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Die
vorliegende Erfindung hat ein Modulationsverfahren in einem Sender
zum Gegenstand. Außerdem
hat sie einen Sender zum Gegenstand, der gemäß diesem Verfahren arbeitet.
Die Erfindung ist insbesondere für
eine Anwendung mit Sendern vom Zweiband- oder allgemeiner vom Mehrbandtyp
bestimmt. Aus diesem Grund ist sie besonders für das Gebiet der Mobiltelephonie
interessant, wenn es sich darum handelt, mit ein und demselben Sender
Signale gemäß der GSM-Norm
mit 900 MHz, der DCS-Norm mit 1800 MHz, der PCS-Norm mit 1900 MHz,
sogar der UMTS-Norm mit 2200 MHz senden zu können. Die Erfindung hat unmittelbar
die Verringerung der Anzahl der für ein Mobiltelephon vom Mehrbandtyp
erforderlichen Hilfsoszillatoren zur Folge.
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Die
Modulationsschaltungen, die bei der Mobiltelephonie im Allgemeinen
zum Senden verwendet werden, enthalten in einer Regelschleife einen
gesteuerten Oszillator, der im Allgemeinen mittels eines Steuersignals,
das von einem Phasenkomparator erzeugt wird, spannungsgesteuert
ist (VCO). Der Phasenkomparator empfängt einerseits ein Signal mit
einer Referenzfrequenz und andererseits ein Signal, das nach einer
Frequenzteilung durch N dem von dem spannungsgesteuerten Oszillator
erzeugten Signal entspricht. Deshalb ist die Frequenz des von dem
spannungsgesteuerten Oszillator erzeugten Signals ein N-faches der Frequenz
des Referenzsignals.
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Die
Frequenz dieses Referenzsignals ist sehr präzise eingestellt und zwar vorzugsweise
auf einen Wert, der dem Abstand zwischen zwei Frequenzkanälen, die
in einem Nutzfrequenzband liegen, gleich ist. Um die Ideen festzuhalten,
im Rahmen des GSM mit 900 MHz und des DCS mit 1800 MHz beträgt der Abstand
zwischen den Kanälen etwa
200 kHz, so dass die Referenzfrequenz gleich 200 kHz gewählt ist.
Unter diesen Bedingungen hat der verwendete Teilerkoeffizient N
einen Wert in der Größenordnung
von 4500 in dem einen Fall und von 9000 in dem anderen.
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Die
Regelungsfähigkeit
der spannungsgesteuerten Oszillatoren der Regelschleifen ist jedoch nicht
groß genug,
dass ein und derselbe Oszillator in einem Band, etwa dem GSM-Band
bei 900 MHz, und zugleich in einem anderen Band, etwa dem DCS-Band
bei 1800 MHz (oder PCS oder UMTS), verwendet werden kann. Deshalb
ist es erforderlich, eine zweite Sende-Rückführschleife mit einem zweiten
spannungsgesteuerten Hilfsoszillator aufzubauen. Die Lösung, die
dann die Normen erfüllt,
ist folglich eine kostspieligere Lösung, weil außerdem ein Hilfsoszillator
eine Schaltung ist, die nicht integriert werden kann und in der
Praxis den Preis eines Senders stark belastet.
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Bei
der Erfindung ist vorgesehen, wenn erst einmal ein solches Signal,
das von nur einem Hilfsoszillator erzeugt ist, zur Verfügung steht
und der Sender zu einem Zweibandbetrieb fähig sein soll, in Kaskade nach
der Regelschleife einen Teiler, beispielsweise einen Teiler durch
zwei, anzuordnen. Bei dieser Vorgehensweise können die hohen Frequenzen, die
im Bereich DCS, PCS oder UMTS anwendbar sind, durch zwei geteilt
werden, um als Kanalmittenfrequenzen im GSM900-Bereich zu dienen.
Gegebenenfalls kann der Teiler eine Bruchzahl sein.
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Das
Dokument WO 98/25 353 betrifft eine Vorrichtung zur Übertragung
von HF-Signalen in zwei separaten Frequenzbändern. Eine erste Verarbeitungseinheit,
die am Ausgang eines VCO angeordnet ist, ist für die Auswahl der Betriebsfrequenz
bestimmt, die durch die Vervielfachung der Frequenz am Ausgang des
VCO mit einem Faktor k erwählt ist. Eine
zweite Verarbeitungseinheit, die in der Phasenverriegelungsschleife
des VCO angeordnet ist, ist dafür
bestimmt, die Vervielfachung der Bandbreite des Signals am Ausgang
der ersten Einheit zu kompensieren, wenn diese aktiviert ist. Diese
Kompensation wird mit Hilfe einer Multiplikation mit einem gleichen Faktor
k verwirklicht.
