Dämpfungsbereichen, d.h. um die Nyquist-Frequenzen +1/2T und -1/2T. Die BPF Ausgänge x n(τ), x n+1(τ) und x n(T), x n+1(τ) werden paarweise korreliert, und es wird die Differenz zwischen den beiden Korrelationsprodukten im Abstand von T/2 gebildet. Der Erwartungswert dieser Differenz zeigt die gewünschte Form C exp(j2πτ/T), die frei von systematischen Fehlern ist, selbst wenn die Bandpaßfilter eine nicht-vernachlässigbare spektrale Überlappung aufweisen. Es können folglich einfache BPFs mit einer Polstelle verwendet werden.
Die Tiefpaßfilterung der Differenz aus dem Korrelationsprodukt reduziert kurzzeitige Fluktuationen stark. Der Taktphasenvektor tpvn(τ), den man am Ausgang des LPF-Filters erhält, ist dem Erwartungswert des Eingangssignals stark angenähert.
Der Betrag des Taktphasenvektors wird durch einen Algorithmus gesteuert, der den LPF Eingangs-Verstärkungsfaktor gLPF und den Ausgang tpvn(τ) derart skaliert, daß tpvn(τ) nahe beim Einheitsradius bleibt.
Der Phasenfehler Δτn, der die Phasendifferenz zwischen tpvn(τ) und dem Referenz-Taktphasenvektor tpvREF darstellt, wird berechnet und zur Regelung der Abtastphase τ verwendet. Da die Phasendifferenzen unter normalen Bedingungen klein bleiben, und die Beträge der Taktphasenvektoren näherungsweise normiert sind, wird die Phasendifferenz arg{tpvn(τ)} - arg{tpvREF} gut angenähert durch
Δτn = Im { tpv(τ)n ref }. (5)
Das Ziel der Taktphasen-Einstellungen ist die Regelung der Abtastphase τ derart, daß der Phasenfehler Δτ minimiert wird. Mit den in Figur 2 veranschaulichten Einstellungen
τ E τ - γΔτn - Δτs,n , (6a)
Δτs,n+1 = Δ τs,n + Δτn , (6b)
wird die Funktion einer Phasenregelschleife (PLL) zweiter Ordnung erreicht. Die Ausdrücke γ(> 0) und (> 0) sind Schleifenverstärkungen erster und zweiter Ordnung, und Δτs,n stellt die geschätzte Taktdrift pro Modulationsintervall zwischen dem Takt des empfangenen Signals und dem Takt des frei laufenden Empfängers dar. Die in Fig. 2 dargestellte Taktphasen-Einstellanordnung enthält ein Verzögerungselement 39, Additionsmittel 41, und Multiplikationsmittel 43, die den Teil erster Ordnung des PLL darstellen; weiter umfaßt sie ein Verzögerungselement 45, Additionsmittel 47, und Multiplikationsmittel 49, die den Teil zweiter Ordnung des PLL bilden.
Die Hauptaufgabe der Ablaufsteuerungseinheit besteht darin, das offenbarte Schema zuerst im "Einrast"-Modus arbeiten zu lassen, wobei der Taktphasenvektor sich auf einen zulässigen Wert einpegelt, dann diesen Wert als Referenz-Taktphasenvektor zu speichern, und schließlich die Abtastphase derart zu regeln, daß die durch den Referenz-Vektor repräsentierte Phase erhalten bleibt. Zusätzliche Funktionen werden später beschrieben.

5. Weitere Details der Taktregelungsoperationen

Bandpaßfilter

Die Bandpaßfilter BPF-U und BPF-L arbeiten mit der Abtastrate 2/T. Ihre Übertragungsfunktionen werden zweckmäßigerweise beschrieben durch
SU(f) = S(f - 1/2T) , SL(f) = S(f + 1/2T) , (7)
wobei
die Übertragungsfunktion mit der Periode 2/T eines äquivalenten, zeitdiskreten Tiefpaßfilters mit einer einzelnen Polstelle bezeichnet. Geeignete Werte für B liegen iin Bereich zwischen 7/8 und 15/16. Mit gB = 1 - B erreichen die BPFs eine Verstärkung von Eins bei ihren Mittenfrequenzen.
Aufeinanderfolgende BPF-Ausgangssignale werden rekursiv berechnet mittels der Beziehungen
die zuerst für k = 2n und dann für k = 2n+1 ausgeführt werden.

