DE68914125T2

DE68914125T2 - Steueranordnung für Freisprechtelefonapparat in Halbduplexbetrieb.

Info

Publication number: DE68914125T2
Application number: DE68914125T
Authority: DE
Inventors: Thierry Arnaud
Original assignee: SGS Thomson Microelectronics Inc
Current assignee: STMicroelectronics lnc USA
Priority date: 1988-12-28
Filing date: 1989-12-26
Publication date: 1994-09-08
Anticipated expiration: 2009-12-27
Also published as: US4989242A; EP0376866B1; EP0376866A1; DE68914125D1; CA2006190A1; FR2641150A1; JPH02222348A; KR900011219A; FR2641150B1; JP3004301B2

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft auf allgemeine Weise eine Steuereinrichtung für ein "Freihand"-Telefongerät. Dieses Gerät weist einen Sendekanal, der mit einem Ende an ein Mikrophon und mit dem anderen Ende an eine Schnittstelle mit einer Telefonleitung geschaltet ist, und einen Empfangskanal, der mit einem Ende an die Schnittstelle und mit dem anderen Ende an einen Lautsprecher geschaltet ist, auf.
Ein derartiges Gerät umfaßt eine Verstärkungsschleife, die einerseits aus dem Sende- und dem Empfangskanal und andererseits durch die akustische Kopplung Lautsprecher/Mikrophon und durch die elektrische Kopplung aufgrund der Schnittstelle, die den Sende- und den Empfangskanal jedes Gerätes mit der Telefonleitung verbindet, gebildet ist. Wenn die Verstärkung dieser Verstärkungsschleife größer als Eins ist, wird eine Instabilität erzeugt, die Larsen-Effekt genannt wird, die sich durch ein unangenehmes Pfeifen weitergibt.
Um diesen parasitären Effekt zu vermeiden, ist es üblich, in jeden der Sende- und Empfangskanäle einen Dämpfer einzubauen.
Ein Beispiel eines solchen Systemes, so wie es beispielsweise in der FR-A-2 618 626 beschrieben ist, ist auf sehr schematische Weise in der Figur 1 dargestellt. Der Sendekanal weist ein Mikrophon M, einen Sendeverdichter GE, dazu bestimmt, am Ausgang ein verdichtetes Signal derart zu liefern, daß sein Spitzenwert konstant ist, beispielsweise in der Größenordnung von 100 Millivolt, und ein Sende-Dämpfungsglied ATE auf, dessen Ausgang mit der Telefonleitung L durch Zwischenschaltung einer Schnittstelle IL des Typs 2 Drähte/4 Drähte verbunden ist.
Der Empfangskanal weist auf ähnliche Weise einen Empfangsverdichter GR und ein Empfangs-Dämpfungsglied ATR auf, dessen Ausgang an einen Lautsprecher HP gegeben wird. Um zu vermeiden, daß die Schleife, die den Empfangskanal, die elektrische Kopplung AL auf dem Pegel der Leitung und der Schnittstellenleitung und die akustische Kopplung AC zwischen dem Lautsprecher und dem Mikrophon umfaßt, in Schwingungen versetzt wird, wird in jedes der Dämpfungsglieder ATE und ATR eine minimale Dämpfung gebracht, wenn der Kanal, in die sie gelegt ist, aktiv ist, und eine maximale Dämpfung, wenn es der andere Kanal ist, der aktiv ist. Man sagt, daß dieses System abwechselnd arbeitet, das heißt, daß die Person, die das Wort ergreift, nicht durch die Person unterbrochen werden kann, die sich am anderen Ende der Telefonleitung befindet. Anders ausgedrückt ist es nicht möglich, daß die beiden Personen gleichzeitig sprechen können, da nur ein einziger der beiden Kanäle jedes Gerätes aktiv ist, der Sendekanal der Person, die spricht, und der Empfangskanal der Person, die zuhört.
Die Vorrichtung, die in der oben genannten FR-A-2 618 626 beschrieben ist, sieht vor, auf abwechselnde Weise die Dämpfungsglieder ATE und ATR zu steuern, indem man sie vom Rauschen befreit, das am Pegel des Mikrophons bei der Sendung oder auf der Empfangsleitung vorliegt. Tatsächlich, wenn man direkt das Ausgangssignal der Verdichter GE und GR vergleicht, um die Wirkung der Dämpfungsglieder ATE und ATR zu vergleichen, wäre es möglich, daß ein starkes Hintergrundrauschen in einem der Kanäle (beispielsweise wenn einer der beiden Gesprächspartner in einer sehr lauten Umgebung spricht) ein Signal mit einer Amplitude hervorruft, die am Ausgang des Verdichters ausreichend stark ist, um das Dämpfungsglied dieses Kanals in die aktive Position zu kippen (maximale Dämpfung). In einem solchen Fall gäbe es immer eine maximale Dämpfung in dem nicht verrauschten Kanal, und die andere Person könnte niemals das Wort ergreifen.
