DE4326828C2 - Phasenschieber - Google Patents

Description

Gebiet der Erfindung

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf einen Phasen­ schieber und insbesondere auf einen 90°-Phasenschieber, welcher zur Integration geeignet ist und in einem Quadra­ turmodulator oder ähnlichem zur Verwendung bei digitaler ortsveränderlicher Kommunikation enthalten sein kann.

Hintergrund der Erfindung

In dem Gebiet der ortsveränderlichen Kommunikation wie bei Automobiltelefonen oder portablen Telefonen wird überli­ cherweise ein analoges Modulationssystem, welches durch ei­ ne Frequenzmodulation repräsentiert wird, verwendet, wäh­ rend seit neuestem eine Vorrichtung eines digitalen Modula­ tionssystems verwendet wird. Damit verbunden ist die Her­ stellung einer IC-Schaltung für einen quaternären Modulator als Tastvorrichtung in dem Modulationsabschnitt zur Durch­ führung von Mehrwert-Digitalmodulation so wie QPSK (quaternary phase shift keying, quaternäre Phasenschiebeab­ tastung) von zunehmender Bedeutung.

Fig. 21 zeigt ein Diagramm, welches einen Transmitter und einen Empfängerabschnitt eines portablen Telefons als Bei­ spiel einer Vorrichtung unter Verwendung dieses Quadratur­ modulators erläutert.

In Fig. 21 ist ein Audiosignal, welches durch den Phonoemp­ fänger 221 in ein Analogsignal umgewandelt worden ist, als ein Digitalsignal gebildet, welches von dem Codec (CODEC) 220 durch einen Befehl von dem Steuerabschnitt 219 kodiert worden ist, und wird der Wellenformerzeugungsschaltung 218 ausgegeben. Die Wellenformerzeugungsschaltung 218 wird von einem DSP (digital signal processor, Digitalsignalprozes­ sor) 218d, einem ROM 218c, D/A-Konvertern 218a und 218b ge­ bildet, und verschmälert als Antwort auf einen Befehl von dem Steuerabschnitt 219 das Band des Digitalsignaleingangs von dem CODEC 220 durch den DSP 218d und zerlegt das Signal in I- und Q-Signale, d. h. in zwei Signale, welche gegenein­ ander 90°-Phasenunterschiede besitzen, durch Verwendung von in dem ROM 218c gespeicherten Wellenformdaten und wandelt diese Signale in Analogsignale durch die D/A-Konverter 218a und 218b um und gibt sie dem Quadraturmodulator 216 aus. Der Quadraturmodulator 216 führt die Quadraturmodulation der analogen I- und Q-Signale aus, welche von der Wellen­ formerzeugungsschaltung 218 ausgegeben werden, durch das Oszillatorsignal aus, welches von dem Frequenzsynthesizer 217 ausgegeben wird. Das quadraturmodulierte Signal wird auf Hochfrequenz durch das lokale Oszillationssignal, wel­ ches von dem Frequenzsynthesizer 215 ausgegeben wird, an dem Modulator 214 hochgemischt, um dem Hochleistungsver­ stärker (high ouput amplifier) 213 ausgegeben zu werden. Der Hochleistungsverstärker 213 verstärkt das Ausgangssi­ gnal des Modulators 214 auf einen hohen Pegel. Der Ausgang des Hochleistungsverstärkers 213 wird der Antenne 211 über den Übertragungs- und Empfangsschalter 224 ausgegeben, um in den Raum abgestrahlt zu werden.

Demgegenüber bilden die Antenne 211 und die Antenne 212 ei­ ne sogenannte fadingverminderte Antenne (diversity anten­ na), und beim Empfang wird die elektrische Welle, welche von der fadingverminderten Antenne empfangen worden ist, dem Empfangsteil 222 eingegeben. Das Empfangsteil 222 ver­ stärkt die von der fadingverminderten Antenne empfangene elektrische Welle und gibt dieselbe dem Demodulationsab­ schnitt 223 aus. Der Demodulationsabschnitt 223 demoduliert den Ausgang des Empfangsabschnitts 222 und gibt selbiges dem CODEC 220 aus. Der CODEC 220 demoduliert das durch den Demodulationsabschnitt 223 demodulierte digitale Signal in ein Audiosignal und gibt selbiges dem Phonoempfänger 221 aus.

Während auf diese Weise in dem portablen Telefon der näch­ sten Generation, d. h. einem sogenannten kodelosen Telefon oder einem Automobiltelefon, ein digitales Übertragungssy­ stem verwendet wird, moduliert dieses digitale Übertra­ gungssystem nicht die Frequenz des Trägers von dem Audiosi­ gnal, moduliert jedoch die Phase des Trägers von dem Audio­ signal, wie in Fig. 22(d) gezeigt.

Wenn in diesem digitalen Übertragungssystem eine Phasenin­ formation auf dem Träger getragen wird, wird die Modulation durch Verwendung der Werte (0, π/2, π, 3π/2), welche durch einen nicht ausgefüllten Kreis dargestellt sind, oder die Werte (π/4, 3π/4, 5π/4, 7π/4), welche durch einen ausge­ füllten Kreis dargestellt sind, durchgeführt, und dies er­ fordert einen Quadraturmodulator.

Fig. 24 zeigt ein Beispiel einer Blockkonstruktion ei­ nes Quadraturmodulators, welcher einen 0°/90°-Phasenschie­ ber enthält. In Fig. 24 bezeichnet die Bezugszahl 1 einen Eingangspuffer, welcher die Wellenformumgestaltung des Si­ gnals durchführt, welches von dem Trägerwelleneingangsan­ schluß eingegeben wird. Bezugszeichen 2 bezeichnet einen 0°/90°-Phasenschieber zum Trennen der Signalwelle, welche von dem Eingangspuffer 1 in zwei Signale umgestaltet worden ist, welche einen Phasenunterschied von 90° gegeneinander besitzen. Bezugszeichen 3 bezeichnet einen Puffer zur Wel­ lenumgestaltung des Ausgangs des Phasenschiebers 3. Bezugs­ zeichen 4 bezeichnet eine Doppelgegentaktmischstufe (double balanced mixer), welche das Doppelgegentaktmischen des Ba­ sisbandsignals als ein Signal durchführt, welches von dem Ausgang des Puffers 3 moduliert werden soll. Die gewöhnli­ che Gegentaktmischstufe wird lediglich bezüglich der Trä­ gerwelle abgeglichen, und daher erscheint das Signal, wel­ ches moduliert werden soll, ebenso wie die Trägerwelle nicht an der Ausgangsseite, während ein Modulationssignal so wie ein Audiosignal an der Ausgangsseite erscheint. An­ dererseits wird die Doppelgegentaktmischstufe bezüglich der Trägerwelle ebenso wie bezüglich der modulierten Welle ab­ geglichen, und daher erscheint lediglich das Signal, wel­ ches moduliert werden soll, an dem Ausgang, während sowohl die Trägerwelle als auch die Modulationswelle nicht an der Ausgangsseite erscheinen. Des weiteren bezeichnet das Be­ zugszeichen BB den Eingangsanschluß des Basisbandsignals, OUT bezeichnet einen Anschuß des Ausgangssignals zur Ab­ nahme des Ausgangs der Doppelgegentaktmischstufe 4 zur Aus­ gangsseite hin, a, b und c bezeichnen Signalleitungen, wel­ che jeweils den Eingangspuffer 1 und den 0°/90°-Phasen­ schieber 2, den 0°/90°-Phasenschieber 2 und den Puffer 3 bzw. den Puffer 3 und den Doppelgegentaktmischer 4 mitein­ ander verbinden.