Eigenschaften der Korrelationsprodukte

Für die folgende Ableitung wird angenommen, daß eine durch (4) charakterisierte Zufallsfolge {ai} übertragen wird, und daß die Bandbreite des empfangenen Signals kleiner ist als die zweifache Modulationsrate, d. h. daß H(f) und H(f + l/T) für l ≥ 2 keine spektralen Überlappungen zeigen, wobei H(f) die Fourier-Transformierte des Signalelementes h(t) ist. Die aus h(t) am Ausgang der Bandpaß-Filter BPF-U und BPF-L erhaltenen Signalelemente werden hU(t) und hL(t) bezeichnet, mit den Fourier-Transformierten
HU(f) = H(f) S(f - 1/2T) , HL(f) = H(f) S(f + 1/2T) . (10) (10)
Der Erwartungswert der Korrelationsprodukte x2 +m * 2 +m, für m = 0,1 wird wie folgt erhalten:
Die Substitution von Gleichung (10) unter Berücksichtigung der Tatsache, daß die Integrale Null sind für l ≥ 2 und vernachlässigbar für 1 = -1, ergibt
Man kann sehen, daß A' nur dann Null ist, wenn die Bandpaßfilter eine vollständige spektrale Unterdrückung liefern, d. h. daß S(f - 1/2T) (f + 1/2T) = 0, und daß der Betrag von C' stark von der Signalstärke in den Bandflankenbereichen um ±1/2T abhängt.
Nimmt man die Differenz von zwei um T/2 versetzten Korrelationsprodukten, so führt dies zu dem Erwartungswert
in dem der unerwünschte Fehlerausdruck A' eleminiert ist.

Taktphasenvektor

Der Taktphasenvektor wird mittels der rekursiven Tiefpaß-Filter Operation
erhalten. Ein geeigneter Wert für LPF ist 127/128.

Regelung des Betrags des Taktphasenvektors

Der Betrag von tPVn(τ) wird kontinuierlich überwacht. Wenn er vom Einheitsradius um mehr als einen vorgegebenen Betrag abweicht, d.h. ±5 %, werden die LPF-Verstärkung gLPF und tpvn(τ) unmittelbar skaliert, vorausgesetzt daß gLPF den maximal gestatteten Wert gLPFmax nicht überschreitet. Der folgende Algorithmus führt diese Funktion aus:
Δ = tpvn(τ) ² - 1 (15a)
α = 1 - Δ/4 (15b)
Wenn Δ > 0,1 und α gLPF ≤ gLPFmax, dann:
gLPF E αgLPF , tpvn(τ) E αtpvn(τ) . (15c)

6. Zusammenfassung der durch die Erfindung gelösten Probleme

Wesentliche Merkmale der oben offenbarten Erfindung sind wie folgt (die Gleichungen wurden vereinfacht und mit römischen Ziffern bezeichnet):

1. Merkmal: von systematischen Fehlern freier Korrelationsterm

Die Ausgangssignale der oberen und unteren Tiefpaßfilter werden zweimal pro Modulationsintervall abgetastet. Die Abtastwerte werden bezeichnet mit
x = xU(nT + τ), X +1 = xU(nT + T/2 +τ) (Ia)
und
x = xL(nT + τ), x +1 = xL(nT + T/2 τ) , (Ib)
für das obere beziehungsweise untere Tiefpaßfilter. Es wird ein aus der Differenz zweier Korrelationsprodukte bestehender Korrelationsterm verwendet:
Der Erwartungswert dieses neuen, durch die obige Gleichung (13) gegebenen Korrelationsterms, nimmt die folgende Form an
E { Δtpvn(τ) } = C ej2πτ/T. (III)
Die exakt zirkulare Abhängigkeit von der Abtastphase erhält man, ohne daß Bandpaßfilter mit hoher Trennschärfe benötigt werden. Daher ist die Verwendung komplexer Bandpaßfilter erster Ordnung mit einem einzelnen imaginär-wertigen Pol ausreichend.