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Diese
Lösung
verwendet jedoch eine Vorrichtung in der Phasenverriegelungsschleife,
was eine Hardware-Änderung
in der Schleife mit sich bringt und folglich die Kosten dieser belastet.
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Da
dieses erste Problem unbestritten ist, empfiehlt sich außerdem,
das auf diese Weise erzeugte Trägersignal
zu modulieren. Eine Lösung,
die dieser Teilungsart entspricht, besteht darin, nach dem Teiler
durch zwei einen Basisbandmodulator anzuordnen. Dieser Modulator
ist eine Schaltung, die einerseits das Signal des geregelten Hilfsoszillators, das
gegebenenfalls geteilt ist, und andererseits Modulationssignale,
die einem Modulationssignal entsprechen, entgegennimmt. In der Praxis
verwendet ein solcher Modulator Mischer, im Allgemeinen zwei Quadraturmischer.
Der Nachteil einer solchen Architektur könnte sein, dass die Mischer,
die sich am Ausgang befinden, rauschen. Das Rauschen, das sie erzeugen
könnten,
würde sich
als Störung
auswirken, die in Kanälen
gesendet wird, die dem Sendekanal benachbart sind, wobei sie vorwiegend
mit ganzzahligen Vielfachen der Sendefrequenz gesendet wird. Aus
diesem Grund würden,
wenn die Frequenz durch zwei geteilt werden würde und der Sender in einem niedrigeren
Frequenzband betrieben werden würde, Störungen in
dem Frequenzband erzeugt, dessen Frequenz das Doppelte der Mittenfrequenz
dieses unteren Bands ist. In der Praxis kann diese Lösung besser
eingesetzt werden, wenn Filter benutzt werden.
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Derartige
Filter sind jedoch teuer. Außerdem kann
das Vorhandensein eines Duplexers, der nach dem Verstärker angeordnet
ist, Einfügeverluste
hervorrufen und sich negativ auf den Verbrauch auswirken.
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Eine
andere Art und Weise der Verwirklichung der Modulation ermöglicht,
sich von dem Rauschen durch die Mischer zu befreien, wenn die Mischer
nach der Regelschleife angeordnet sind. Gemäß dieser zweiten Technik wird
das Referenzsignal selbst durch das zu sendende Signal moduliert.
Deshalb durchläuft
das von den Mischern der Modulationsschaltung hervorgerufene Rauschen
in Vorwärtsrichtung
nur die Regelschleife des spannungsgesteuerten Oszillators. In dieser
Schleife ist ein besonders leistungsfähiges Schleifenfilter angeordnet,
beispielsweise mit einem auf 10 kHz begrenzten Durchlassbereich.
Daraus folgt unmittelbar, dass das Rauschen der Mischer durch die
Schleife gefiltert wird. Unter diesen Bedingungen erzeugt ein Signal,
das in einem niedrigeren Frequenzband, beispielsweise bei 900 MHz
in dem GSM900-Band gesendet wird, kein Rauschen in dem Empfangsband
von 915 MHz bis 960 MHz.
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Der
Nachteil, den diese zweite Technik aufweist, ist jedoch, dass sie
mit der Verwendung eines nachgeschalteten Frequenzteilers unvereinbar
ist.