Um diese Unzulänglichkeit zu vermeiden, sieht die Vorrichtung des Standes der Technik vor, den Spitzenwert des Signals zu erfassen, das auf den Ausgang jedes der Verdichter GE und GR gerichtet ist, durch Spitzenwertdetektoren DE und DR. Am Ausgang jedes dieser Spitzenwertdetektoren sind Erfassungsschaltungen für das Rauschsignal vorgesehen, entsprechend Integratoren mit großer Zeitkonstante, IE bzw. IR. Man kann somit am Eingang einer logischen Schaltung CL Informationen über den Spitzenwert des Signals auf dem Sendekanal (SE), den Mittelwert des Rauschens auf dem Sendekanal (SBE), den Spitzenwert des Signals auf dem Empfangskanal (SR) und den Mittelwert des Rauschens auf dem Empfangskanal (SBR) erhalten. Ausgehend von diesen Signalen liefert die logische Schaltung CL ein erstes logisches Signal B/P, das angibt, ob man Rauschen auf den beiden Kanälen oder Sprechen auf einem der Kanäle hat, und ein zweites logisches Signal E/R, das angibt, in dem Fall, wenn man ein Sprechsignal hat, ob dieses Sprechsignal zuerst auf dem Sendekanal oder dem Empfangskanal aufgetreten ist. Diese logischen Signale werden an eine Steuerschaltung CC geliefert, die bei Vorliegen eines logischen Signales des Sprechens am Ausgang B/P dasjenige der Sende- und Empfangs-Dämpfungsglieder (ATE oder ATR) auf schwache Verstärkung bringt, das dem Kanal entspricht, auf dem man ein Sprechsignal erfaßt hat.
Diese Vorrichtung des Standes der Technik liefert befriedigende Resultate, was die Auswahl des aktiven Kanals und das Ausschalten von Rauschsignalen betrifft, zeigt jedoch noch Unzulänglichkeiten beim Umschalten von einem Kanal auf den anderen. Tatsächlich arbeiten bei dieser Vorrichtung, wie bei allen Vorrichtungen, die im Stand der Technik bekannt sind, die Dämpfungsglieder in dem einen oder dem anderen der beiden Zustände: einem vorbestimmten Zustand mit schwacher oder gar keiner Dämpfung, wenn das Dämpfungsglied in dem aktiven Kanal ist, und einem vorbestimmten Zustand maximaler Dämpfung, wenn das Dämpfungsglied in dem inaktiven Kanal ist, wobei der Übergang zwischen diesen beiden Zuständen mit einer bestimmten Zeitkonstante gewährleistet ist. Außerdem sehen bestimmte Vorrichtungen, wie die der zuvor genannten Patentanmeldung, eine Zwischenposition für die Dämpfung vor, die gleich dem halben Wert der maximalen Dämpfung ist, wenn keiner der beiden Kanäle aktiv ist, das heißt, wenn nur Rauschen auf den Sende- und Empfangskanälen vorliegt.
Da die maximale Dämpfung jedes der Dämpfungsglieder konstant ist, muß sie so gewählt werden, daß sie im schlechtesten Fall ausreichend ist (das heißt, in dem Fall, in dem die Verdichter ihren maximalen Zuwachs haben) und muß daher sehr hoch sein. Daraus ergibt sich, daß beim Umschalten der Sende- und Empfangskanäle die Umschaltung lang ist, wenn die Schaltzeiten zu hoch gewählt sind, oder sogar einen parasitären Effekt nach sich zieht, der für den Hörkomfort unangenehm ist.
Somit ist es eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, diese Unzulänglichkeit abzustellen und diese unselige Wirkung beim Umschalten zu verringern, ohne die Zeitkonstante für das Umschalten des Systems zu erhöhen.
Eine weitere Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, die logische Schaltung weiter zu verbessern, die das Steuersignal für die Auswahl der Dämpfungsglieder liefert.
Um diese Aufgaben so wie weitere zu erfüllen, sieht die vorliegende Erfindung eine Steuerungseinrichtung für ein "Freihand"-Telefongerät vor, wobei diese Einrichtung, gekoppelt an eine Schnittstelle mit einer Telefonleitung, aufweist:
. einen Sendekanal mit einem Mikrophon, einem Signalverdichter, der das Signal des Mikrophons auf einen mittleren, konstanten Pegel einstellt, und ein Dämpfungsglied, und
. einen Empfangskanal mit einem Signalverdichter, der das Leitungssignal auf einen konstanten mittleren Wert einstellt, einem Dämpfungsglied und einem Lautsprecher, wobei die Anordnung aus Sende- und Empfangskanälen aufgrund der akustischen Kopplung zwischen Mikrophon und Lautsprecher und der elektrischen Kopplung in der Schnittstelle eine Verstärkungsschleife definieren.