2. Merkmal: Tiefpaßfilterung und Leistungsregelung

Die in Gleichung (II) gegebene Varianz des Korrelationsterms wird durch die Tiefpaßfilterung signifikant vermindert. Das resultierende komplexe Signal wird "Taktphasenvektor" genannt und wird erhalten durch
tpvn(τ) = LPFtpvn-1(τ) + gLPF Δtpvn(τ) , (IV)
wobei LPF einen realwertigen Pol repräsentiert, der nahe bei, aber kleiner als Eins ist.
Der Verstärkungsfaktor gLPF und der Betrag des Taktphasenvektors werden nahezu unmittelbar mittels des oben beschriebenen Mechanismusses derart eingestellt, daß der Taktphasenvektor nahe bei einem Wert auf dem Einheitskreis bleibt. Auf diese Weise wird der Taktphasenvektor im wesentlichen unabhängig von der Signalstärke in den Bandflankenbereichen des empfangenen Signals gemacht. Sein Winkel repräsentiert den aktuellen Schätzwert der Abtastphase.

3. Merkmal: Einrasten auf die ursprüngliche Abtastphase

Zu Beginn des Empfängertrainings arbeitet das Taktregelungsschema im Einrastmodus. Der Taktphasenvektor wird gemäß Gleichung (IV) aktualisiert, aber sein Wert wird noch nicht zur Regelung der Abtastphase verwendet. Sobald das für den Einrastmodus spezifizierte Zeitintervall verstrichen ist, wird der momentane Wert des Taktphasenvektors als "Referenz-Taktphasenvektor" tpvREF gespeichert. Sein Winkel repräsentiert die während der folgenden Empfängeroperationen aufrecht zu erhaltende Abtastphase.
Während der Einrastperiode, die sich typischerweise über N = 100 bis 300 Modulationsintervalle erstreckt, kann die Abtastphase des Empfängers relativ zu der Phase des empfangenen Signals driften. Jedoch ist der Effekt dieser Drift bei einer maximalen Unsicherheit der Abtastrate von 10&supmin;&sup4;, wie von CCITT spezifiziert, vernachlässigbar.

4. Merkmal: Halten der Abtastphase

Während des nachfolgenden Haltemodus setzt sich die Aktualisierung des Taktphasenvektors durch Gleichung (IV) fort. Aus dem momentanen Taktphasenvektor und dem gespeicherten Referenz-Taktphasenvektor wird der Phasenfehler berechnet:
Δτn = Im { tpvn(τ) REF } . (V)
Gleichung (V) liefert eine gute Näherung der tatsächlichen Phasendifferenz, weil die Beträge der Taktphasenvektoren geregelt werden und Phasenunterschiede normalerweise klein sind.
Der Phasenfehler Δτn wird zur Steuerung der Abtastphase τ nach dem Prinzip der Phasenregelschleife verwendet. Bei der Implementierung des offenbarten Taktregelungsschemas sollte eine Schleife zweiter Ordnung realisiert werden, um den Versatz zwischen der Rate des empfangenen Signals und der des freilaufenden Empfängertaktes rückgängig machen zu können. Die Dynamik der Phasenregelschleife kann genau bestimmt werden, weil die enthaltenen Phasenfehler nicht von der Signalstärke in den Bandflankenbereichen abhängig sind.