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Die
Erfindung hat zum Ziel, die oben angeführten Probleme zu lösen und
die Wahl einer Lösung zu
ermöglichen,
welche die zwei Vorteile des niedrigen Rauschens und der niedrigen
Kosten hat. Bei der Erfindung ist man sich im Grunde genommen darüber klar
geworden, dass es genügt,
um die Lösung der
zweiten Technik mit einem Frequenzteiler durch zwei, wie bei der
ersten Technik, nutzen zu können, was
ermöglicht,
eine zu große
Anzahl von Hilfsoszillatoren zu vermeiden, einerseits die zu modulierende Referenzfrequenz
zu ändern
und außerdem
und vor allem den Modulationsindex, gemäß dem ein Signal mit dieser
Referenzfrequenz moduliert werden würde, zu verändern. Vereinfacht ausgedrückt: Um
ein mit der Frequenz 2F0 (beispielsweise in der Größenordnung
von 1800 MHz) zu sendendes Signal zu erzeugen, genügt es, ein
Referenzsignal von 200 kHz (entsprechend der Zwischenkanalbreite)
zu verwenden und einen Schleifenkoeffizienten von gleich 9000 zu
benutzen. In diesem Fall kann dieses Referenzsignal von 200 kHz
einfach moduliert werden. Gemäß der Erfindung
wird hingegen, wenn der Teiler durch zwei verwendet werden soll,
um die Frequenz von 1800 MHz auf 900 MHz verringern, das Referenzsignal
durch ein Signal von 400 kHz ersetzt, wobei der Vervielfachungskoeffizient
dann natürlich
in der Größenordnung
von 4500 ist, aber vor allem wird die Modulationstiefe verändert, d.
h. der Modulationsindex, so dass nach einer Teilung das Spektrum
des modulierten Signals die gleiche Nutzbandbreite von 200 kHz einnimmt,
die der Kanal zulässt.
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In
diesem Fall kann dies darauf hinauslaufen, dass nur eine einfache
Multiplikation des Wertes des Modulationssignals ausgeführt wird.
Die Amplitude des Modulationssignals wird dann ein Vielfaches des
Wertes des Modulationssignals, das ohne Teilung verwendet worden
wäre. Die
Umschaltung zwischen einem Signal mit 200 kHz und einem Signal mit
400 kHz ist sehr einfach. Praktisch genügt es, ein Signal von 400 kHz
zu erzeugen und es nach Bedarf durch zwei zu teilen oder nicht.
In der Folge wird gezeigt werden, dass die Modifikation des Modulationsindex
eine sehr einfache Operation ist, die unter Berücksichtigung einer digitalen
Verarbeitung der Modulation sich nicht als eine Hardware-Änderung
auswirkt. Sie schafft eine flexibel umzusetzende Lösung, denn
die Modifikation kann auf programmierbare Weise verwirklicht werden.
Um das Teilungsverhältnis
zu modifizieren, genügt
es, den Modulationsindex auf digitale Weise zu modifizieren. Deshalb
wird mit der Erfindung leicht ein Zweibandsender mit genau den gleichen
Bauelementen wie bei einem Einbandsender erhalten. Die zusätzlichen
Kosten sind folglich fast null.
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Die
Erfindung wird besser verstanden beim Lesen der folgenden Beschreibung
und bei Durchsehen der Figuren, die ihr beigefügt sind. Diese sind nur als
Hinweis dienend gegeben und keineswegs die Erfindung einschränkend. Es
zeigen:
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1 eine
Darstellung des Modulationsprinzips eines Senders, der gemäß der Erfindung
mit einem Frequenzteiler ausgestattet ist;
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2 eine
schematische Darstellung des Modulationsverfahrens und der Modulationsvorrichtung
gemäß der Erfindung;
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3 Spektralkurven,
die jeweils die Verlagerung der Frequenzen entsprechend dem Stand
der Technik, mit der dargestellten Unmöglichkeit, und andererseits
entsprechend der durch die Erfindung herbeigeführten Verbesserung zeigen;
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4 eine
Darstellung eins bevorzugten, einfachen Ausführungsbeispiels eines Teils
einer Modulationsvorrichtung gemäß der Erfindung.
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1 zeigt
einen Sender, eine Modulationsvorrichtung gemäß der Erfindung. Diese Modulationsvorrichtung
umfasst eine Regelschleife 1, die hier im Wesentlichen
einen spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) aufweist, dessen Steuereingang
insbesondere über
ein Schleifenfilter mit dem Ausgang eines Phasenkomparators C verbunden
ist. Der Komparator C nimmt am Eingang ein Referenzsignal Ref entgegen,
das mit einem Signal zu vergleichen ist, das dem Ausgangssignal
des Oszillators VCO entspricht. Bei Vorliegen einer Übereinstimmung
wird die Frequenz des Oszillatorsignals mittels eines Teilers durch
N geteilt, wobei N eine ganze Zahl ist, jedoch auch eine gebrochene
Größe sein
kann. In Kaskade mit der Schleife 1 ist eine Hochfrequenzsendeschaltung 3 geschaltet,
hier einfach durch eine Antenne dargestellt. Gemäß der Erfindung ist eine Schaltung 2 zur
optionalen Teilung zwischen die Schleife 1 und die Schaltung 3 geschaltet.