Als nächstes wird eine Beschreibung des Betriebs gegeben.

Das Signal der Trägerwelle, welches von dem Trägerwellen- Eingangsanschluß IN eingegeben wird, wird von dem Eingangs­ puffer 1 bezüglich der Welle umgestaltet, und wird dem 0°/90°-Phasenschieber 2 ausgegeben. In dem 0°/90°-Phasen­ schieber 2 wird das Eingangssignal in zwei Serien von Si­ gnalen getrennt, weiche hinsichtlich des Eingangssignals um 0°/90° verschobene Phasen besitzen, und sie werden dem Speicher 3 ausgegeben. In dem Speicher 3 wird das Wellen-Umgestalten des Eingangssignals auf dieselbe Art wie in dem Eingangspuffer 1 durchgeführt, und es wird der Doppelgegen­ taktmischstufe 4 ausgegeben. In der Doppelgegentaktmisch­ stufe 4 wird das Basisbandsignal, welches von dem Basis­ bandsignal-Eingangsanschluß BB eingegeben wird, als Signal verwendet, welches moduliert werden soll, um die Doppelge­ gentaktmodulation durchzuführen, wodurch das modulierte Si­ gnal der Ausgangsseite des Ausgangssignalanschlusses ausge­ geben wird.

Fig. 23 zeigt ein Diagramm zum Erklären des Betriebs des Quadraturmodulators. In Fig. 23 wird das Trägerwellen-Ein­ gangssignal von cos ωt, welches dem 0°/90°-Phasenschieber 231 eingegeben wird, in zwei Signale von dem 0°/90°-Phasen­ schieber 231 umgewandelt, welche jeweils hinsichtlich des Eingangssignals von cos ωt um 0° und 90° in der Phase ver­ schoben sind, um den Doppelgegentaktmischstufen 232 bzw. 232 ausgegeben zu werden. Den Doppelgegentaktmischstufen 232 und 233 werden die Basisbandsignale I(t) und Q(t) je­ weils als Modulationssignale eingegeben, und sie werden mit cos ωt und bzw. sin ωt moduliert, um die modulierten Si­ gnale I(t)cos ωt und Q(t)sin ωt auszugeben. Diese modulierten Signale werden der Synthesizerschaltung 334 eingegeben, wodurch eine quadraturmodulierte Welle

e(t) = I(t)cos ωt + Q(t)sin ωt

ausgegeben wird.

Wenn hier vermutet wird, daß I(t) = cos 0(t) und Q(t) = - sin Φ(t) ist, werden die phasenmodulierten Wellen erlangt als

• e(t) = cos Φt : cos ωt - sin Φ(t) : sin ωt = cos (ωt + Φ (t)), und wenn Φ(t) als 0, π/2, πt/2, π gegeben ist, wird eine QPSK- (quaternary phase shift keying, Quaternärschie­ beabtastung) modulierte Welle erlangt.

Hier wirkt bei der Quadraturmodulation das Abgleichen und die Orthogonalität der Träger, d. h. um welchen Grad die Phasendifferenz sich nahe 90° befindet, auf die Positionen der Markierung als ausgefüllter Kreis und der Markierung als nicht ausgefüllter Kreis von Fig. 22(c) ein, und wenn die Positionen der Markierung des ausgefüllten Kreises und die Markierung des nicht ausgefüllten Kreises von Fig. 22 (c) abweichen, ist die Qualität des Modulationssignals re­ duziert und die Demodulation wird erschwert.

Wenn mit anderen Worten in dem Quadraturmodulator die Posi­ tionen der ausgefüllten und nicht ausgefüllten Markierungen abweichen, erhebt sich eine Bildkomponente gegen die Modu­ lationssignalkomponente, d. h. eine unerwiderte Komponente an der Position des Spiegelbilds, dessen Position von der Trägerwelle um einen Betrag der Frequenz entsprechend zu dem modulierten Signal abweicht, und um diese Bildkomponen­ te hinreichend zu unterdrücken, ist die Genauigkeit der Or­ thogonalität des Trägers in dem 0°/90°-Phasenschieber wich­ tig, d. h. um welchen Grad die Phasendifferenz der Träger genau bei 0° bzw. 90° liegt.

Der 0°/90°-Phasenschieber einer solcher Konstruktion wird üblicherweise durch Verwendung von Verzögerungsleitungen und Mikrowellenstreifenleitungen hergestellt. Es hat sich jedoch eine Notwendigkeit einer Realisierung des Q°/90°-Phasen­ schiebers ebenso durch eine Konstruktion erhoben, welche geeignet zur Schaltungsintegration verbunden mit der Tendenz der Konstruktion des Quadraturmodulators in eine integrierten Schaltung ist, und um einen Quadraturmodulator mit hoher Modulationscharakteristik zu realisieren, wie ein 0°/90°-Phasenschieber kleiner Größe, welcher beständig ge­ genüber Änderungen von Elementen ist und geeignet zur Schaltungsintegration ist, in einem IC enthalten ist, wird die Ausführung des IC′s und der Ertrag davon bestimmt.

Der im folgenden beschriebene Phasenschieber ist ein Bei­ spiel einer konventionellen Phasenschieberschaltung, welche kein großes Gebiet auf dem Chip für etwa eine Induktivität erfordert, welche lediglich durch Widerstände, Kondensato­ ren und Transistoren konstruiert werden kann und geeignet zur Schaltungsintegration ist.

Fig. 25 erläutert eine Phasenschieberschaltung, welche eine Schaltung vom Typ eines Allbandpasses als konventionellen 0°/90°-Phasenschieber verwendet und welche beispielsweise in Fig. 1 von "Monolithic RC All-Pass Networks with Con­ stant-Phase-Difference Outputs", auf Seiten 1555-1537 von "IEEE TRANSACTIONS ON MICROWAVE THEORY AND TECHNIQUES, VOL. MTT-34, No. 12" dargestellt wird.

In Fig. 25 bezeichnet das Bezugszeichen IN1 einen Eingangs­ anschluß für ein positives Phasensignal, welchem ein posi­ tives Phasensignal aus einem Paar von Positivphasen- und Negativphasen-Eingangssignalen eingegeben wird, und Bezugs­ zeichen IN2 bezeichnet einen Eingangsanschluß für ein Nega­ tivphasensignal, welchem ein Negativphasensignal eingegeben wird, welches eine Phasenverschiebung um 180° hinblicklich dem Positivphasensignal besitzt, welches dem Eingangsan­ schluß für das Positivphasensignal IN1 eingegeben wird. Be­ zugszeichen V^DD bezeichnet einen Leistungszufuhranschluß, Bezugszeichen V^CS bezeichnet einen Vorspannungsanschluß ei­ ner Konstantstromquelle und Bezugszeichen OUT1 und OUT2 be­ zeichnen Ausgangssignalanschlüsse. J1 und J2 bezeichnen ein Paar differentialer FET′s, welche dieselbe Gatebreite von beispielsweise 30 µm bis 100 µm besitzen, deren Gates das Positivphasensignal bzw. das Negativphasensignal eingegeben werden. J3 bezeichnet einen Konstantstrom-FET, dessen Drain an die gemeinsam verbundenen Sourceanschlüsse der differen­ tialen FET′s J1 und J2 angeschlossen ist, R3 bezeichnet ei­ nen Widerstand, welcher zwischen dem Source des Konstant­ strom-FET′s J3 und Masse angeschlossen ist, R1 und R2 be­ zeichnen Lastwiderstände, welche dieselben Widerstandswerte von beispielsweise 1 bis 3 kΩ besitzen, welche zwischen den Drainanschlüssen der differentialen FET′s J1 und J2 und der Leistungszufuhr V^DD angeschlossen sind.