7. Zusätzliches Merkmal: Durchführung der Funktionen bei reduzierter Rate

Die Bandbreite aller Signale hinter den Bandpaß-Filtern ist verglichen mit der Modulationsrate klein. Die Operationen können daher ohne signifikanten Abfall der Leistungsfähigkeit bei einer niedrigeren Abtastrate ausgeführt werden. Dies gestattet signifikante Einsparungen bei der Verarbeitungsleistung, die zur Realisierung des Taktregelungsschemas mit einem digitalen Signalprozessor erforderlich ist.
Es wird vorgeschlagen, die Abfolge der Operationen unter Verwendung einer Ablaufsteuerungseinheit (37 in Fig. 1 und Fig. 5) herzustellen, die einen Zähler (TTMCNTL) enthält, der nach jedem Modulationsintervall inkrementiert wird. Wenn der Beginn des Signalempfangs erkannt wird, wird der Zähler auf einen negativen Wert -N gesetzt, wobei N die Einrastperiode ist. Sobald nichtnegative Werte erreicht sind, wird der Zähler auf Modulo-4-Zählung beschränkt. Folglich nimmt TIMCNTL die Werte -N, -N + 1, ... -1, 0, 1, 2, 3, 0, 1, 2, 3, 0, 1, ... an. SZ 989 010
Nach der Initialisierung werden die folgenden Funktionen ausgeführt:
(1) TIMCNTL = gerade (TC-E): für jedes der beiden Bandpaßfilter werden zwei aufeinanderfolgende Ausgangswerte berechnet. Zur Berechnung dieser Werte ohne Anwendung rekursiver Filteroperationen werden für TIMCNTL = ungerade die rekursiven Beziehungen
verwendet.
(2) TIMCNTL = ungerade (TC-O): der Taktphasenvektor wird aktualisiert. Man beachte, daß dies dem Ersetzen von tpvn-1(τ) durch tpvn-2(τ) in Gleichung (14) entspricht. Zusätzliche Funktionen hängen von einer genaueren Überprüfung von TIMCNTL ab.
Wenn TIMCNTL mod 4 = 1 (TC-G), dann wird der Betrag des momentanen Taktphasenvektors überprüft und die Verstärkung gLPF entsprechend angepaßt.
Wenn TIMCNTL mod 4 = 3 und TIMCNTL < -1, dann werden keine weiteren Funktionen ausgeführt. Falls TIMCNTL = -1, dann wird tpvn(τ) nach tpvREF kopiert. Wenn TIMCNTL > 0 (TC-P), dann wird der Phasenfehler aus tpvn(τ) und tpvREF berechnet und die Funktionen der Phasenregelschleife werden ausgeführt. Dies führt zur Einstellung der Phase des Empfangstakt-Oszillators oder äquivalenter Taktmittel (z.B. programmierbare Zeitgeber-Interrupts oder Signalinterpolation) mit der Rate 1/4T.
Die Ablaufsteuerung (37 in Fig. 1; und Fig. 5), die den Zähler TIMCNTL enthält, verteilt die für die oben genannten Funktionen erforderliche Verarbeitungslast gleichmäßig auf aufeinanderfolgende Modulationsintervalle.
Eine Implementierung der Ablaufsteuerungsmittel 37 ist in Fig. 5 dargestellt. Sie umfaßt den Zähler TIMCNTL (51), der durch den Modulationsintervall-Takt (53) inkrementiert wird. Die Ausgangsleitungen B0, B1, und BS repräsentieren das niedrigstwertige Bit (B0), das nächst-niedrigwertige Bit (B1), und das höchstwertige Vorzeichenbit (BS). Verwendet man Zweierkomplement-Zahlendarstellungen, so werden negative Werte von TIMCNTL durch BS = 1 repräsentiert. Wenn TIMCNTL nicht-negative Werte erreicht, wechselt BS um in 0 und erzwingt die Modulo-4-Zählung (... 0, 1, 2, 3, 0, 1, ...) durch Verhindern der Überträge von B1 zum nächstsignifikanten Bit.
Eine Zahl -N, welche die Länge der Einrastperiode festlegt, ist in einem Register (55) gespeichert und wird in den Zähler geladen, wenn ein START-Signal (57) aktiv wird und den Beginn der Empfänger-Trainingsphase anzeigt.
Die Ablaufsteuerungssignale TC-E, TC-O, TC-G, TC-P, und TC-REF werden wie folgt erhalten. B0 ist mit einem Inverter 61 verbunden, um TC-E, das gerade Zählerinhalte repräsentiert, zu erzeugen. B0 ergibt direkt TC-0, das ungerade Zählerinhalte anzeigt. B0 und das Komplement von B1 werden im UND-Gatter 63 kombiniert, um TC-G zu bilden, das immer dann aktiv wird, wenn B1 und B0 0,1 sind (TIMCNTL = 1 mod 4). B0, B1, und das Komplement von BS werden im UND-Gatter 65 kombiniert, um TC-P zu bilden, das Immer dann aktiv wird, wenn BS, B1 und B0 0,1,1 (TIMCNTL = 3 Modus 4, TIMCNTL > 0) sind. Alle Zähler-Bits werden im UND-Gatter 67 kombiniert, um TC-REF zu bilden, das aktiv wird, wenn alle Zähler- Bits 1 (TIMCNTL = -1) sind.

