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Die vorliegende Erfindung liegt auf dem Gebiet der
Schaltnetzteile, z.B. der Netzteile, die herkömmlich in
Fernsehgeräten verwendet werden.
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In der Fig. 1 sind einige generelle Charakteristiken eines
Schaltnetzteiles dargestellt. Dieses weist zunächst einen
Transformator T auf, dessen Primärwicklung in Serie mit einem
Leistungsschalter, üblicherweise einem Leistungstransistor 1
verbunden ist. Auf diese Weise fließt der Strom in der
Primärwicklung T&sub1; zwischen einem Versorgungsanschluß 2 und Masse,
wenn der Transistor 1 leitend ist. Bei dem Betrieb empfängt
dieser Transistor 1 an der Basis periodische Steuerimpulse von
einer integrierten Schaltung 3 und stellt in jeder seiner
leitenden Phasen die Übertragung von Energie aus der
Primärwicklung T&sub1; auf die Sekundärwicklungen T&sub2; des
Transformators T sicher. Mit dem Bezugszeichen T&sub3; ist eine
spezielle Sekundärwicklung bezeichnet, die über eine Diode 5 mit
der integrierten Steuerschaltung 3 für die Basis verbunden ist,
um die Versorgung sicher zu stellen. Auf diese Weise wird die
integrierte Schaltung 3 nur dann versorgt, wenn das
Schaltnetzteil funktioniert. Bei einer Unterspannung des Systemes
wird die integrierte Schaltung nicht mehr über die
Sekundärwicklung T&sub3; versorgt. Man sieht daher generell eine
Hilfsschaltung vor, die einen Kondensator 7 aufweist, der über
einen mit dem Anschluß der Versorgungsquelle 2 verbundenen
Widerstand geladen wird, um die anfängliche Versorgung der
Schaltung vor dem Einschalten des Schaltnetzteiles
sicherzustellen.
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Die integrierte Schaltung 3 erhält über einen Anschluß 10
Steuersignale, die aus dem Signal zumindest einer der
Sekundärwicklungen T&sub2; erzeugt werden, üblicherweise durch
Zwischenschalten einer weiteren integrierten Schaltung, um eine
Folge von Steuerimpulsen an den Leistungstransistor 1 derart zu
liefern, daß eine stabilisierte Spannung auf der Sekundärseite
erhalten wird. Es handelt sich somit um Steuersignale mit
Modulation der Impulsbreite, die üblicherweise durch die
Abkürzung PWM entsprechend der anglo-amerikanischen Bezeichnung
Pulse With Modulation bezeichnet wird.
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Die Fig. 2A stellt einen Teil der integrierten Schaltung 3 für
die PWM-Modulation dar. In dieser Figur ist ein Komparator C mit
zwei Transistoren 11 und 12 gezeigt, deren Emitter miteinander
verbunden sind und Strom von einer Stromquelle 13 empfangen. Der
Kollektor des Transistors 12 ist direkt mit Masse verbunden, und
der Kollektor des Transistors 11 ist über einen Widerstand 14 mit
Masse verbunden. Dieser Komparator weist einen ersten
Vergleichseingang an der Basis des Transistors 11 entsprechend
dem oben erwähnten Anschluß 10 auf, einen zweiten
Vergleichseingang 15 an der Basis des Transistors 12, der ein
Sägezahnsignal empfängt, und einen Ausgang 16 an dem Kollektor
des Transistors 11.
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Die Figur 2B zeigt schematisch das Sägezahnsignal, welches an dem
Anschluß 15 anliegt, und die Steuerspannung an dem Anschluß 10.
Die Figur 2C zeigt die Ausgangsimpulse am Anschluß 16, mit denen
die Basis des Leistungstransistors 1 (über eine
Verstärkerschaltung) angesteuert wird. Bei dem hier dargestellten
Schaltungsaufbau ist die Breite der Impulse um so wichtiger, je
näher die Steuerspannung 10 an der unteren Schwelle des
Sägezahnes 15 ist. Es handelt sich wohlbemerkt um eine
willkürliche Wahl und man könnte ebenso ein inverses System
vorsehen. In der vorliegenden Beschreibung wird jedoch auf diese
Wahl Bezug genommen.