Des weiteren bezeichnen J4 und J6 Stromfolger-FET′s, deren Drains an die Leistungszufuhranschlüsse V^DD angeschlossen sind und deren Gates an die Anschlüsse der Widerstände R1 bzw. R2 an der entgegengesetzten Seite des Leistungszufuhr­ anschlusses angeschlossen sind und dieselben Gatebreiten besitzen. J5 und J7 bezeichnen Konstantstrom-FET′s, deren Drains an die Sourceanschlüsse der Sourcefolger-FET′s J4 bzw. J5 angeschlossen sind und welche dieselben Gatebreiten besitzen. R4 und R5 bezeichnen Konstantstromwiderstände, welche dieselben Widerstandswerte besitzen und welche zwi­ schen den Sourceanschlüssen der Konstantstrom-FET′s J5 bzw. J7 und Masse angeschlossen sind. Hier sind die Konstant­ strom-FET′s J5 und J7 zum Erhöhen des Impedanzumwandlungs­ effekts herrührend von den Sourcefolger-FET′s J4 und J6 vorgesehen, d. h. des Effekts des Erhöhens der Eingangsimpe­ danz und des Verminderns der Ausgangsimpedanz, und sie wer­ den daher nicht nötigerweise erfordert. Sie können folglich weggelassen werden, und die Sourceanschlüsse der FET′s J4 und J6 können direkt an die Widerstände R4 und R5 ange­ schlossen werden.

Darüber hinaus besitzen die FET′s J3 bis J7 insgesamt Gate­ breiten von 50 µm bis 100 µm und Widerstände R3 bis R5 ins­ gesamt Widerstandswerte von 200 Ω bis 1 kΩ.

Darüber hinaus bezeichnen Bezugszeichen Ra und Rb, Ca und Cb Widerstände und Kondensatoren, welche zusammen den 0°/90°-Phasenschieber bilden. Der Widerstand Ra und der Kondensator Ca sind wechselseitig in Serie verbunden und der Widerstand Rb und der Kondensator Ca sind wechselseitig in Serie miteinander verbunden, und diese zwei seriell ver­ bundenen Schaltungen 25a und 25b sind zwischen den Source­ anschlüssen der Sourcefolger-FET′s J4 und J6 parallel zu­ einander angeschlossen. Der Ausgangsanschluß OUT1 wird von dem Verbindungsknoten zwischen dem Widerstand Ra und dem Kondensator Ca abgenommen, und der Ausgangsanschluß OUT2 wird von dem Verbindungsknoten des Widerstands Rb und des Kondensators Cb abgenommen. Bezugszeichen n4 und n6 be­ zeichnen Sourceknoten der Sourcefolger-FET′s J4 bzw. J6, und V1, V2 bezeichnen Spannungen der Knoten n4 bzw. n6, und Vout1 und Vout2 bezeichnen Spannungen der Ausgangsanschlüs­ se OUT1 bzw. OUT2.

In Fig. 25 ist eine Differentialverstärkerschaltung 11a, welche die FET′s J1, J2, J3 und die Widerstände R1, R2, R3 umfaßt, als eine Vorstufe der zwei Sourcefolger 11b und 11c vorgesehen, welche die FET′s J4, J5 und den Widerstand R4 bzw. die FET′s J6, J7 und den Widerstand R5 umfassen, dies wird jedoch lediglich als Einrichtung zum Eingeben von Si­ gnalen, welche um 180° gegeneinander verschobene Phasen be­ sitzen, zu den FET′s J4 bzw. J6 erläutert. Es wird nicht notwendigerweise gefordert, daß die Signale, welche den Eingangsanschlüssen IN2 und IN2 eingegeben werden, umge­ kehrte Phasen besitzen, und beide Signalanschlüsse können als Referenz einer Konstantspannung vorgesehen sein.

Fig. 26 zeigt ein Diagramm, welches die Vektoren V1, V2 (=- V1) und Vout1, Vout2 erläutert, wenn die Werte der Wider­ stände Ra, Rb, und der Kondensatoren Ca, Cb, welche den 0°/90°-Phasenschieber 11d bilden, gesetzt sind, so daß Vout1 und Vout2 orthogonal zueinander bei der Sollfrequenz (target frequency) gebildet sind, und ΔΦ in der Figur re­ präsentiert eine Phasendifferenz zwischen Signalen der Aus­ gangsspannungen Vout1 und Vout2.

Es wird eine Beschreibung des Betriebs gegeben.

Die Signale, welche über die Eingangsanschlüsse IN1 und 1N2 eingegeben werden, werden durch die Differentialverstärker 11a verstärkt, die Differentialausgänge davon werden bezüg­ lich ihrer Impedanz auf niedrige Impedanz durch die Source­ folgerschaltung 11b bzw. 11c umgewandelt und dem 0°/90°-Phasen­ schieber 11d ausgegeben. In dem Phasenschieber 11d sind die Widerstandswerte der Widerstände Ra und Rb und die Kapazitätswerte der Kondensatoren Ca und Cb derart gesetzt, daß die zwei Signale, welche Phasen orthogonal zueinander bei einer geforderten Frequenz aufweisen, von den zwei Aus­ gängen Vout1 bzw. Vout2 ausgegeben werden.

Da der 0°/90°-Phasenschieber vom Typ eines Allbandpasses ist, sind gemäß Fig. 26, wenn beispielsweise die Mittenfre­ quenz 250 MHz beträgt, die Amplituden von Vout1 und Vout2 gleich den Amplituden von V1 und V2 über eine Bandbreite von 180 bis 340 MHz, und Vout1 und Vout2 werden als Bewe­ gung auf dem Kreisbogen mit Durchmessern von V1 und V2 re­ präsentiert, da die Vektoren der Spannungen RaIa und Ia/jω Ca, welche sich an beiden Enden der Widerstände Ra und Rb bzw. den Kondensatoren Ca und Cb erheben, zueinander ortho­ gonal sind, und ebenso sind die Vektoren RbIb und Ib/jωCb zueinander wechselseitig orthogonal. Durch Setzen der Werte der Widerstände Ra, Rb und der Kapazitäten Ca, Cb ist es daher möglich, Signale aus zugeben, welche Phasen abweichend von 90° zueinander an den Ausgangsanschlüssen Vout1, Vout2 besitzen, so daß die Phasendifferenz ΔΦ, welche durch Vout1 und Vout2 erzeugt wird, 90° beträgt.

D.h. in diesem 0°/90°-Phasenschieber bewegen sich die Span­ nungsvektoren Vout1 und Vout2 auf dem Kreisbogen mit dem Ursprungspunkt 0 der Spannungsvektoren V1 und V2 (= - V1), das Dreieck Δ1 mit dem Spannungsvektor Vout1 und V1 und das Dreieck Δ2 mit den Spannungsvektoren Vout2 und V2 werden beide gleichschenklige Dreiecke. Wenn hier Ra, Ca, Rb, Cb derart gesetzt sind, daß 1/ωCa·tan 22,5° = Ra und Rb·tan 22,5° = 1/ωCb(ω = 2 π f0: f0 Sollfrequenz ist, da die Win­ kel Φ1, Φ2 zu 22,5° werden, werden der Winkel Φ21, welcher durch den Spannungsvektor V1 und Vout2 gebildet wird und der Winkel Φ12, welcher durch den Spannungsvektor V2 und Vout1 gebildet wird, beide zu 45°. Dadurch wird der Winkel ΔΦ, welcher durch den Spannungsvektor Vout1 und Vout2 ge­ bildet wird, zu 90°, und die Phasen der Ausgangssignale Vout1 und Vout2 werden zueinander orthogonal gebildet.