Die Schaltung 2 modifiziert durch Teilen die Frequenz des
von dem Oszillator VCO der Schleife 1 abgegebenen Signals.
In einem bevorzugten Beispiel ist die Teilung des Teilers 2 eine
Division durch zwei. Diese Teilung ist insofern optional, als sie
durch ein Steuersignal gesteuert und nach Bedarf durchgeführt wird,
wenn die Frequenz des von der Schaltung 3 gesendeten Signals
gewechselt werden soll. Diese Frequenz wird beispielsweise gewechselt,
um von einer Frequenz, die im DCS-Bereich bei 1800 MHz liegt, zu
einer Frequenz überzugehen,
die im GSM-Bereich bei 900 MHz liegt. Bei dieser Vorgehensweise
dient der Oszillator VCO für
einen Bereich ebenso gut wie für
den anderen. Die Frequenzabtastung dieses gemeinsamen Oszillators
VCO muss dem Maximum der Abtastung in dem höheren Frequenzbereich und dem
Doppelten der Abtastung in dem niedrigeren Frequenzbereich entsprechen.
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In
der in 1 dargestellten Variante wird das zu sendende
Signal durch die Modulationssignale I und Q moduliert, die auf einen
Modulator einwirken, der dem Teiler 2 nachgeschaltet und
der Schaltung 3 vorgeschaltet ist. Eine solche Ausführung kann
das Vorhandensein von nicht dargestellten Filtern erfordern, die
zwischen dem Modulator und der Sendeschaltung 3 einzufügen sind.
Um das Vorhandensein dieser Filter zu vermeiden oder um die einfachsten
davon zu verwenden, kann auf verschiedene Weise vorgegangen werden.
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2 zeigt
in dieser Hinsicht eine Modulationsvorrichtung gemäß einer
Vervollkommnung der Erfindung. Diese Vorrichtung ermöglicht,
das Verfahren der Erfindung auszuführen. Diese Modulationsvorrichtung
umfasst in Kaskade die Regelschleife 1, die Schaltung 2 zur
optionalen Teilung und die Hochfrequenzsendeschaltung 3.
Gemäß einem
wesentlichen Merkmal dieser Vervollkommnung der Erfindung enthält die Modulationsvorrichtung
eine Modulationsschaltung 4 zum Modulieren eines Referenzsignals,
das am Eingang der Regelschleife 1 entgegengenommenen wird.
Wie noch näher
erläutert
werden wird, ist hier das Referenzsignal entweder ein Referenzsignal
REF1 oder aber ein Referenzsignal REF2. In einem Beispiel wird das
Signal REF1 ein reines Sinussignal mit 200 kHz sein, das in dem
DCS 1800 MHz-Bereich oder PCS- oder
sogar UMTS-Bereich verwendbar ist, während das Referenzsignal REF2
ein reines Sinussignal mit einer Frequenz von 400 kHz sein wird.
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Zu
diesem Zweck umfasst die Modulationsschaltung einen ersten Umschalter 5,
um ein Referenzsignal mit einer ersten Frequenz REF1 oder einer
zweiten Frequenz REF2 auszuwählen.
Praktisch ist es möglich,
nur ein Referenzsignal zu erzeugen, beispielsweise jenes mit der
Frequenz REF2, und das Signal mit dieser zweiten Frequenz durch
einen Koeffizienten zu teilen, um das Signal mit der Frequenz REF1
zu erhalten, oder das Signal nicht zu teilen. Der Sachverhalt, dass
geteilt wird oder nicht, wird auf die gleiche Weise durch ein Umschalten
erzielt. Die hier in Aussicht genommene Teilung durch zwei ist eine
bevorzugte Lösung.
Weitere Teilungen wären
im Zusammenhang mit dem Teilerwert des Teilers 2 und im
Zusammenhang mit der Breite des Kanals, der in jedem der Bänder geschaffen
ist, denkbar.
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Gemäß einem
weiteren wesentlichen Merkmal umfasst die Schaltung der Erfindung
einen zweiten Umschalter 6, um die Modulationsmerkmale
eines Modulationssignals S umzuschalten.