Die Steuereinrichtung umfaßt Mittel zum anfänglichen Regeln der Verstärkung der Schleife auf einen vorbestimmten Wert, der geringfügig unterhalb von 1 (0 dB) liegt, und Mittel um die Veränderungen der Verstärkung des Sende- und des Empfangsverdichters zu erfassen, und Mittel, um automatisch entsprechend die Dämpfung des wenigstens einen Dämpfungsgliedes derart anzupassen, um auf automatische Weise beim Arbeiten die Summe der Verstärkungen der Verdichter und Dämpfungsglieder konstant zu halten.
Somit wird gemäß der Erfindung die Dämpfung des Dämpfungsgliedes des inaktiven Kanals immer auf einem Wert gehalten, der ausreichend hoch ist, so daß die Verstärkungsschleife der Sende- und Empfangskanäle nicht schwingt, jedoch autoadaptiert ist, um nahe an diesem Zustand des Nichtschwingens zu bleiben, derart, daß bei einem Umschalten die Änderung der Verstärkung des Dämpfungsgliedes schwächer sein kann als im Stand der Technik.
Diese Aufgaben, Eigenschaften und Vorteile ebenso wie andere, der vorliegenden Erfindung werden weiter in Einzelheiten in der folgenden Beschreibung von bestimmten Ausführungsformen ausgeführt, die mit Bezug zu den beigefügten Figuren gemacht wird, wobei:
die Figur 1 auf schematische Weise die wesentlichen Bestandteile eines "Freihand"-Telefongerätes gemäß dem Stand der Technik veranschaulicht;
die Figur 2 auf sehr schematische Weise die Verstärkungsschleife eines "Freihand"-Gerätes darstellt, um das Verfahren zu verdeutlichen, das mit der vorliegenden Erfindung durchgeführt wird;
die Figur 3 ein Beispiel ein Steuerschaltung für die Verstärkung eines Dämpfungsgliedes darstellt;
die Figur 4 in Blockform eine logische Schaltung zum Erkennen von Rauschen/Sprechen mit adaptiver Hysterese bei einem Gerät gemäß der vorliegenden Erfindung darstellt; und
die Figur 5 ein Realisierungsbeispiel eines Teils der Schaltungen der Figur 4 darstellt.
Die Figur 2 stellt das Anordnungsschema eines "Freihand"-Gerätes einer leicht unterschiedlichen Art von der der Figur 1 dar.
Im Sendekanal findet man ein Mikrophon M, einen Verdichter GE und ein Dämpfungsglied ATE wieder. Man hat weiterhin in Form eines Verstärkers GT1 die Anordnung von Elementen dargestellt, die eine Verstärkung zeigen, die zwischen dem Dämpfungsglied ATE und der Leitung L liegt. Ebenso umfaßt der Empfangskanal einen Verdichter GR, ein Dämpfungsglied ATR und einen Lautsprecher HP. Man hat weiterhin einen Lautsprecher- Verstärker GL dargestellt, der gegenwärtig bei solchen Einrichtungen verwendet wird, um dem Benutzer zu ermöglichen, die Lautstärke des Lautsprechers zu regeln. Gleichermaßen ist die Anordnung der Verstärkungen zwischen der Leitung L und dem Verdichter GR in Form eines Verstärkers GT2 veranschaulicht.
Die elektrische Kopplung zwischen dem Sende- und dem Empfangskanal in der Schnittstellenleitung IL und der Leitung L ist durch eine Dämpfung AL gekennzeichnet. Ebenso ist die akustische Kopplung zwischen dem Lautsprecher und dem Mikrophon durch eine Dämpfung AC gekennzeichnet. Man berücksichtigt, daß die Verstärkungen und Dämpfungen GT1, GT2, AL und AC Konstanten sind. Im Gegensatz dazu haben, wie man es zuvor gesehen hat, die Verdichter GE und GR, die dazu dienen, die Amplitude ihrer Ausgangsspannung auf einem vorbestimmten Spitzenwert zu halten, variable Verstärkungen. Immer kann man die Verstärkung dieser Verdichter folgendermaßen schreiben:
G1 = G1min + dG1 für den Sendeverdichter GE und
G2 = G2min + dG2 für den Empfangsverdichter GR.
dG1 und dG2 sind die Änderungen der Verstärkung der beiden Verdichter, die die Amplitude der Ausgangssignale auf einem festen Wert halten. Schließlich kann man für die Verstärkung des Lautsprecher-Verstärkers GL GL = GLmax - dGL schreiben, wobei GLmax der Verstärkung in dem Fall entspricht, wo der Lautsprecher auf die größte Lautstärke eingestellt ist.
Ebenso wird in dem Fall, wenn die Verstärkungen G1 und G2 auf ihren minimalen Werten sind und wenn der Lautsprecher HP auf maximale Intensität eingestellt ist, die Verstärkung der Verstärkungsschleife sein:
G1min + G2min + GLmax + ATR + ATE + GT1 + GT2 + AL + AC (1)
Die Gesamtheit dieser Verstärkungen (in dB positiv) und Dämpfungen (dB negativ) muß eine Verstärkung der Schleife liefern, die kleiner als 1 ist, das heißt als 0 dB. Gemäß der Erfindung wählt man, diese Summe dauerhaft auf einem konstanten Wert zu halten, beispielsweise -1 dB, indem man die Summe ATR + ATE in Bezug zu den Änderungen dG1, dG2 und -dGL ändert. Genauer, wenn man den Wert der Summe ATR + ATE, der sich aus der Gleichung (1) oben ergibt, A0 nennt, gibt man eine Reaktion auf ATR und ATE, so daß man in jedem Fall hat:
ATR + ATE = A0 + dG1 + dG2 - dGL (2).
Unter diesen Bedingungen optimiert die Schaltung in jedem Moment den Betrieb der Wechselschaltung, in dem die Verstärkung der Schleife ebenso so nah wie möglich an 0 dB gehalten wird, wobei immer Instabilitätszustände vermieden werden. Die Schaltung paßt sich somit automatisch und von selbst an die Betriebsbedingungen an.
Um dieses Ergebnis zu erreichen, ist es gemäß der Erfindung vorgesehen, die Änderungen der Verstärkung dG1 und dG2 der Verdichter GE und GR und die Änderung der Verstärkung dGL des Lautsprecher-Verstärkers zu erfassen und über eine Logik- und Steuerschaltung, die in der Figur 2 mit CLC bezeichnet ist und deren Ausführungsformen hiernach im Detail ausgeführt werden, auf die Dämpfungsglieder die Änderung der Verstärkung
dA = - (dG1 + dG2 - dGL)
aufzugeben. Praktisch wird bei einer Konfiguration, in der einer der Sende- oder Empfangskanäle aktiv ist, das entsprechende Dämpfungsglied eine Einheitsverstärkung haben und das andere Dämpfungsglied wird die Dämpfung A0 + dA zeigen. In einer Konfiguration, in der die beiden Kanäle inaktiv sind, werden die beiden Dämpfungsglieder auf dieselbe Zwischenverstärkung eingestellt, die gleich (AO + dA)/2 ist.
Die Ausführungsformen der verschiedenen Elemente des "Freihand"-Gerätes sind bereits in der oben genannten FR-A- 2 618 626 beschrieben worden. Weiter ist eine spezielle Ausführungsform der Verdichter in der FR-A-2 618 622 beschrieben worden.
Die Figur 3 veranschaulicht eine Ausführungsform der automatischen Regelung der Verstärkung eines Dämpfungsgliedes AT (ATE oder ATR). Dieses Dämpfungsglied ist aus einem zwei-Quadranten-Multiplikatorwerk derart aufgebaut, wie es von B. Gilbert in dem Artikel "IEEE Solid State Circuits Volume SC 2, Seite 365 - 373, Dezember 1968", beschrieben ist. Eine derartige Schaltung, durch den Block AT dargestellt, hat eine Verstärkung, die von den Strömen Ix und Iy abhängig ist, die daraus abgezogen werden. Somit, wenn man die Eingangsspannung dieses Dämpfungsgliedes mit Vin bezeichnet, wird seine Ausgangsspannung Vout sein:
Vout = Vin (Ix/Iy),
das heißt, die Verstärkung ist gleich Ix/Iy. Diese Ströme Ix und Iy sind durch einen Differentialverstärker festgelegt, der beispielsweise aus den beiden NPN-Transistoren 10 und 11 aufgebaut ist, deren Kollektoren mit dem Block AT verbunden sind und deren Emitter gemeinsam mit einer Stromquelle I0 verbunden sind. Die Basis des Transistors 10 ist mit einer Referenzspannung über einen Widerstand R verbunden und die Basis des Transistors 11 ist direkt mit der gleichen Referenzspannung verbunden. Somit, wenn man VD die Spannung an den Anschlüssen des Widerstandes R nennt, hat man:
Ix = I0/(1 + eVD/VT)
Iy = (I0eVD/VT)/(1 + eVD/VT)
und Ix/Iy - e-VD/VT,
wobei VT = kT/q (k: Boltzmann-Konstante, T: Temperatur in Kelvin, q: Elektronenladung - bei Umgebungstemperatur ist VT in der Größenordnung von 26 mV).
Die Steuerung der Basis des Dämpfungsgliedes AT entsprechend der Gleichung (1), wobei angenommen wird, daß das andere Dämpfungsglied eine Verstärkung Null hat, ist durch die Widerstände R0 und RAT festgelegt, die im unteren linken Teil der Figur 3 dargestellt sind. Der Widerstand R0 legt den Strom einer Stromquelle 12 auf einen Wert VT/R0 fest. Dieser Strom wird in einen Widerstand RAT eingegeben. Die Spannung an den Anschlüssen des Widerstandes RAT wird durch einen Spannungs/Strom-Wandler 13 mit Verhältnis 1/R und durch den Widerstand R an der Basis des NPN-Transistors 10 (wobei der Wert von R derselbe in den beiden Fällen ist) in eine Spannung VD = (RAT/R0) VT umgewandelt. Man wird bemerken, daß die Widerstände R0 und RAT äußere Widerstände der integrierten Schaltung sind, um eine anfängliche Steuerung entsprechend der Gleichung (1) zu erlauben.