Sogar ohne Verwendung einer solchen Einstellung, lediglich durch geeignetes Setzen der Widerstandswerte der Wider­ stände Ra und Rb und der Kapazitätswerte von Ca und Cb kön­ nen die Ausgangssignale Vout1 und Vout2 zueinander orthogo­ nal gemacht werden. Dies kann beispielsweise durch Setzen der Werte von Ra = 650 Ω, Ca = 0,6 pF, Rb = 280 Ω, Cb = 0,25 pF bei einer Frequenz f0 = 950 MHz erreicht werden.

In dem Phasenschieber werden jedoch Vout1 und Vout2 durch zwei serielle Verbindungsschaltkreise 25a und 25b erzeugt, und die Strompfade, welche Vout1 und Vout2 erzeugen, werden getrennt bereitgestellt, das Frequenzband, welches die Pha­ senschiebedifferenz von 90° halten kann, kann nicht so breit gemacht werden, und wenn beispielsweise die Mitten­ frequenz 250 MHz beträgt, ist ein Bereich, in welchem die Phasendifferenz von 90° gehalten werden kann, auf die Nähe der Frequenz beschränkt. Darüber hinaus ist die Beständig­ keit der Orthogonalität des Trennens der Signale in ein 0°-Signal und ein 90°-Signal gegen Änderungen in der Elemen­ techarakteristik der Widerstände Ra und Rb und der Konden­ satoren Ca und Cb, wenn die Schaltung integriert wird, ge­ ring.

Fig. 27 zeigt ein Diagramm, welches ein Beispiel einer Schaltung eines Phasenschiebers gemäß dem Stand der Technik erläutert, welcher ein derartiges Problem lösen kann. In dieser Schaltung kann durch Bilden eines 0°/90°-Phasen­ schiebers durch Differentialschaltungen und Integrations­ schaltungen das Problem von geringer Beständigkeit der Or­ thogonalität gegenüber der Elementeänderung in der Schal­ tung von Fig. 25 gelöst werden.

In Fig. 27 bezeichnen Bezugszeichen IN einen einzigen Si­ gnaleingangsanschluß, Bezugszeichen J11 und J13 bezeichnen Sourcefolgerschaltungen, welche das Eingangssignal von dem Signaleingangsanschluß an ihren Gates empfangen. Die Gate­ breiten der Sourcefolger-FET′s sind zueinander gleich und die Drains davon sind beide an den Leistungszufuhranschluß V_DD angeschlossen. J12 und J14 sind Konstantstromquellen-FET′s, und die Gatebreiten sind zueinander gleich, und de­ ren Gates wird eine Konstantspannung von dem Konstantstrom­ quellenvorspannungsanschluß V_CS gegeben. Hier dienen die FET′s J12 und J14 der Intensivierung der Impedanzumwand­ lungsfunktion der Sourcefolger-FET′s J11 und J13, und sie werden notwendigerweise nicht erfordert. Des weiteren be­ tragen die Gatebreiten der FET′s J11 bis J14 beispielsweise 30 bis 50 µm. R11 und R12 bezeichnen Widerstände, welche zwischen den Sourceanschlüssen der Konstantstromquellen-FET′s J12 bzw. J14 und Masse angeschlossen sind, und deren Widerstandswerte betragen beispielsweise 200 Ω bis 1 kΩ. Ca und Ra bezeichnen einen Kondensator und einen Wider­ stand, welche die Differentialschaltung 27a bilden, und sie sind zwischen dem Sourceknoten des Sourcefolger-FET′s J11 und Masse in dieser Reihenfolge angeschlossen. Rb und Cb bezeichnen einen Widerstand und einen Kondensator, welche die Integrationsschaltung 27b bilden, und sie sind zwischen dem Knoten n3 des Sourcefolger-FET′s J13 und Masse in die­ ser Reihenfolge angeschlossen. Die Widerstände Ra und Rb betragen beispielsweise beide 670 Ω, wenn die Sollfrequenz bei 950 MHz liegt, und deren Kapazitäten liegen beispiels­ weise jeweils bei 0,25 pF. OUT1 ist ein Ausgangssignalan­ schluß und ist an den Anschlußknoten des Kondensators Ca und des Widerstands Ra angeschlossen. OUT2 ist ein Aus­ gangssignalanschluß und ist an den Verbindungsknoten des Widerstands Rb und des Kondensators Cb angeschlossen. V1 und V2 (= V1) sind Spannungen an den Knoten n1 bzw. n3, und Vout1 und Vout2 sind Spannungen an den Ausgangsanschlüssen OUT1 bzw. OUT2.

Es wird eine Beschreibung des Betriebs gegeben.

Ein Signal, welches an dem Signaleingangsanschluß IN einge­ geben wird, wird bezüglich der Impedanz durch die Source­ folgerschaltung 13a umgewandelt, welche die FET′s J11, J12 und den Widerstand R11 aufweist, und durch die Sourcefol­ gerschaltung 13b, welche die FET′s J13 und J14 und den Wi­ derstand R12 aufweist, und wird der Differentialschaltung 27a ausgegeben, welche den Kondensator Ca und den Wider­ stand Ra aufweist, und der Integrationsschaltung 27a, wel­ che den Widerstand Rb und den Kondensator Cb umfaßt.

Fig. 28 erläutert ein Vektordiagramm, welches Vektoren V1, V2 (= V1), Vout1 und Vout2 bei der Frequenz f = f0 zeigt, wenn die Werte des Widerstands und des Kondensators der Differentialschaltungen 27a und der Integralschaltung 27b derart gesetzt sind, um dem folgendem zu genügen:
Ra = Rb = R, Ca = Cb = C
f0 = 1/2 π RC

bei der Frequenz f0.

In Fig. 28 repräsentiert Φ1 die durch V1 und Vout1 gebil­ dete Phasendifferenz und Φ2 repräsentiert die von V1 und Vout1 gebildete Phasendifferenz.

Bei der Frequenz f = f0 besitzt die Differentialschaltung 27a denselben Wert als Absolutwert des Spannungsvektors RaIa infolge der Spannungsdifferenz an beiden Enden des Wi­ derstands Ra und den Absolutwert des Spannungsvektors Ia/jω Ca infolge der Spannungsdifferenz an beiden Enden des Kon­ densators Ca, dessen Spannungsvektor orthogonal zu dem erstgenannten Spannungsvektor ist, und das Dreieck Δ11, welches durch die zwei Vektoren und einen Summenvektor da­ von erzeugt wird, wird zu einem rechtwinklig gleichschenk­ ligen Dreieck, und der Ausgang Vout1 rückt in seiner Phase Φ01 um +45° bezüglich der Phase des Eingangs V1 vor. Die Integrationsschaltung 27b besitzt ähnlich wie die Differen­ tialschaltung 27a dieselben Werte für den Absolutwert des Spannungsvektors RbIb infolge der Spannungsdifferenz an beiden Enden des Widerstands Rb und den Absolutwert des Spannungsvektors Ib/jωCb infolge der Spannungsdifferenz an beiden Enden des Kondensators Cb, dessen Spannungsvektor orthogonal zu dem erstgenannten Spannungsvektor ist, und das Dreieck Δ12, welches durch beide Vektoren und deren Summenvektor gebildet wird, wird zu einem rechtwinklig gleichschenkeligen Dreieck, und die Spannung Vout2 eilt ih­ rer Phase um 45° bezüglich der Phase des Eingangs V1 nach. Als Ergebnis wird die Phasendifferenz (θ1 + θ2) zwischen ihnen zu 90°. Die Amplituden der Ausgänge Vout1 und Vout2 werden jedoch auf geringere Werte als die Amplitude des Eingangs V1 (= V2) infolge der Hochpaßcharakteristik der Differentialschaltung 27a und der Tiefpaßcharakteristik der Integrationsschaltung 27b reduziert. Obwohl darüber hinaus die Amplituden von Vout1 und Vout2 unterschiedlich zueinander bei einer Frequenz ist, die unterschiedlich zu f = f0 ist, wird die Phasendifferenz zwischen ihnen (θ1 + θ2) auf 90° gehalten.