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Beim Einschalten des Schaltnetzteiles werden die
Sekundärwicklungen nicht versorgt und das Steuersignal 10
befindet sich auf niederem Pegel, wodurch eine maximale
Energieanforderung hervorgerufen wird. Die Zeitdauer der
leitenden Phase des Transistors 1 wird somit unmittelbar maximal,
woraus viele Nachteile resultieren, die mit induktiven Elementen
der Schaltung und mit dem Risiko der Sättigung des Transistors
verbunden sind.
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Um diese Nachteile zu vermeiden, hat man im Stand der Technik
Schaltnetzteile mit progressivem Start vorgesehen, von denen ein
schematisches Beispiel in Fig. 3A dargestellt ist. Man sieht in
Fig. 3A den Komparator C der Fig. 2A. Anstatt jedoch das
eingangsseitige Steuersignal 10 direkt an die Basis des
Transistors zu legen, erfolgt dieses über die Zwischenschaltung
einer analogen ODER-Normalschaltung 20, die die Aufgabe hat, von
den beiden Eingangssignalen das stärkste hindurchzulassen. Der
zweite Eingang 19 der analogen ODER-Schaltung 20 ist mit dem
Verbindungspunkt eines Kondensators 21 sowie eines Widerstandes
22 verbunden, wobei der andere Anschluß des Kondensators mit der
Hochspannungsquelle und der andere Anschluß des Widerstandes 22
mit Masse verbunden ist. In Fig. 3A ist ebenfalls symbolisch eine
Spannungsquelle 23 und ein Schalter 24 dargestellt, der
geschlossen ist, solange die Schaltung in Betrieb ist.
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Die Fig. 3B zeigt den Signalverlauf am Eingang der Anschlüsse 10,
15 und 19 und die Fig. 3C zeigt den Verlauf der Steuerimpulse am
Ausgangsanschluß 16. Zum Zeitpunkt t&sub0;, an dem der Schalter 24
geschlossen wird, ist der Anschluß 19 auf hohem Potential, und
dieses Potential fällt ab, solange der Kondensator 21 sich lädt.
Der Sägezahn 15 beginnt nach einer bestimmten Zeit zu erscheinen
und das Signal am Anschluß 19 erreicht zum Zeitpunkt t&sub1; den
oberen Pegel des Sägezahnes 15. Zu diesem Zeitpunkt wird am
Ausgang ein erster Impuls abgegeben, d.h., daß das Schaltnetzteil
zu funktionieren beginnt. Während nun die Spannung am Anschluß 19
abfällt, werden Impulse mit progressiv wachsender Breite an dem
Ausgangssignal 16 bis zu einem Zeitpunkt t&sub2; abgegeben, wo das
Relais durch die Steuerspannung an dem Anschluß 10 anzieht.
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Die Figuren 3B und 3c dienen lediglich der Illustration und sind
natürlich nicht im richtigen Maßstab gezeichnet. Tatsächlich ist
in einem herkömmlichen Schaltnetzteil für einen Fernsehapparat
die Periode des Sägezahns korrespondierend zu der horizontalen
Zeilenabtastperiode des Fernsehers, d.h., beträgt z.B. 64
Mikrosekunden. Die anfängliche Totzeit zwischen den Zeitpunkten
t&sub0; und t&sub1; liegt in der Größenordnung bei einer hundertstel
Millisekunde, und die progressive Einschaltdauer zwischen den
Zeitpunkten t&sub1; und t&sub2; ist ebenfalls in der Größenordnung einer
hundertstel Millisekunde, d.h., daß der Abfall des Signales 19
sich über einige tausend Perioden des Sägezahnes erstreckt.
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Die unterschiedlichen, im vorhergehenden beschriebenen
Einrichtungen existieren bis heute und werden z.B. in
Schaltnetzteilen für käufliche Fernseher unter den Bezeichnungen
TEA 5170, UAA 4001, UAA 4006 der Gesellschaft SGS-Thomson
Microelectronics SA verwendet.