Die weiteren Elemente, die links in der Figur 3 dargestellt sind, ermöglichen es, die Dämpfung als Funktion von dG1, dG2 und der Steuerung des Lautsprecher-Verstärkers zu modifizieren.
Der Block 20 entspricht der Korrektur, die mit dG1 verbunden ist, der Block 30 entspricht der Korrektur, die mit dG2 verbunden ist, und der Block 40 der Korrektur, die mit der Änderung der Verstärkung des Lautsprecher-Verstärkers GL verbunden ist.
Wie es eine klassische Art in dem Gebiet der Herstellung von Verstärkern und von Verdichtern bei integrierten Schaltungen ist und wie man es genauer in der FR-A-2 618 622 sehen kann, entspricht die Verstärkung der Verdichter Strömen, die in verschiedenen Stromquellen laufen, welche jeden Verdichter polarisieren. Um eine Angabe für diese Verstärkungen oder für die Änderungen der Verstärkung zu haben, wird es somit genügen, die umlaufenden Ströme in den Stromquellen durch klassische Stromspiegel wiederherzustellen. Wenn beispielsweise die Verstärkung G1 des Verdichters GE von dem Verhältnis der beiden Ströme I1 und I2 abhängt, gemäß der Formel:
G1 = (I1/I2) G1min,
kann man eine Schaltung so wie der des Blocks 20 der Figur 3 verwenden, bei der die Ströme I1 und I2 in Stromquellen laufen, die Spiegelströmen entsprechen, wobei jede der Stromquellen in Reihe mit einer Diode, D1 bzw. D2, ist. Der Stromabfall in der Diode D1, die von dem Strom I1 durchlaufen wird, wird sein:
VD1 = VT log (I1/Is),
wobei VT = kT/q (k: Boltzmann-Konstante, T: Temperatur in Kelvin, q: Elektronenladung) und Is der Sättigungsstrom der Diode ist. Ebenso wird der Spannungsabfall VD2 an den Anschlüssen der Diode D2 sein:
VD2 = VT log (I2/IS).
Die Differenzspannung v1 = VD1 - VD2 wird somit sein:
v1 =VT log (I1/I2).
Diese Differenz in der Spannung wird durch einen Spannungs- Strom-Wandler 21 in einen Strom (VT/R) log (I1/I2) umgewandelt, der auf den Eingangswiderstand R des Transistors 10 aufgegeben wird, um zu der Spannung VD und somit zu der Änderung der Verstärkung des Dämpfungsgliedes AT beizutragen.
Ebenso ermöglicht es der Block 30 als Funktion der Ströme I'1 und I'2, die für die Verstärkung in dem Sende-Verdichter charakteristisch sind, am Ausgang eines Spannungs-Strom-Wandlers 31 eine Angabe der Änderung der Verstärkung dieses Verdichters zu liefern.
Schließlich erlaubt es der Block 40, ein Signal zu liefern, das die Änderung der Verstärkung des Mikrophon-Verstärkers angibt. Die Verstärkung dieses Verstärkers hängt von einem äußeren Widerstand RPOT ab. Ein Strom VT/R0 wird in diesen Widerstand RPOT von einer Stromquelle 12 eingegeben, und man erhält somit am Ausgang eines Spannungs/Strom-Wandlers 41 mit Wert -1/R einen Strom (VT/R) (-RPOT/R0).
Letztendlich, wenn alle Blöcke 20, 30 und 40 aktiv sind, drückt sich die Spannung VD am Widerstand R am Eingang des Transistors 10 aus durch:
VD = VT [log(I1/I2) + log (I'1/I'2) + RAT/R0 - RPOT/R0].
Wenn man als gegeben annimmt, daß Ix/Iy = e-VD/VT ist, wie man es zuvor angegeben hat, hat man Ix/Iy = (I2/I1) x (I'2/I'1) x e-RAT/R0 x e+RPOT/R0. Es ergibt sich, daß man das gesuchte Ziel erreicht, nämlich, daß sich die Dämpfung des Dämpfungsgliedes AT mit den Änderungen der Verstärkung der Sende- und Empfangs-Verdichter und mit der Steuerung des Potentiometers des Lautsprechers ändert.
Wenn man wieder die Schemata einer Schaltung des Standes der Technik aufnimmt, so wie sie in Bezug auf die Figur 1 beschrieben worden sind, faßt die vorliegende Erfindung gleichermaßen eine Perfektionierung der logischen Schaltung CL ins Auge, die es erlaubt, die Information aus dem Signal + dem Rauschen (SE, SR) und dem Rauschen (SBE, SBR) der Sende- und Empfangskanäle zu behandeln, um das Signal E/R zum Bestimmen des aktiven Kanals zu liefern (die Schaltung zum Liefern des Signals B/P bleibt entsprechend der, die in der FR-A-2618626, die oben genannt ist, beschrieben ist).