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Die
Funktionsweise dieser Baueinheit ist Folgende: Wie in dem Buch "Réseaux GSM et DCS" von Xavier LAGRRNGE,
Philippe GODELEWSKI, Sami TABBANE, 3. dritte durchgesehene und erweiterte Auflage,
Editions Hermes, Paris 1997, S. 196–200, im Rahmen einer Modulation
vom GMSK-Typ angegeben ist, wird ein Gaußsches Tiefpassfilter vor einem
Frequenzmodulator verwendet. Die Schaltung 4 weist hier
ein solches Filter und einen solchen Frequenzmodulator auf. Das
Filter ist nicht a priori für
die Erfindung unabdingbar, obwohl es einen guten Schutz des gesendeten
Signals gegen Rauschen des Kanals und eine bessere Nutzung der Eigenschaften
der Decodierungsschaltungen beim Empfang mit sich bringt. In einem
Beispiel weist das zu sendende Modulationssignal S die Form einer
Folge von Binärsignalen
auf, die herkömmlich
durch Nullen und Einsen dargestellt werden. In der Praxis werden diese
Signale mit einer genormten Frequenz f erzeugt, die beispielsweise
bei GSM und PCS 270,833 kBit/s entspricht. Diese Signale werden
in einen Codierer 7 eingespeist, der eine bestimmte Anzahl
Ausgänge
besitzt, die mit Adresseingängen
einer Umsetzungstabelle 8 verbunden sind. In bekannter
Weise führt
die im Voraus berechnete Umsetzungstabelle 8 eine Filterung
aus, insbesondere eine Filterung vom Gaußschen Typ. Gleichwohl könnte auf
diese Filterung verzichtet werden, oder aber diese Filterung könnte eine
Identitätsfilterung
sein. Die Tabelle 8 ist am Ausgang an einen Phasenakkumulator 9 angeschlossen.
Dieser Phasenakkumulator ist ein Binäraddierer, der im Stande ist,
ein einem ersten seiner Eingänge 10 zugeleitetes
Signal zu einem Signal, das von seinem Ausgang 11 erzeugt
und wieder über einen
zweiten seiner Eingänge 12 eingespeist
wird, im Rhythmus eines Steuersignals zu addieren.
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Während das
Signal S mit einer Frequenz f erzeugt wird, die der oben erwähnten Datenrate
entspricht, wird der Akkumulator 9 vorzugsweise durch ein
Signal mit einer überabgetasteten
Frequenz gesteuert, beispielsweise mit 8f. Ob nun eine Überabtastung
vorliegt oder nicht, das am Ausgang des Akkumulators 9 zur
Verfügung
stehende Signal dient als Adresseingabe für zwei Umsetzungstabellen 13 bzw. 14,
welche die Transformationen vom Cosinus- bzw. Sinus-Typ bewirken
und Signale I und Q bekannten Typs erzeugen. Diese Signale I und
Q werden in Analogsignale umgesetzt und an die ersten Eingänge 15 und 16 der
zwei Mischer 17 bzw. 18 angelegt. Die Mischer 17 und 18 nehmen
außerdem über zweite Eingänge 19 und 20 das
Referenzsignal REF1 (oder REF2) bzw. dieses gleiche Referenzsignal
um 90 ° phasenverschoben
entgegen. Die Ausgänge
der Mischer 17 und 18 sind mit einem Addierer 21 verbunden,
dessen Ausgangssignal als Sollwerteingabe eines Phasenkomparators 22 der
Schleife 1 benutzt wird.
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Das
von dem Komparator 22 abgegebene Signal wird an ein Schleifenfilter 23,
beispielsweise einen Tiefpass mit 200 kHz, weitergeleitet. Das aus dem
Filter 23 kommende Signal wird als Steuereingabe an einen
spannungsgesteuerten Hilfsoszillator 24 angelegt. Das von
dem Hilfsoszillator erzeugte Signal wird über einen Teiler 25 durch
N auf einen zweiten Eingang des Phasenkomparators 22 zurückgeschleift.
Der Wert N beträgt
etwa 4500 oder 9000, je nach gewähltem
Sendetyp. Der Wert N springt um eine oder mehrere Einheiten, je
nach zu erzielendem Kanal F0 oder 2F0. Diese Angaben beziehen sich
auf die GSM-Norm bei einer herkömmlichen
Frequenzaufbereitungseinrichtung. Die Werte von N können jedoch
abweichen. Im Allgemeinen kann die Erfindung für verschiedene Schleifenstrukturen
genutzt werden, insbesondere für
eine Teilung durch einen Bruch. In einer Variante, insbesondere
im Falle einer Teilung durch einen Bruch, könnte das zu modulierende Signal
das von dem Oszillator 24 ausgegebene Signal sein.