Fig. 29 zeigt ein Diagramm, welches die Amplitudencharakte­ ristik der Ausgangssignale Vout1 und Vout2 gegenüber der Eingangsfrequenz des Phasenschiebers von Fig. 27 erläutert. Fig. 29 zeigt, daß die Frequenz, bei welcher die Amplituden von Vout1 und Vout2 zueinander gleich werden, lediglich f=f0 infolge der Hochpaßcharakteristik der Differential­ schaltung und der Tiefpaßcharakteristik der Integrations­ schaltung beträgt.

Fig. 30 zeigt die Vektordiagramme von V1 und V2 (= V1), Vout1, Vout2, wenn die Widerstandswerte Ra (Rb), welche den Phasenschieber der Schaltung von Fig. 27 bilden, auf einen Wert ein wenig kleiner als der Entwurfswert R erhöht sind, oder wenn der Kapazitätswert Ca (= Cb) des Kondensators auf einen Wert ein wenig größer als der Entwurfswert C erhöht ist.

In Fig. 30 bezeichnet θ1 eine Phasendifferenz zwischen V1 und Vout1, und θ2 bezeichnet eine Phasendifferenz zwischen V1 und Vout2.

Gemäß Fig. 30 ist der Winkel θ1, welcher von Vout1 mit V1 gebildet wird, klein, während der Winkel, welcher durch Vout2 mit V2 gebildet wird, groß ist, und die Amplituden von Vout1 und Vout2 sind bei f=f0 unterschiedlich, während die Summe der Phasendifferenz zwischen ihnen, d. h. θ1 + θ2 bei 90° gehalten wird.

Der Grund dafür liegt darin, daß der Absolutwert des Span­ nungsvektors RaIa des Widerstands Ra, welcher die Differen­ tialschaltung 27a bildet, und der Absolutwert des Span­ nungsvektors RbIb des Widerstands Rb, welcher die Integra­ tionsschaltung 27b bildet, zueinander gleich sind, und der Absolutwert des Spannungsvektors Ia/jωCa des Kondensators, welcher die Differentialschaltung 27a bildet, und der Abso­ lutwert des Spannungsvektors Ib/jωCb des Kondensators, wel­ cher die Integrationsschaltung 27b bildet, zueinander gleich sind; dadurch, daß Ra = Rb = R, Ca = Cb = C auf ei­ ner Annahme gesetzt ist, daß V1 = V2, werden das rechtwink­ lige Dreieck Δ11, welches durch den Spannungsvektor RaIa, den Spannungsvektor Ia/jωCb und den Spannungsvektor V1 ge­ bildet wird, und das rechtwinklige Dreieck, welches durch den Spannungsvektor RbIb, den Spannungsvektor Ib/jωCb und den Spannungsvektor V2 gebildet wird, konkruent, und als Ergebnis werden der Winkel Φ1, welcher durch den Spannungs­ vektor Ia/jωCa und den Spannungsvektor V1 gebildet wird, und der Winkel θ2, welcher durch den Spannungsvektor IbjωCb und den Spannungsvektor V2 gebildet wird, zueinander gleich sind, und ebenso ist der Winkel Φ32, welcher durch den Spannungsvektor RbIb und den Spannungsvektor V2 gebildet wird, und der Winkel Φ1, welcher durch den Spannungsvektor RaIa und den Spannungsvektor V1 gebildet wird, zueinander gleich, woraus sich ergibt, daß der Winkel θ1 + θ2, welcher durch den Spannungsvektor RaIa und den Spannungsvektor V1 gebildet wird, notwendigerweise zu 90° wird.

Es kann daher gesagt werden, daß dieser Typ des Phasen­ schiebers eine Direktionalität über einen weiten Bereich besitzt und ebenso eine Beständigkeit gegenüber Änderungen der Elemente.

Zusätzlich zu einem konventionellen Phasenschieber, welcher die Phasendifferenz zwischen den orthogonalen Komponenten unter Verwendung von Widerständen und Kondensatoren halten kann, gibt es einen Quadraturmodulator, welcher in der ja­ panischen veröffentlichten Patentanmeldung Hei. 2-127844 of­ fenbart ist, welcher anders ist als jene, welche in den Fig. 25 und 27 erläutert sind.

Fig. 31 zeigt eine Konstruktion dieses Quadraturmodulators. In Fig. 31 bezeichnet das Bezugszeichen 311 einen Eingangs­ anschluß für eine Trägerwelle, Bezugszeichen 312 bezeichnet einen ersten Mischer zum Modulieren derselben Phasenkompo­ nente, Bezugszeichen 313 bezeichnet einen zweiten Mischer zum Modulieren der Quadraturkomponente, und der Ausgang des ersten Mischers 312 ist an den Modulationsausgangsanschluß 316 über die widerstandsbehaftete Zwei-Pol-Schaltung 314 angeschlossen. Zusätzlich ist der Ausgangsanschluß des zweiten Mischers 313 an den Modulationswellen-Ausgangsan­ schluß 316 über die kapazitive Zwei-Pol-Schaltung 315 ange­ schlossen.

Als nächstes wird der Betrieb dieses Quadratormodulators bezüglich Fig. 32 beschrieben. Als erstes wird unter der Annahme, daß die Trägerwelle, welche dem Trägerwellen-Ein­ gangsanschluß 311 eingegeben wird, V1 = exp(jωt) beträgt, das Basisbandsignal, welches dem ersten Mischer 312 einge­ geben wird, VI ist und das Basisbandsignal, welches dem zweiten Mischer 313 eingegeben wird, VQ ist, werden der Ausgang VIo des ersten Mischers 312 und der Ausgang VQo des zweiten Mischers 313 jeweils wie folgt repräsentiert:

VIo = VI · V1 = VI · exp(jωt)
VQo = VQ · V1 = VQ · exp(jωt).

Zusätzlich wird der Modulationswellenausgang Vo(t), welcher von dem Ausgangsanschluß 316 der modulierten Welle ausgege­ ben wird, durch folgende Formel repräsentiert, wenn der Wi­ derstandswert des Widerstands der Zwei-Pol-Schaltung 314 gleich R ist, die Kapazität der kapazitiven Zwei-Pol-Schal­ tung 315 gleich C ist und die Ausgangsimpedanzen des ersten Mischers 312 und des zweiten Mischers 313 hinreichend ge­ ring sind:

Vo = a1 · V1 + a2 · VQ
wobei a1 = 1/ (1 + jωCR),
a2 = jωcR/ (1 + jωCR),

und wenn a1 und a2 in Phasen ausgedrückt werden, dann er­ gibt sich

a1 = A1 · exp(jΦ1), a2 = exp (jΦ2)
wobei A1 = 1/ (1 + (ωCR)^1/2),
A2 = ωCR/(1 + (ωCR)²)^1/2
Φ1 = tan^-1(- ωR),
Φ2 = tan^-1(1/ωCR).