Claims

1. Verfahren zur Abschätzung und Regelung der Abtastphase τ in einem Empfänger für synchrone Datenübertragung, wobei der Empfänger ein empfangenes Träger-moduliertes Signal in ein abgetastetes komplexwertiges Signal x(kT/2 + τ) umwandelt, das zwei Abtastwerte x(k, τ) mit k = 2n und k = 2n + 1 pro Modulationsintervall T umfaßt, das abgetastete Signal an einen adaptiven Entzerrer mit Abgriffen im T/2-Abstand geliefert wird, und das Verfahren die Schritte umfaßt:

- Ermitteln zweier komplexwertiger Schmalbandsignale xU(k, τ) und xL(k, τ) aus dem abgetasteten Signal x(k, τ) durch Bandpaßfilter mit Mittenfrequenzen jeweils bei einer oberen und einer unteren Bandeckfrequenz;

- Bilden von komplexwertigen Korrelationsprodukten xU(k, τ) *

wobei die Überstreichung das Bilden konjugiert-komplexer Werte bezeichnet; und

- Auswerten der Korrelationsprodukte zur Abschätzung und Regelung der Abtastphase τ;

gekennzeichnet durch die folgenden weiteren Schritte:

- Bilden von Differenzen zwischen Paaren von Korrelationsprodukten, wobei das eine zu einer Abtastzeit mit geradem Index k und das andere zu einer Abtastzeit mit ungeradem Index k gebildet wird, um ein komplexwertiges Korrektursignal Δtpvn zu erzeugen;

- Tiefpaßfiltern des Korrektursignals, um ein Taktphasenvektor-Signal tpvn zu erzeugen;

- Durchführen der Tiefpaßfilterung mit Verstärkungsregelung, so daß der Betrag des Taktphasenvektor-Signals tpvn nahe bei einem bekannten Wert bleibt;

- Speichern des augenblicklichen Wertes des Taktphasenvektor-Signals als Referenz-Taktphasenvektor tpvREF zu einem vorgegebenen Zeitpunkt nach Beginn des Signalempfangs;

- danach in regelmäßigen Abständen das Ermitteln eines Phasenfehlersignals Δτn, das der Differenz zwischen den Phasenwerten, die durch das augenblickliche Taktphasenvektor-Signal widergespiegelt werden, und dem gespeicherten Referenz-Taktphasenvektor entspricht; und

- Verwenden des Phasenfehlersignals Δτn zur Steuerung der Abtastphase τ der Abtasttakt-Mittel im Empfänger derart, daß die Abtasttaktphase nahe bei der Abtasttaktphase bleibt, die durch den gespeicherten Referenz- Taktphasenvektor tpvREF widerspiegelt wird.

2. Verfahren gemäß Anspruch 1, wobei das Verfahren die folgenden zusätzlichen Schritte umfaßt:

- Erzeugen zweier Ablaufsteuerungssignale (TC-E, TC-O), die abwechselnd in ersten beziehungsweise zweiten Modulationsintervallen T aktiv sind;

- Durchführen der aus dem Bilden zweier Schmalbandsignale und dem Bilden von Korrelationsprodukten bestehenden Schritte nur in den ersten Modulationsintervallen (TC-E); und

- Durchführen der aus dem Bilden von Differenzen zwischen Paaren von Korrelationsprodukten und dem Tiefpaßfiltern bestehenden Schritte nur in den zweiten Modulationsintervallen (TC-O).

3. Verfahren gemäß Anspruch 2, das den folgenden weiteren Schritt enthält:

- Erzeugen von Zeitsteuerungssignalen in Antwort auf ein Signal, das den Beginn des Signalempfangs anzeigt, und auf ein Modulationsintervall-Taktsignal;

- wobei zwei der Zeitsteuerungssignale die zwei Ablaufsteuerungssignale (TC-E, TC-O) sind; und

- wobei ein anderes der Zeitsteuerungssignale das Referenz-Speichersignal (TC-REF) ist, das N-1 Modulationsintervalle nach dem Beginn des Signalempfangs auftaucht, wobei N eine vorherbestimmte Zahl ist.

4. Vorrichtung zur Regelung der Abtasttaktphase τ in einem Empfänger für synchrone Datenübertragung, wobei der Empfänger Eingangsmittel (11) zur Umwandlung eines empfangenen Träger-modulierten Signals in ein abgetastetes komplexwertiges Signal x(kT/2 + τ) enthält, das zwei Abtastwerte x(k, τ) mit k = 2n und k = 2n + 1 je Modulationsintervall T umfaßt, das abgetastete Signal an einen adaptiven Entzerrer (13) mit Abgriffen im T/2-Abstand geliefert wird, und wobei die Vorrichtung umfaßt:

- zwei Bandpaßfilter (15, 17) mit Mittenfrequenzen bei einer oberen beziehungsweise einer unteren Bandeckfrequenz, um aus dem abgetasteten Signal x(k, τ) zwei komplexwertige Schmalbandsignale xU(k, τ) und xL(k, τ) zu erhalten;