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Die
Sendeschaltung 3 umfasst außerdem auf bekannte Weise einen
Leistungsverstärker 26 und
eine Abstrahlungsantenne 27.
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Die
Funktionsweise der Vervollkommnung der Erfindung ist Folgende: Wenn
im Hochfrequenzbereich, beispielsweise um die 1800 MHz mit einer Sendefrequenz,
die gleich 2F0 ist, gesendet werden soll, erzeugt eine Steuerschaltung 28,
die insbesondere einen Mikroprozessor enthält, einerseits ein Steuersignal
C2F0, um den Teiler 25 zu steuern, und andererseits ein
Signal C, um die Umschalter 5 und 6 zu steuern.
Zur Vereinfachung der Erläuterung könnte angenommen
werden, dass die Frequenz des Signals 2F0 1800 MHz beträgt. Unter
diesen Bedingungen befindet sich in einem Zustand der Umschalter 5 in
einer solchen Stellung, dass er das reine Sinussignal REF1 mit 200
kHz empfängt.
Abgesehen von der Modulation führt
die Vervielfachung der Schleife 1 dazu, dass am Ausgang
ein Signal mit 1800 MHz (200 × 9000)
zur Verfügung
steht. Das modulierende Signal wird auf bekannte Weise in den Schaltungen 7 bis 20 verarbeitet.
In diesem Fall entspricht der Umschalter 6 einer herkömmlichen
Filterungstabelle 8.
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Wenn
der dargestellte Sender einem anderen Bereich entsprechend benutzt
werden soll, beispielsweise in dem GSM900-Bereich um die 900 MHz,
erzeugt die Schaltung 28 einen Befehl CF0, um den Teiler 25 zu
steuern, beispielsweise zu einer Division durch 4500. Der Befehl
C ist derart, dass er die Umschalter 5 und 6 umschaltet
und außerdem
den optionalen Teiler durch zwei in Betrieb setzt. Folglich ist
das in die Schleife 1 eingebrachte Signal das Signal REF2
(bis auf die Modulation), d. h. in dem bevorzugten Beispiel ungefähr 400 kHz.
Mit der Schleife und dem Multiplikator N gleich 4500 wird am Ausgang
des Oszillators 24 wieder ein Signal mit 1800 MHz erhalten.
Jedoch springt im vorliegenden Fall entsprechend den verschiedenen
möglichen
Werten für
CF0 (das Einheit für
Einheit um 4500 springt) das von dem Oszillator 24 erzeugte
Signal in Sprüngen von
400 kHz um die 1800 MHz. Unter diesen Bedingungen führt die
Teilung durch zwei dazu, dass ein Signal zur Verfügung steht,
das in Sprüngen
von 200 kHz um die 900 MHz springt. Darauf wurde hingearbeitet.
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3 wird
den erfindungsgemäßen Vorteil des
Austausches der Filtertabelle oder allgemeiner der Änderung
des Modulationsindex des Signals, welches das Referenzsignal moduliert,
zeigen. In dieser Figur zeigt das obere Kurvenbild als Basisband
ein Spektrum 29 eines Signals mit einem Nutzband von 200
kHz. Das Kurvenbild, das sich darunter befindet, zeigt ein in die
Nähe von
2F0 (im Wesentlichen 1800 MHz) transponiertes Spektrum 30,
dessen Breite 31 gleich der Nutzbandbreite 32 des
Spektrums 29 ist. Das Kurvenbild, das sich genau darunter befindet,
zeigt, dass dann, wenn der Teiler durch zwei unter diesen Bedingungen
benutzt worden wäre,
die Breite 33 des resultierenden Spektrums 34 die
Hälfte der
Breite 31 wäre.
In der Praxis ist die Reduzierung nichtlinear, deshalb ist das Spektrum 34 weniger breit,
so dass es nicht halb so breit ist. Bei der Erfindung hingegen,
wofür sich
das Kurvenbild noch darunter befindet, wird damit begonnen, wenn
die Teilung durch zwei genutzt werden soll, ein mo dulierendes Signal
zu erzeugen, das, wenn es benutzt werden würde, etwa um das Ausgangssignal
des Oszillators 24 zu modulieren, zu einem Spektrum 35 führen würde, dessen
Nutzbandbreite 36 doppelt so groß, in einem Beispiel 400 kHz,
wie die zulässige Breite 31 des
Spektrums 30 wäre.