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Diese Schaltung hat eine ausreichende Funktion im Hinblick auf
den progressiven Start zwischen den Zeitpunkten t&sub1; und t&sub2;. Sie
ist allerdings insofern nachteilig, als eine erhebliche Totzeit
zwischen den Zeitpunkten t&sub0; und t&sub1; existiert, d.h., zwischen dem
Einschalten der Spannung und dem Auftreten der ersten
Befehlsimpulse.
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Um diesen Nachteil zu lindern, ist im Stand der Technik
vorgeschlagen worden, eine initiale Ladung des Kondensators 21
nahe der oberen Schwelle des Sägezahnes mit Hilfe einer in Fig. 4
dargestellten Schaltung sicherzustellen. In dieser Schaltung sind
neben den bereits in Fig. 3A beschriebenen Elementen zwei
Widerstände 31 und 32 vorhanden, die in Serie zwischen den
Anschlüssen der Hochspannungs- und Niederspannungsversorgung
verbunden sind, wobei deren Verbindungspunkt mit dem
Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator 21 und dem Widerstand
22 über eine Diode 33 verbunden ist. Auf diese Weise beginnt die
Spannung an dem Anschluß 19 nicht bei dem hohen Wert VCC der
Versorgungsspannung, sondern bei einem Wert entsprechend
VCC[R1/(R1+R2)] + VD, wobei VD der direkte Spannungsabfall längs
der Diode 33 ist. Daraus resultiert, daß die Zeitspanne zwischen
den Zeitpunkten t&sub0; und t&sub1; verkürzt wird. Eine derartige
Einrichtung existiert z.B. in den Schaltungen TEA 2164 und TEA
2029, die von der Fa. SGS-Thomson Microelectronics SA vertrieben
werden, wobei die Elemente 31, 32 und 33 bei der Schaltung TEA
2029 extern der integrierten Schaltung und bei der Schaltung TEA
2164 intern angeordnet sind. Mit diesem Vorschlag wird die
Totzeit zwischen den Zeitpunkten t&sub0; und t&sub1; verkürzt, jedoch ist
die Präzision des Systemes nicht sehr gut, da diese von der
Präzision der Widerstände R1 und R2 und von der Präzision der
Amplitude des Sägezahnes ebenso wie von der Drift an der Diode 33
abhängt. Aus diesem Grund muß man einen gewissen
Sicherheitsrahmen vorsehen; es verbleibt weiterhin bei einer
Totzeit, die zwar im Hinblick auf diejenige von früheren Lösungen
reduziert ist, die aber trotzdem den Nachteil mit sich bringt,
daß sie von einer Schaltung zur anderen relativ stark streut.
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Ein Nachteil der relativ langen Totzeiten ist sicherlich auch das
dadurch bedingte Unbehagen des Fernsehzuschauers, der immer eine
gewisse Zeit warten muß, bevor Bildsignale empfangen werden. Ein
weiterer Nachteil, den man in Verbindung mit dem Schaltschema in
Fig. 1 sehen kann, ist, daß dann, wenn man eine relativ lange
Totzeit vorsieht, der Kondensator 7, der die anfänglichen
Versorgung der integrierten Schaltung sicherstellt, solange das
Schaltnetzteil noch nicht in Betrieb ist, einen erheblichen
Widerstandswert aufweisen muß, und daß der Widerstand 9, der in
Serie mit dem Kondensator geschaltet ist, keinen zu hohen
Widerstandswert aufweisen darf, um die rasche Ladung des
Kondensators 7 während des Einschaltens zu erlauben. Wenn man die
Totzeit reduzieren will, kann man gleichzeitig den Kapazitätswert
des Kondensators 7 reduzieren und den Widerstandswert des
Widerstandes 9 erhöhen, was den Verbrauch im eingeschalteten
Zustand reduziert.
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Es ist eine Aufgabe der vorliegenden Erfindung, die Dauer der
Totzeit zu reduzieren, wobei gleichzeitig ein progressiver Start
sichergestellt werden soll.
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Es ist eine weitere Aufgabe der Erfindung, eine Schaltung
anzugeben, bei der die meisten Elemente als integrierte
Schaltungen realisiert werden können.