Die Phasen von a1 und a2 bewegen sich auf dem Kreis mit dem Durchmesser 1, wies in Fig. 32 gezeigt. Dann wird die Pha­ sendifferenz Φ zwischen Φ1 und Φ2 unter Verwendung der Be­ ziehung

(a2/a1) = (A2/A1) · exp(jΦ2 - Φ1))

zu:

ΔΦ = Φ2 - Φ1 = tan^-1[{(Imaginärteil (a2/a1))/(Realteil (a2/a1)}] = π/2

und beträgt 90°, ungeachtet der Werte von ω, C und R. Dem­ gemäß wird die Phasendifferenz zwischen derselben Phasen­ komponente (a1 · V1) und der orthogonalen Komponente (a2 · VQ) in der oben beschriebenen Spannung Vo = a1 · V1 + a2 · VQ auf 90° gehalten.

Während es in dieser Schaltung möglich ist, daß die Phasen­ differenz zwischen derselben Phasenkomponente und der or­ thogonalen Komponente auf 90° gehalten wird, unabhängig von dem Wert der Trägerwellenfrequenz und dem Wert der Schalt­ elemente, wird das Amplitudensynthetisierungsverhältnis K zwischen derselben Phasenkomponente und der orthogonalen Phasenkomponente zu:

K = A2/A1 = ωCR

und wird zur Äquiamplitudensynthetisierung, wenn ωCR = 1 beträgt.

Fig. 33 zeigt einen Phasenschieber, in welchem ein FET 341 parallel zu dem Widerstand 342 als die widerstandsbehaftete Zwei-Pol-Schaltung 340 vorgesehen ist, um die Äquiamplitu­ densynthetisierung zu ermöglichen, und die angelegte Span­ nung des Amplitudensynthetisierungsverhältnis-Steueran­ schlusses 343, welche an das Gate davon angeschlossen ist, wird eingestellt, wodurch das Amplitudensynthetisierungs­ verhältnis einfach unter Verwendung des Quadraturmodulators eingestellt werden kann.

Fig. 34 zeigt einen anderen Phasenschieber, in welchem eine Diode 351 parallel zu dem Kondensator 352 als kapazitive Zwei-Pol-Schaltung 350 vorgesehen ist, um die Äquiamplitu­ densynthetisierung zu ermöglichen, und die Kathode der Di­ ode 351 ist über die Drosselspule 353 mit Masse verbunden, und die an den Amplitudensynthetisierungsverhältnis-Steuer­ anschluß 355 angelegte Spannung, welche über die Drossel­ spule 354 an die Anode der Diode 351 angelegt wird, wird eingestellt, wodurch das Amplitudensynthetisierungsver­ hältnis durch einfache Verwendung des Quadraturmodulators eingestellt werden kann.

Diese in Fig. 31 und 34 gezeigten Quadraturmodulatoren nach dem Stand der Technik sind jedoch nicht jene, welche in ei­ ner Konstruktion verwendet werden, in welcher zuerst das Eingangssignal in die Komponenten zerlegt werden, welche die Phasenunterschiede von 0° und 90° durch den 90°-Lei­ stungsteiler 361 aufweisen, und die jeweiligen Signale wer­ den durch die Differentialverstärker 362 und 363 verstärkt und durch die I-Kanal-Doppelgegentaktmischstufe 364 und die Q-Kanal-Doppelgegentaktmischstufe 365 moduliert, und diese werden von dem 0°-Synthesizer 366 synthetisiert und danach durch den Pufferverstärker 367 verstärkt, um ausgegeben zu werden. Demgegenüber werden diese Quadraturmodulatoren bei einem 90°-Synthesizer eines Quadraturmodulators in einer Konstruktion verwendet, in welcher ein lokaler Oszillator­ eingang durch einen einzelnen Differentialverstärker 371 verstärkt wird, die modulierten Ausgänge mit jenen Signalen synthetisiert werden, welche 90° Phasendifferenz dazwischen von dem 90°-Synthesizer 374 aufweisen, und von dem Puffer­ speicher 375 verstärkt wird, da in der Konstruktion von Fig. 35(a) zwei Differentialverstärker erfordert werden. So ist die Konstruktion dieser Quadraturmodulatoren von Fig. 31 und 34 deutlich unterschiedlich zu jenen, welche in Fig. 25 und 27 gezeigt sind, welche die Konstruktion eines 90°-Phasenschiebers aufweisen, in welchen das Quadraturmodula­ tionssignal zuerst von dem 90°-Phasenschieber getrennt wird und danach von einem Mischer moduliert wird.

Wenn der Quadraturmodulator von Fig. 35(b) praktisch ver­ wendet wird, würde in dem 90°-Synthesizer in der letzten Stufe eine Amplitudendifferenz auftreten, und wenn keine Einstellschaltung verwendet wird, könnte dieser Amplituden­ fehler nicht gelöst werden. Daher würde die Schaltung von Fig. 31 notwendigerweise ein Problem aufwerfen, wenn sie so, wie sie ist, in die Schaltungskonstruktion eingesetzt wird, und um dies zu verhindern, wird eine Schaltung, wie in Fig. 33 und 34 gezeigt, gefordert. Als Quadraturmodula­ tor, welcher darauf abzielt, die Einstellung auf dem Mikro­ wellenband überflüssig zu machen, offenbart die japanische veröffentlichte Patentanmeldung Hei. 3-258056 einen Nicht­ einstellungs-Quadraturmodulator, welcher keine Einstellung für PSK-Quadratur erfordert.

Fig. 36 zeigt eine Konstruktion dieses Nichteinstellungsmo­ dulators für PSK-Quadratur nach dem Stand der Technik. Be­ zugszeichen 381 bezeichnet einen lokalen Oszillator, wel­ cher außerhalb vorgesehen ist, Bezugszeichen 382 bezeichnet eine eingangsseitige EX-OR-Schaltung, welche das I-Signal und den Ausgang des lokalen Oszillators empfängt, Bezugs­ zeichen 383 bezeichnet einen D-Flipflop als Zwei-Frequenz-Teiler, welchem der Ausgang der eingangsseitigen EX-OR-Schaltung als Takt eingegeben wird und von welchem der Q-Ausgang zu seinem D-Eingang rückgekoppelt wird, ein Signal, welches von dem Eingangssignal erlangt wird, welches in zwei Frequenzen geteilt wird, wird ausgegeben. Bezugszei­ chen 384 bezeichnet eine ausgangsseitige EX-OR-Schaltung, welche das Q-Signal und den Ausgang des Zwei-Frequenz-Tei­ lers 384 als zwei Eingänge empfängt.

Als nächstes wird eine Beschreibung des Betriebs bezüglich Fig. 37 gegeben. Die eingangsseitige EX-OR-Schaltung 382 arbeitet als nichtinvertierend gegenüber dem Ausgangssignal (1) des lokalen Oszillators 381 bei dem Eingang I = L, und arbeitet invertierend gegenüber dem Signal (1) in dem Zu­ stand, wenn das Eingangssignal I = H ist.

In dem Zustand von I = L und Q = L in [1] von Fig. 37 wird das Ausgangssignal (1) des lokalen Oszillators 381, welches der EX-OR-Schaltung 382 als eingangsseitiges Gate eingege­ ben wird, wie durch (2) gezeigt, eingegeben, zum Takt C der zweigeteilten Schaltung 383, wobei der Zustand nichtinver­ tiert verbleibt. Die zweigeteilte Schaltung 383 gibt den Dateneingang des D-Eingangsendes bei jedem Anheben des Tak­ tes C des regulären Ausgangsanschlusses Q aus, und gibt da­ her die IF-modulierte Welle, wie durch (4) gezeigt, durch Zweiteilen des Eingangs des Takteingangsanschlusses C, wie durch (3) gezeigt, aus.