Genauso wie oben ist die Zunahme jedoch keine Verdoppelung. Faktisch
ist das Spektrum 35 jenes, das am Ausgang des Oszillators 24 vor
dem Teiler durch zwei 2 zur Verfügung steht. Zum Zeitpunkt der
Teilung durch zwei verändert
sich das Spektrum 35 in ein Spektrum 37 der Breite 38 gleich
der Breite 31 und der erwarteten Breite 32.
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Dies
wird theoretisch erzielt, indem von s(t) = Ap(t) cos(h.2πf0t) – Aq(t) sin(h.2πf0t)zu s(t) = Ap(t) cos(2h.2πf0t) – Aq(t) sin(2h.2πf0t)übergegangen
wird.
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In
diesen Ausdrücken
sind Ap(t) und Aq(t)
die Inphasekomponente und die um 90 ° phasenverschobene Komponente
des modulierten Signals. Das modulierende Signal ist das Signal
h.2πf0t.
Je nach Position des Umschalters 6 beträgt der Wert des Parameters
h oder 2h. Dies läuft
auf ein Verdoppeln der Modulationsfrequenz hinaus. Bei der Erfindung
ist eine besonders einfache Lösung
gefunden worden, um die Modulationsfrequenz zu verdoppeln.
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In
der Praxis, mit einem Phasenakkumulator, genügt es, den Wert des modulierenden
Signals (und nicht seine Frequenz) zu verdoppeln. Im Falle der Verwendung
einer Filterungstabelle 8, die vorzugsweise eine Gaußfilterungstabelle
ist, kann vorgesehen werden, ihren Inhalt zu vervielfältigen.
Auf diese Weise stehen Untertabellen zur Verfügung: die bereits in Aussicht
genommene Untertabelle 8 und eine Untertabelle 39.
Die Inhalte der Speicherzellen der Untertabelle 39 sind
die verdoppelten Werte der Speicherzellen der Untertabelle 8.
Deshalb kann, selbst wenn die Frequenz f der Abtastung (oder der Überabtastung 8f)
des Phasenakkumulators 9 nicht modifiziert wird (was bedeutet,
dass die Architektur der Schaltung nicht modifiziert wird), das
Ergebnis der Erfindung erzielt werden, indem lediglich die Werte
verdoppelt werden, die diesem Phasenakkumulator 9 über den
Eingang 10 zugeführt
werden. Durch das Vorhandensein dieses Phasenakkumulators wird das
Verdoppeln des Modulationsindex, das zu dem Spektrum 35 mit
der Breite 36 führt,
durch ein Verdoppeln des Wertes des modulierenden Signals verwirklicht,
dessen Frequenz unverändert
bleibt. In einer Variante könnte
auch die Steuerfrequenz des Phasenakkumulators modifiziert werden.
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4 zeigt
ein besonders interessantes Ausführungsbeispiel
der Gesamtheit Codierer 7, Untertabellen 8 und 39 und
Umschalter 6. Dabei ist der Codierer 7 durch ein
Schieberegister 40, beispielsweise mit drei Zellen ersetzt.
Dies führt
letzten Endes dazu, dass eine Filterung, vorzugsweise eine Gaußfilterung, über eine
Dauer von drei Zeichen des modulierenden Signals verwirklicht wird,
das dem Register 40 zugeführt wird. Die Zeichen des Signals
S werden mittels des Registers 40 auf Eingänge eines Adressdecodierers 41 der
Tabelle 8 weitergeleitet. Jede Adressierung führt zur
Auswahl einer Reihe 42 von Aufzeichnungen wie etwa 43.
Jede Aufzeichnung, wie etwa 43, enthält ein im Voraus berechnetes Speicherwort
mit einer Anzahl M an Bits, die einer angestrebten Präzision der
Berechnung entspricht, beispielsweise 13 Bits. Zur Vereinfachung
der Zeichnung sind hier jedoch nur 8-Bit-Wörter dargestellt. Bei jeder
Periode des Überabtastungssignals 8f wird eine
Aufzeichnung 44, die auf eine vorhergehende Aufzeichnung 43 folgt,
aus der Reihe 42 gelesen. Das Lesen jeder Aufzeichnung
erfolgt durch Übertragen
des gelesenen Speicherworts an ein Ausgaberegister 45,
das genauso viele, nämlich
M, Zellen aufweist, wie es Bits in dem Speicherwort (43, 44 und folgende)
gibt. Bei jeder Periode des Signals f wird die Reihe 42 gewechselt.