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Diese Aufgaben der Erfindung werden dadurch gelöst, daß man eine
Schaltung vorsieht mit einem progressiven Start für ein
Schaltnetzteil, das durch impulsbreitenmodulierte Impulse
gesteuert wird, die durch Vergleich einer zwischen ersten und
zweiten Pegeln oszillierenden Sägezahnspannung und einer
Steuerspannung erhalten werden, wobei die Steuerspannung anfangs
auf einem außerhalb des Oszillationsintervalles des Sägezahnes
gelegenen Wert eingestellt wird, anschließend in einer ersten
Phase bis zu einem ersten Pegel variiert (Totzeit) und in einer
zweiten Phase zwischen dem ersten und dem zweiten Pegel variiert,
um Steuerimpulse mit progressiv wachsender Breite zu erzeugen.
Diese Schaltung weist Einrichtungen auf, um die Variation der
Steuerspannung während der ersten Phase mit einer ersten Steigung
und dann die Variation dieser Steuerspannung während der zweiten
Phase mit einer gegenüber der ersten Steigung flacheren Steigung
sicherzustellen; sie weist ferner eine Einrichtung auf, um die
Umschaltung der Steigung nach Erfassen des ersten Steuerimpulses
sicherzustellen.
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Nach einem weiteren Ausführungsbeispiel der Erfindung weisen die
Einrichtungen zum Liefern der variablen Spannung Einrichtungen
zum Einspeisen eines Konstantstromes in einen Kondensator auf,
wobei dieser Konstantstrom zumindest zwischen einem ersten und
einem zweiten vorbestimmten Wert umschaltbar ist.
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Weitere Aufgaben, Ausführungen und Vorteile der Erfindung gehen
aus der folgenden Beschreibung hervor, in der anhand der
Zeichnungen die Erfindung näher erläutert ist. In den Zeichnungen
stellen dar:
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Fig.1 den Stand der Technik, der oben beschrieben wurde;
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bis 4
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Fig.5 ein Ausführungsbeispiel einer Einrichtung mit
progressivem Start gemäß der Erfindung und
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Fig.6a
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und 6b Signaldiagramme, aufgetragen über der Zeit, zur Erklärung
der Funktion der Schaltung in Fig. 5.
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In den einzelnen Figuren kennzeichnen die gleichen
Referenzzeichen identische oder analoge Komponenten.
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In Fig. 5 sieht man den Komparator C aus den Figuren 2A und 3A
mit den Schaltungselementen 11 und 16, ebenso wie die analoge
ODER-Schaltung 20 mit den Eingängen 10 und 19.
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Die Schaltung gemäß der Erfindung unterscheidet sich von den
Schaltungen gemäß dem Stand der Technik dadurch, daß das Signal
zur Sicherstellung eines progressiven Startes am Anschluß 19
angelegt wird. Gemäß der Erfindung wird dieses Signal durch die
Ladung eines Kondensators 40 bestimmt, der in einer ersten Phase
entsprechend der Totzeit relativ schnell durch die gemeinsame
Aktion zweier Stromquellen 41 und 42 geladen wird, wohingegen
während der Einschaltphase (zwischen den obengenannten
Zeitpunkten t&sub1; und t&sub2;) das Laden lediglich über eine der beiden
Stromquellen (42) stattfindet. Der Wert dieser Stromquelle ist
wesentlich geringer als die Summe der Stromwerte beider
Stromquellen, z.B. 10 bis 30 mal geringer. Dadurch wird die
Totzeit im Hinblick auf die Dauer des progressiven Startes kurz.
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Die Schaltung der Fig. 5 weist neben einer Hochspannungsquelle
VCC und Masse den oben erwähnten Komparator C auf, ferner eine
Ladeschaltung 45 für den Kondensator 40, eine Inversionsschaltung
50 und eine Detektorschaltung 60 zum Erfassen des Zeitpunktes, an
dem die Funktion des Schaltnetzteiles beginnt, und zum Umschalten
der oben erwähnten Stromquellen.
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In der hier vorgestellten speziellen Ausführungsform umfaßt die
Schaltung 45 einen Kondensator 40, dessen einer Anschluß mit
Masse und dessen anderer Anschluß mit der
Versorgungsspannungsquelle über die Stromquelle 42 und die
Serienschaltung aus der Stromquelle 41 und einer Diode 43
verbunden ist. Die Intensität der Stromquelle 41 ist wesentlich
höher als diejenige der Stromquelle 42. Der zweite Anschluß des
Kondensators 40 ist mit dem Eingang eines Phaseninverters 50
verbunden, dessen Ausgang mit dem Eingangsanschluß 19 der
analogen ODER-Schaltung 20 verbunden ist.