In jedem der Zustände I = H und Q = L in [2] von Fig. 37, in den Zuständen von I = H und Q = H in [3] von Fig. 37 und in den Zuständen I = H und Q = L werden die Phasen aufein­ anderfolgend um 90° an dem vorgeschriebenen IF-Ausgang ge­ schoben, wie durch den Ausgang der IF-Modulationswelle von (4) gezeigt, und so wird ein Nichteinstellungsmodulator für Vier-Phasen-PSK realisiert.

Jedoch ist die Schaltung von Fig. 36 grundlegend unter­ schiedlich zu den Schaltungen von Fig. 25 und 27, und eben­ so wird die Betriebsfrequenz durch das Flipflop beschränkt, und daher erhebt sich ein Problem, welches einige Erfin­ dungsgabe bei der Konstruktion einer Schaltung erfordert, wenn versucht wird, dies auf eine aktuelle mobile Übertra­ gungsvorrichtung anzuwenden.

Auf diese Weise sind konventionelle, 0°/90°-Phasenschieber, welche zur Schaltungsintegration geeignet sind, welche le­ diglich durch Widerstände, Kondensatoren und Transistoren gebildet werden können, auf jene beschränkt, welche die Allbandpaßschaltung, wie in Fig. 25 gezeigt, verwenden, oder jene, welche Differentialschaltungen und Integrations­ schaltungen und die Phasendifferenz der Hochpaßfiltercha­ rakteristik und der Tiefpaßfiltercharakteristik verwenden, trennen die Signale von denjenigen, welche Phasen von 0° und 90° besitzen.

Jedoch sind in den Schaltungen von Fig. 25 und 27 zwei Strompfade vorgesehen, um Spannungen aus zugeben, welche zu­ einander orthogonal sind, wenn eine Einstellschaltung le­ diglich an einem der Strompfade vorgesehen ist, um Element­ änderungen der Widerstände und Kondensatoren einzustellen; Einflüsse durch Vorsehen dieser Einstellschaltung wirken auf den anderen Strompfad ein und es wird erfordert, ähnli­ che Einstellschaltungen vorzusehen, um diese Einflüsse zu beseitigen, wodurch sich Schwierigkeiten beim Aufrechter­ halten der Orthogonalität der zwei Ausgangssignale ergeben.

Aus der Druckschrift IEEE Transactions on Microwave Theory and Techniques, 1986, Band MTT-34, Nr. 12, Seiten 1533 bis 1537, Altes, Stephen; Cheng, Tzu-Hung; Ragonese, Louis: "Monolithic RC All-Pass Networks with Constant- Phase-Difference Outputs" ist ein Phasenschieber entspre­ chend dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1 bekannt, der zwei zueinander um 90° phasenverschobene Ausgangssignale erzeugt und zu diesem Zweck eine Eingangs-Verstärkerstufe aufweist, die zwei um 180° zueinander phasenverschobene Si­ gnalkomponenten empfängt, diese verstärkt und zwei Aus­ gangsknoten zuführt. Jeder Ausgangsknoten ist mit einem entsprechenden Eingangsknoten einer Phasenschieberstufe ge­ koppelt, die aus den verstärkten Eingangssignalen die ge­ wünschten phasenverschobenen Ausgangssignale erzeugt. Die Phasenschieberstufe dieses Phasenschiebers besteht im we­ sentlichen aus zwei Reihenschaltungen eines Widerstands und eines Kondensators, wobei diese beiden Reihenschaltungen parallel geschaltet sind und am mittleren Knoten jeder Rei­ henschaltung ein zugeordnetes Ausgangssignal abgegriffen wird. Nachteilig bei dieser Phasenschieberstufe ist, daß die gewünschte 90°-Phasenverschiebung nur dann mit ausrei­ chender Genauigkeit erzielbar ist, wenn die Mittenfrequenz sehr nahe bei einem Sollwert liegt. Der Phasenschieber ist daher je nach Dimensionierung eines RC-Gliedes auf einen relativ engen Bereich der Mittenfrequenz festgelegt. Jede Änderung der Mittenfrequenz erfordert daher eine entspre­ chende Änderung des RC-Gliedes.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, einen Pha­ senschieber gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1 derart weiterzubilden, daß der Frequenzbereich der zulässigen Mit­ tenfrequenz wesentlich größer ist.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß mit den im Kennzeich­ nungsteil des Anspruchs 1 angegebenen Maßnahmen gelöst.

Entsprechend einer Weiterbildung der vorliegenden Erfindung ist ein Phasenschieber vorgesehen, welcher aus Widerständen, Kondensato­ ren und Transistoren gebildet werden kann, welcher geeignet ist zur Schaltungsintegration und welcher das Eingangssi­ gnal in zwei Signale trennen kann, welche einen Phasenun­ terschied von 0° und 90° aufweisen, durch Konstruktionen, welche anders als oben beschriebene Konstruktionen sind.

Entsprechend einer anderen Weiterbildung der vorliegenden Erfindung ist ein Phasenschieber einer Konstruktion vorgesehen, welcher ein leichtes Einstellen der Mittenfrequenz sogar dann er­ möglicht, wenn die Mittenfrequenz von einem Entwurfswert hervorgerufen durch Elementänderungen abweicht.

Entsprechend einer anderen Weiterbildung der vorliegenden Erfindung ist ein Phasenschieber vorgesehen, welcher nicht nur Signale ausgibt, welche Phasenunterschiede von 0° und 90° aufweisen und orthogonal zueinander sind, sondern ebenso Signale, welche Phasenunterschiede von 0°, 90°, 180° und 270° auf­ weisen und orthogonal zueinander sind.

Gemäß einem ersten Aspekt der vorliegenden Erfindung umfaßt ein 90°-Phasenschieber, welcher ein Eingangssignal empfängt und das Eingangssignal in zwei Signale trennt, welche eine 90°-Phasendifferenz zueinander besitzen: einen ersten bzw. einen zweiten Eingangsknoten zum Empfang von zwei Signalen, welche Phasen um 180° gegeneinander besitzen; eine erste serielle Verbindung eines ersten Widerstands und eines zweiten Widerstands, welche denselben Widerstandswert auf­ weist, wobei ein Ende der ersten seriellen Verbindung an den ersten Eingangsknoten angeschlossen ist; eine zweite serielle Verbindung eines ersten Kondensators und eines zweiten Kondensators, welche dieselben Kapazitätwerte auf­ weisen, welche zwischen dem anderen Ende der ersten seriel­ len Verbindung und dem zweiten Eingangsknoten angeschlossen sind; einen ersten und einen zweiten Ausgangsknoten, welche jeweils von dem Knoten zwischen dem ersten Widerstand und dem zweiten Widerstand und dem Knoten zwischen dem ersten Kondensator und dem zweiten Kondensator abgenommen sind, um Signale auszugeben, welche eine 90°-Phasendifferenz zuein­ ander besitzen.

Gemäß einem zweiten Aspekt der vorliegenden Erfindung sind in dem 90°-Phasenschieber der oben beschriebenen Konstruk­ tion der erste Widerstand und der zweite Widerstand beide variable Widerstände, welche denselben variablen Betrag be­ sitzen, und so wird die Frequenz des Phasenschiebers varia­ bel gesteuert.

Gemäß einem dritten Aspekt der vorliegenden Erfindung um­ fassen in dem 90°-Phasenschieber der oben beschriebenen Konstruktion die variablen Widerstände zwei Feldeffekttran­ sistoren, welche jeweils in Serie zwischen dem ersten Wi­ derstand und dem zweiten Widerstand angeschlossen sind, und Spannungen zum Variieren der Widerstandswerte davon werden jeweils zwischen den Gateelektroden der zwei FET′s und der Elektrode der zwei FET′s, welche gemeinsam miteinander ver­ bunden sind, angelegt.