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Wenn
die Modulation des Referenzsignals REF1 (mit 200 kHz) ausgeführt werden
soll, werden dem Register 45 die M – 1 hochwertigen Bits entnommen,
und als höchstwertiges
Bit wird ein Stellenwert null hinzugefügt, der von einer besonderen
Zelle 46 des Registers 45 erzeugt wird. Der Inhalt
der Zelle 46 bleibt bei jedem Lesen 43, 44 und
folgende unverändert.
Diese Operation läuft
darauf hinaus, den in der Tabelle 8 enthaltenen Wert durch
zwei zu teilen. Hingegen wird dann, wenn das Referenzsignal REF2, das
400 kHz aufweist, moduliert werden soll, die Gesamtheit der M Bits,
die von dem Register 45 geliefert werden, verwendet, ohne
das niedrigstwertige Bit 47 zu verlieren. Bei dieser Vorgehensweise
brauchen die Untertabellen 8 und 39 nicht realisiert
werden, sondern es ist nur die Tabelle 8 zu realisieren.
Die Umsetzungstabellen 13 und 14 können dann
durch einen völlig
gleichen Bus, hier schematisch mit acht Leitungen dargestellt, adressiert
werden.
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Da
in dem ersten Fall nur M – 1
Bits signifikant sind, wird die Auflösung der Umsetzung mittels der
Tabellen 13 und 14 in diesem ersten Fall schlechter
sein. Um dies zu vermeiden kann ganz einfach vorgesehen werden,
die Werte der Tabelle 8 über eine größere Anzahl M + 1 an Bits,
etwa 14 Bits in dem bevorzugten Beispiel, im Voraus zu berechnen. In
diesem Fall würde
jede der Aufzeichnungen 43 der Reihen 42 Wörter mit
M + 1 Bits enthalten. Je nachdem, ob auf die Tabelle 13 oder
die Tabelle 14 ein Wort angewendet wird, das die Zelle 46 oder
die Zelle 47 enthält,
würden
erste oder zweite Werte aus der Filterungstabelle 8 ausgelesen
werden. Die zweiten Werte leiten sich aus den ersten durch ein Verschieben,
und insbesondere durch das Hinzufügen einer Null ab. Anders hätte eine
einzige Untertabelle 8 verwendet werden können und
vor der Akkumulation in dem Phasenakkumulator 9 eine Multiplikation
mit zwei vorgenommen werden können.
Der Umschalter 6 repräsentiert
diesen anderen Abgriff oder aber das Vorliegen oder nicht dieser
Multiplikation.
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Beim
Empfang, 2, kann die gleiche Regelschleife
ebenfalls nützen.
In diesem Fall werden zwei Umschalter 48 bzw. 49 hinzugefügt, um über den
Eingängen 15 und 16 der
Mischer 17 und 18 Nullsignale anlegen zu können. Beispielsweise
werden sie auf Masse gelegt. In diesem Fall wird entweder die Referenz
REF1 oder aber die Referenz REF2 mit einem Teilerkoeffizienten N
gewählt,
welcher der Art und Weise entspricht, in der am Ausgang des Oszillators 24 ein
reines, nicht moduliertes Signal erzeugt wird. Die Antenne 27 wird
dann über
einen Duplexer 50 an einen Vorverstärker 51 angeschlossen. Der
Vorverstärker 51 weist
einen Ausgang auf, der mit zwei ersten Eingängen der zwei Mischer 52 und 53 verbunden
ist, die über
zwei zweite Eingänge
das von dem Oszillator 24 erzeugte Signal 24 sowohl
in Phase als auch mittels eines Phasenschiebers 54 um 90 ° phasenverschoben
entgegennehmen. Auf diese Weise werden die demodulierten Signale
I und Q erzeugt. Sie müssen
noch decodiert werden, um daraus ein Signal S zu gewinnen, dem sie
entsprechen.
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Diese
besonders einfache Lösung
entspricht vorteilhaft einer Ausführung der Modulationsvorrichtung
in integrierter Form.