- Multiplikationsmittel (19), welche die Ausgänge der Bandpaßfilter (15, 17) empfangen und die komplexwertigen Produkte xU(k, τ) *

bilden;

- Subtraktionsmittel (21, 23), die Verzögungsmittel (21) einschließen, und die den Ausgang der Multiplikationsmittel (19) empfangen und die Differenzen zwischen Paaren von Korrelationsprodukten bilden, wobei jedes Paar während eines Modulationsintervalls erhalten wird, und an ihrem Ausgang ein komplexwertiges Korrektursignal Δtpvn liefern;

- Tiefpaßfilterungs-Mittel (25, 27), die Verstärkungsregelungsmittel (27) einschließen, die das Korrektursignal von den Subtraktionsmitteln empfangen und an ihrem Ausgang ein Taktphasenvektor-Signal tpvn Liefern;

- Referenzspeichermittel (29) zur Speicherung des augenblicklichen Ausgangswertes der Tiefpaßfilterungs-Mittel (25, 27) als Referenz-Taktphasenvektor tpvREF zu einem vorgegebenen Zeitpunkt (TC-REF) nach Beginn des Signalempfangs; und

- Mittel zur Phasen-Aktualisierung (31, 33), welche die Ausgänge der Tiefpaßfilterungs-Mittel (25, 27) und der Referenzspeichermittel (29) empfangen, und die in Antwort darauf den augenblicklichen Phasenwert τ zur Steuerung der Phase eines Taktsignals liefern, das durch die Taktmittel (35) des Empfängers bereitgestellt wird.

5. Vorrichtung gemäß Anspruch 4, in dem die Phasen-Aktualisierungsmittel (31, 33) enthalten:

- Mittel (31) zur Erzeugung einer Phasendifferenz, die mit den Tiefpaßfilterungs-Mitteln (25, 27) und mit den Referenzspeicher-Mitteln (29) verbunden sind, zum Empfang des Taktphasenvektor-Signals tpvn beziehungsweise des Referenz-Taktphasenvektors tpvREF, und die an ihrem Ausgang die Phasendifferenz Δτn liefern; und

- Mittel zur Einstellung der Taktphase (33), die mit den Mitteln zur Erzeugung der Phasendifferenz (31) verbunden sind, welche die Phasendifferenz Δτn empfangen und an ihrem Ausgang einen aktualisierten Phasenwert τ liefern, der von dem vorher gelieferten Wert von τ und dem augenblicklichen Wert der Phasendifferenz Δτn abhängt.

6. Vorrichtung gemäß Anspruch 5, in dem die Mittel zur Einstellung der Taktphase (33) zwei Schleifen enthalten:

- eine Schleife, die Mittel (39, 41, 43) einschließt, zur Subtraktion einer ersten skalierten Version der Phasendifferenz und eines Korrekturfaktors von einem vorhergehenden Phasenwert τ;

- eine andere Schleife, die den Korrelationsfaktor liefert, und Mittel (45, 47, 49) zur Subtraktion einer zweiten skalierten Version der Phasendifferenz von einem vorherigen Wert des Korrekturfaktors einschließt.

7. Vorrichtung gemäß Anspruch 4, die ferner enthält

- Ablaufsteuerungsmittel (37, Fig. 1, Fig. 5), um in Antwort auf ein Startsignal, das den Beginn des Signalempfangs anzeigt, und auf ein Modulationsintervall-Taktsignal Ablaufsteuerungssignale (TC-E, TC-O, TC-G, TC-P) zur selektiven Steuerung der Operationen der verschiedenen Teile des Gerätes zu vorherbestimmten Modulationintervallen zu erzeugen; und um ferner

- ein Referenzspeicher-Steuerungssignal (TC-REF) zur Aktivierung der Referenzspeicher-Mittel (29) zu dem vorgegebenen Zeitpunkt zu erzeugen.

8. Vorrichtung gemäß Anspruch 7, in der

- die Ablaufsteuerungsmittel (37, Fig. 1, Fig. 5) alternierende Ablaufsteuerungssignale (TC-E, TC-O) erzeugen, einerseits zur Aktivierung mindestens der Bandpaßfilter-Mittel (15, 17) und der Multiplikationsmittel (19) und andererseits der Tiefpaßfilter-Mittel in alternierenden Modulationsintervallen.