Die Figur 4 stellt das allgemeine Schema einer Schaltung zum Erkennen des aktiven Kanals (für die Sendung oder den Empfang) gemäß der Erfindung dar. Diese Schaltung empfängt als Eingang die Signale SE, SBE, SR, SBR, die mit Bezug auf die Figur 1 beschrieben worden sind. Die Signale SE und SBE werden über einen ersten Subtrahierer A1 und die Signale SR und SBR über einen zweiten Subtrahierer A2 geschickt, um am Ausgang jedes dieser Subtrahierer die Signale VE = SE - SBE (Sendesignal, abgesehen vom Rauschen) und VR = SR - SBR (Empfangssignal, abgesehen vom Rauschen) zu erhalten. Diese Signale werden auf klassische Weise zu einem Komparator A3 geschickt, der am Ausgang ein logisches Signal E/R liefert, das angibt, ob der aktive Kanal der Sendekanal oder der Empfangskanal ist.
Gemäß der vorliegenden Erfindung ist es vorgesehen, einen aktiven Sende- oder Empfangseingang des Verstärkers A3 zu einer adaptiven Hysterese zu bringen. Das Ziel dieser Hysterese ist es, die ungelegen kommenden Schwingungen des Komparators zu vermeiden, die das Aufschneiden des Sprechsignales nach sich ziehen.
Dazu wird das Ausgangssignal VE des Subtrahierers A1 in einem Multiplizierer 51 mit einem Hysteresekoeffizienten HYST1 multipliziert, der von der Änderung der Verstärkung dG1 des Sendeverdichters GE abhängt. Ebenso wird die Ausgabe des Verstärkers A2 in einem Multiplikator 52 mit einem Hysteresekoeffizienten HYST2 multipliziert, der von der Änderung der Verstärkung dG2 des Empfangs-Verdichters GR abhängt. Die Blöcke HYST1 und HYST2 werden durch den Ausgang E/R des Verstärkers A3 so gültig gemacht, daß die Hysterese auf denjenigen Kanal ausgegeben wird, der als inaktiv bestimmt worden ist.
Schließlich, falls im Anfangszustand, wenn irgendeine Hysterese nicht aufgegeben wird, man ein Signal des Sendekanals erfaßt, kann es in bestimmten Fällen vorkommen, wenn die Kopplung der Telefonleitung AL von sehr schlechter Qualität ist, man Signale am Ausgang des Verdichters GR erzeugt, deren Amplitude größer ist als die der Signale des Verdichters GE (die Signale von GR sind demgemäß außerhalb des Verdichtungsbereiches). Die Hysterese will diesen Faktor berücksichtigen und eine korrekte Information einstellen, so daß, wenn der Sendekanal aktiv ist, VE größer als VR bleibt und das Signal E/R nicht kippt. Somit ist, wenn man, um zu vereinfachen, annimmt, daß das Rauschen Null ist (SBR = SBE = 0), die Spannung VR, die sich aus der Kopplung AL ergibt:
VR = VR X ATE X AL GT1 X GT2 X G2 X HYST2.
Man wählt HYST2 so, daß VR kleiner ist als VE, was bewirkt, daß der Komparator A3 immer die Sendeinformation (E) liefert, wenn das Signal VE nicht verschwunden ist (Ende des Sprechens).
Für die anfängliche Regelung dieser Schaltung, in dem Fall, daß man auf Sendung ist, bringt man sich in die Situation, in der G2 = G2min ist, und man berechnet die Hysterese HYST2&sub0;, die einzuführen ist, um VR kleiner VE zu haben. Man steuert die Schaltung für diesen Fall, und, schließlich, wie man es hiernach sehen wird, sieht man eine automatische Anpassung des Wertes der Hysterese so vor, daß, wenn die Verstärkung des Verdichters GR G2min + dG2 wird, man VR < VE beibehält. Das Vorangehende wendet sich auf symmetrische Weise auf den Fall an, bei dem man auf Empfang ist.
Ein Beispiel für eine Schaltung, die es erlaubt, dieses Ergebnis zu erhalten, ist für den Fall des Empfangskanals in der Figur 5 dargestellt.
Man kann in der Figur 5 den Komparator A1 sehen, der die Signale SR und SBR empfängt und eine Spannung VR für den Verstärker A3 (nicht dargestellt) liefert. Dieser Komparator weist auf klassische Weise ein Differenzierglied auf, das aus zwei PNP-Transistoren T1 und T2 besteht, die durch eine aktive Ladung geladen werden, welche von zwei Transistoren T3 und T4 des Typs NPN mit gemeinsamer Basis geliefert wird. Der Kollektor des Transistors T3 ist mit dem Kollektor des Transistors T1 verbunden, wobei der Kollektor des Transistors T4 mit dem Kollektor des Transistors T2 verbunden ist und die Emitter der Transistoren T3, T4 mit der Masse verbunden sind. Weiterhin ist die Basis der Transistoren T3 und T4 mit dem Kollektor des Transistors T3 verbunden. Die Ausgangsspannung wird an den Anschlüssen eines Widerstandes R10 aufgenommen, der zwischen die Kollektoren der Transistoren T2 und T4 geschaltet ist, so wie an einer Referenzspannung. Es handelt sich dort um einen klassischen Aufbau eines Komparators, bei dem die Emitter der Transistoren T1 und T2 von einem Strom Is versorgt werden müssen.