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Der Phaseninverter weist beispielhaft zwei Transistoren 51 und 52
in Stromspiegelschaltung auf, d.h., daß deren Emitter mit der
Hochspannung VCC, ihre Basen miteinander, die Basis des
Transistors 51 mit dem Kollektor und die Kollektoren der
Transistoren 51 und 52 mit Masse über Widerstände verbunden sind.
Mit dem Kollektor des Transistors 52 ist ein Widerstand 53 und
mit dem Kollektor des Transistors 51 ein Widerstand 54 in Serie
mit einem Transistor 55 verbunden, dessen Basis die am Anschluß
des Kondensators 40 anliegende Spannung empfängt.
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Die Schaltung 60 weist ein RS-Flip-Flop 61 auf, dessen
Rücksetzeingang R mit einem Anschluß 62 verbunden ist, der ein
Signal empfängt, wenn der Schaltnetzteil unter Spannung gesetzt
wird. Der Eingang S des Flip-Flops ist mit dem Ausgang 16 des
Komparators C, der Ausgang Q ist mit der Basis eines Transistors
63 verbunden. Dieser Transistor 63 ist einerseits mit dem
Verbindungspunkt zwischen der Stromquelle 41 und der Diode 43 und
andererseits mit Masse verbunden.
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Beim Einschalten der Spannung des Schaltnetzteiles zwischen den
Zeitpunkten t&sub0; und t&sub1; ist der Transistor 63 blockiert und die
Stromquellen 41 und 42 geben gemeinsam Strom an den Kondensator
ab, um dessen schnelle Ladung zu besorgen, was, nach Phasenumkehr
an dem Anschluß 19 ein Signal 19-1 erzeugt, das rasch abklingt.
Zum Zeitpunkt t&sub1; wird, wie bereits oben erläutert, am Ausgang 16
des Komparators ein erster Impuls mit kurzer Zeitdauer erzeugt.
Daraufhin schaltet das Flip-Flop 61 um, und der Transistor 63
wird leitend, woraus resultiert, daß die Stromquelle 41 gegen
Masse kurzgeschlossen wird, und daß nur noch die Stromquelle 42
den Kondensator 40 speist, der sich danach wesentlich langsamer
auflädt. Damit hat man den gewünschten progressiven Start
zwischen den Zeitpunkten t&sub1; und t&sub2;, wie dieses bereits oben
angedeutet wurde.
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Die Schaltung hat den Vorteil, die Totzeit merklich zu reduzieren
und im Betrieb selbstadaptiv zu sein. Außerdem ist die Totzeit im
wesentlichen stets gleich, unabhängig von Variationen der
einzelnen Komponenten.
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Selbstverständlich ist die Schaltung gemäß der Erfindung durch
zahlreiche Varianten und Modifikationen abzuwandeln, sofern die
Funktionsblöcke 45, 50 und 60 sowie der Komparator C betroffen
sind.
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Zum Beispiel kann man, anstatt den Kondensator 40 an Masse zu
legen, eine Verbindung dieses Kondensators derart vorsehen, daß
anfangs eine hohe Spannung und anschließend eine langsam
abfallende Spannung gegeben ist. In diesem Falle wäre der
Inverter 50 nicht nötig.
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Zur Vereinfachung wurde auch die analoge ODER-Schaltung
vorgesehen, mit der entweder das Signal 19 für einen progressiven
Start oder das Steuersignal 10 behandelt werden kann. Man könnte
vorsehen, daß beide Signale einem Komparator des gleichen Types
wie der Komparator C zugeführt werden, und dann anschließend die
logischen Ausgangssignale dieser beiden Komparatoren einem UND-
Gatter derart zugeführt werden, daß lediglich die kurzen
Signalspitzen verwendet werden, um die Basis des
Leistungstransistors des Schaltnetzteiles zu steuern.
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Schließlich könnten andere Schaltungen die Schaltung zur
Detektion und zum Umschalten 60 ersetzen.