Gemäß der Erfindung wird der Strom IS eingestellt, um einem Antwort-Hysteresewert Rechnung zu tragen und um Abänderungen durchzuführen, wenn die Verstärkung des Verdichters GR sich ändert. Somit wird der Strom IS durch einen Stromspiegel 54 erhalten, indem ein PNP-Transistor T5 den Strom in einen PNP-Transistor T6 neu kopiert. Der Strom in diesem Transistor T6 hängt von der Polarisation eines NPN-Transistors T7 ab. Die Transistoren T6 und T7 sind in Reihe zwischen der Versorgungsspannung VCC und der Masse gezeigt.
Die Schaltung für die Polarisation des Transistors T7 umfaßt zwei Transistoren T8 und T9, die zwischen die Spannung VCC und die Masse durch Zwischenschaltung von Stromquellen I'1 und I'2 geschaltet sind, wobei die Ströme I'1 und I'2 derart sind, wie sie zuvor angegeben worden sind, nämlich, das G2 = G2min(I'1/I'2) ist. Die Basen der Transistoren T8 und T9 sind miteinander verschaltet. Der Verbindungspunkt dieser Basen ist mit der Hochspannung VCC durch Zwischenschaltung einer Stromquelle I3 und mit der Masse durch Zwischenschaltung eines Transistors T10 verbunden, dessen Basis mit dem Emitter des Transistors T9 verbunden ist. Die gemeinsame Basis der Transistoren T8 und T9 ist weiterhin mit Masse durch Zwischenschaltung einer Stromquelle 55 verbunden, die einen Strom I4 = VT/RHYST20 im Zusammenhang mit einem Widerstand RHYST20 liefert, der außerhalb der integrierten Schaltung liegt und für die anfängliche Steuerung gewählt ist, die zuvor erwähnt worden ist.
Um den Wert von IS in der Schaltung der Figur 5 zu berechnen, kann man schreiben, daß Spannungen der Basis der Transistoren T8 und T9 identisch sind (diese Basen sind miteinander verschaltet). Die Spannung der Basis des Transistors T9 ist gleich der Spannung Basis-Emitter dieses Transistors, plus der Spannung Basis-Emitter des Transistors T10, und die Spannung der Basis des Transistors T8 ist gleich der Basis- Emitter-Spannung dieses Transistors plus der Basis-Emitter-Spannung des Transistors T7, das heißt:
VBE(T9) + VBE(T10) = VBE(T8) + VBE(T7).
Der Strom in dem Transistor T10 ist im wesentlichen gleich I3 - I4, der Strom in dem Transistor T9 ist gleich I'2, der Strom in dem Transistor T8 ist gleich I'1, und der Strom in dem Transistor T7 ist der Strom IS, den man zu erhalten sucht.
Somit, indem man die Beziehung verwendet, gemäß der die Basis-Emitter-Spannung eines NPN-Transistors proportional zum Logarithmus des Stromes ist, der ihn durchläuft, erhält man:
IS = (I'2/I'1) (I3 - I4).
Der Strom I3 hat einen vorbestimmten Wert, und der Strom I4 hängt von dem Wert des Widerstandes RHYST20 ab. Somit, wenn der Wert des Verdichters GR auf seinem minimalen Wert GRmin ist, hat man I'1 = I'2, und der Strom IS hängt ausschließlich von dem Wert RHYST20 ab. Schließlich, wenn sich die Verstärkung G2 ändert, ändert sich der Strom IS umgekehrt proportional zu dieser Verstärkung, bis man erhält:
G2 = G2min (I'1/I'2).
Man hat somit mit dem Aufbau, der in der Figur 5 dargestellt ist, einen Subtrahierer-Multiplikator realisiert, der es erlaubt, eine Differenzbildung zum Ausschalten des Rauschens zu bewirken, das einer Multiplikation mit dem Inversen der Verstärkung des Verdichters des betrachteten Kanals folgt, wobei diese Multiplikation so bewirkt wird, daß der inaktive Kanal nicht auffehlerhafte Weise infolge eines Signals behandelt wird, das aus einer Kopplung mit dem aktiven Kanal herrührt
Somit paßt sich die Schaltung zu jedem Moment an den Hystereseparameter und die Betriebsbedingungen derart an, daß das Ergebnis des Komparators A3 optimiert wird. Man hat dasselbe Ergebnis für die Hysterese HYST1, die auf den anderen Eingang des Komparators A3 angewendet werden soll, wenn der Empfangskanal aktiv ist.

Claims

1. Steuereinrichtung für ein "Freihand"-Telefongerät, das folgende, mit einer Schnittstelle (IL) mit einer Telefonleitung (L) verbundene Merkmale aufweist:

- einen Sendekanal mit einem Mikrophon (M), wobei ein Signalverdichter (GE) das Mikrophonsignal auf einen konstanten mittleren Pegel einstellt, und mit einem Dämpfungsglied (ATE), und

- einen Empfangskanal mit einem Signalverdichter (GR) der das Leitungssignal auf einen konstanten mittleren Pegel einstellt, einem Dämpfungsglied (ATR) und einem Lautsprecher (HP),

- eine Anordnung aus den Sende- und Empfangskanälen, die aufgrund der akustischen Kopplung (AC) zwischen dem Mikrophon und dem Lautsprecher und der elektrischen Kopplung (AL) in der Schnittstelle eine Verstärkungsschleife bilden,

gekennzeichnet durch

- eine Vorrichtung zum anfänglichen Einstellen der Verstärkung dieser Schleife auf einen Wert, der geringfügig unter 1 (0 dB) liegt,

- eine Vorrichtung zum Erfassen der Veränderungen der Verstärkung des Sende- und des Empfangsverdichters (GE, GR) und eine Vorrichtung zum automatischen entsprechenden Verändern der Dämpfung mindestens eines der Dämpfungsglieder (ATE, ATR), so daß im Betrieb die Summe der Verstärkungen der Verdichter und der Dämpfungsglieder konstant ist.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Lautsprecher (HP) mit einem Verstärker mit variabler Verstärkung (GL) verbunden ist und daß eine Vorrichtung vorgesehen ist, die in Betrieb die Summe der Verstärkungen der Verdichter, der Dämpfungsglieder und des Lautsprecherverstärkers konstant hält.

3. Steuereinrichtung für ein "Freihand"-Telefongerät nach Anspruch 1, mit einer Vorrichtung zum Auswählen des aktiven Kanales (Sendekanales oder Empfangskanales), wobei diese Vorrichtung den Ausgang des Sendeverdichters (GE) mit dem Ausgang des Empfangsverdichters (GR) vergleicht, gekennzeichnet durch eine Vorrichtung zum Multiplizieren des Vergleichseingangs, der dem inaktiven Kanal entspricht, mit einem Hysteresekoeffizienten, der umgekehrt proportional zur Verstärkung des Verdichters dieses inaktiven Kanales ist, wenn die Auswahl einmal getroffen wurde.

4. Steuereinrichtung für ein "Freihand"-Telefongerät nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Multipliziervorrichtung einen Differentialverstärker aufweist, der für den inaktiven Kanal eine Subtraktion zwischen dem mit Rauschen behafteten Signal (SR) und dem Rauschen dieses Kanales (SBR) durchführt, wobei in den Vergleicher ein Strom eingespeist wird, der sich proportional zu einem externen Widerstand (RHYST0) und zum Inversen der Verstärkung des Verdichters dieses Kanales verändert.

5. Steuervorrichtung für ein "Freihand"-Telefongerät nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Strom von einer Schaltung eingespeist wird, die zwischen einer Versorgungsspannung und Masse folgende Merkmale aufweist:

- einen ersten NPN-Transistor (T7),

- einen zweiten NPN-Transistor (T8), der mit einer ersten Stromquelle (I'1) in Reihe geschaltet ist,

- einen dritten NPN-Transistor (T9), der mit einer zweiten Stromquelle (I'2) in Reihe geschaltet ist,

- einen vierten NPN-Transistor (T10), der mit einer dritten Stromquelle (13) in Reihe geschaltet ist,

wobei die Basis des ersten Transistors mit dem Emitter des zweiten Transistors verbunden ist, die Basen des ersten und des zweiten Transistors miteinander verbunden sind und mit dem Kollektor des vierten Transistors verbunden sind, dessen Basis mit dem Emitter des dritten Transistors verbunden ist, eine vierte Stromquelle (I4), die proportional zum Wert des Widerstandes (RHYST20) ist, mit den Anschlüssen des vierten Transistors (T10) verbunden ist, um eine zum Wert dieses Widerstandes umgekehrt proportionalen Strom zu liefern, und wobei die Ströme der zweiten und dritten Stromquelle so sind, daß ihr Verhältnis proportional zur Verstärkung des Verdichters in dem betrachteten Kanal ist.