Gemäß einem vierten Aspekt der vorliegenden Erfindung sind in dem 90°-Phasenschieber der oben beschriebenen Konstruk­ tion der erste Kondensator und der zweite Kondensator beide variable Kondensatoren, welche denselben variablen Betrag abgeben, und so wird die Mittenfrequenz des Phasenschiebers variabel gesteuert.

Gemäß eines fünften Aspekts der vorliegenden Erfindung um­ fassen in dem 90°-Phasenschieber der oben beschriebenen Konstruktion die variablen Kondensatoren zwei Dioden, wel­ che jeweils parallel mit dem ersten Kondensator und dem zweiten Kondensator in einer umgekehrten Richtung zueinan­ der angeschlossen sind, und Spannungen zum Variieren der Kapazitätswerte werden jeweils zwischen der Anode und der Kathode davon angelegt.

Gemäß eines sechsten Aspekts der vorliegenden Erfindung um­ faßt ein 90°-Phasenschieber, welcher ein Eingangssignal in vier Signale trennt, welche 90°-Phasenunterschiede zueinan­ der besitzen: einen ersten und einen zweiten Eingangsknoten zum Empfang von zwei Signalen, welche jeweils Phasen von 180° gegeneinander besitzen; einen dritten und einen vier­ ten Eingangsknoten zum Empfang von jeweils zwei Signalen, welche jeweils dieselbe Phase wie der zweite bzw. der erste Eingangsknoten besitzen; eine erste serielle Verbindung ei­ nes ersten Widerstands und eines zweiten Widerstands, wei­ che dieselben Widerstandswerte besitzen, wobei ein Ende der ersten seriellen Verbindung an den ersten Eingangsknoten angeschlossen ist; eine zweite serielle Verbindung eines ersten Kondensators und eines zweiten Kondensators, welche dieselben Kapazitätswerte besitzen, welche zwischen dem an­ deren Ende der ersten seriellen Verbindung und dem zweiten Eingangsknoten angeschlossen sind; eine dritte serielle Verbindung eines dritten Widerstands und eines vierten Wi­ derstands, welche dieselben Widerstandswerte besitzen, wo­ bei ein Ende der dritten seriellen Verbindung an den zwei­ ten Eingangsknoten angeschlossen ist; eine vierte serielle Verbindung eines dritten Kondensators und eines vierten Kondensators, welche dieselben Kapazitätswerte besitzen, welche zwischen dem anderen Ende der dritten seriellen Ver­ bindung und dem vierten Eingangsknoten angeschlossen sind; einen ersten, einen zweiten, einen dritten und einen vier­ ten Ausgangsknoten, welche jeweils von dem Knoten abgenom­ men sind, welcher den ersten Widerstand und den zweiten Wi­ derstand verbinden, von dem Knoten, welcher den ersten Kon­ densator und den zweiten Kondensator verbinden, von dem Knoten, welche den dritten Widerstand und den vierten Wi­ derstand verbinden, und von dem Knoten, welcher den dritten Kondensator und dem vierten Kondensator verbinden, um je­ weils Signale aus zugeben, welche 90°-Phasenunterschiede aufeinanderfolgend voneinander besitzen.

Gemäß einem siebenten Aspekt der vorliegenden Erfindung sind in dem 90°-Phasenschieber der oben beschriebenen Kon­ struktion der erste Widerstand und der zweite Widerstand und der dritte Widerstand und der vierte Widerstand jeweils alle variable Widerstände, welche dieselben variablen Be­ träge besitzen, wodurch die Mittenfrequenz des Phasenschie­ bers variabel gesteuert wird.

Gemäß einem achten Aspekt der vorliegenden Erfindung ent­ halten in dem 90°-Phasenschieber der oben beschriebenen Konstruktion die variablen Widerstände zwei Feldeffekttran­ sistoren, welche jeweils in Serie zwischen dem ersten Wi­ derstand und dem zweiten Widerstand angeschlossen sind, und Spannungen zum Variieren der Widerstandswerte davon werden jeweils zwischen den Gateelektroden der zwei FET′s und der Elektrode der zwei FET′s angelegt, welche gemeinsam an beide angeschlossen ist, und zwei Feldeffekttransistoren, welche jeweils in Serie zwischen dem dritten Widerstand und dem vierten Widerstand angeschlossen sind, und Spannungen zum Variieren der Widerstandswerte werden jeweils zwischen den Gateelektroden der letztgenannten zwei FET′s und der Elektrode der zwei FET′s angelegt, welche gemeinsam an beide angeschlossen ist.

Gemäß einem neunten Aspekt der vorliegenden Erfindung sind in dem Phasenschieber der oben beschriebenen Konstruktion der erste Kondensator und der zweite Kondensator und der dritte Kondensator und der vierte Kondensator alle variable Kondensatoren, welche denselben variablen Betrag besitzen, wodurch die Mittenfrequenz des Phasenschiebers variabel ge­ steuert wird.

Gemäß einem zehnten Aspekt der vorliegenden Erfindung um­ fassen in dem Phasenschieber der oben beschriebenen Kon­ struktion die variablen Kondensatoren zwei Dioden, welche parallel mit dem ersten Kondensator bzw. dem zweiten Kon­ densator in umgekehrten Richtungen zueinander angeschlossen sind und an deren Pfade zwischen ihren Anoden und Kathoden Spannungen zum Variieren der Kapazitätswerte davon angelegt werden, und zwei Dioden, welche parallel mit dem dritten Kondensator bzw. dem vierten Kondensator in umgekehrter Richtung angeschlossen sind, und an deren Pfade zwischen ihren Anoden und Kathoden Spannungen zum Variieren der Ka­ pazitätswerte angelegt werden.

Fig. 1 zeigt ein Diagramm, welches einen 0°/90°-Phasen­ schieber entsprechend einer ersten Ausführungsform der vor­ liegenden Erfindung erläutert, welcher durch Verwendung ei­ nes Differentialverstärkers und zweier Sourcefolger-Schal­ tungen gebildet wird. Die Phasenschieberschaltung wird durch Elemente so wie Widerstände, Kondensatoren und Tran­ sistoren gebildet, welche zur Schaltungsintegration geeig­ net sind, und wird als Typ erzeugt, welcher leicht mit Ein­ gangs/Ausgangspufferschaltungen verbunden werden kann.

In Fig. 1 bezeichnet Bezugszeichen IN1 ein Positivphasensi­ gnal-Eingangsanschluß, welchem ein positives Phasensignal aus einem Paar von Eingangssignalen eingegeben wird, IN2 bezeichnet einen Negativphasensignal-Eingangsanschluß, wel­ chem ein negatives Phasensignal aus dem Paar von Eingangs­ signalen eingegeben wird, dessen Phase um 180° bezüglich dem positiven Phasensignal invertiert ist, J1 und J2 be­ zeichnen ein Paar differentialer FET′s, deren Gates das oben beschriebene positive Phasensignal bzw. das negative Phasensignal eingegeben werden, und diese beiden FET′s be­ sitzen Gatebreiten von 30 bis 100 µm. J3 bezeichnet einen Konstantstrom-FET, dessen Drain an dem gemeinsamen Source­ anschluß der differentialen FET′s J1 und J2 angeschlossen ist. R3 bezeichnet einen Widerstand, welcher zwischen der Basis des Konstantstrom-FET′s J3 und Masse angeschlossen ist, R1 und R2 bezeichnen Lastwiderstände, welche zwischen den Drains der differentialen FET′s J1 bzw. J2 und der Lei­ stungsversorgungsspannung V^DD angeschlossen sind, und diese zwei besitzen Widerstandswerte von 1 bis 3 kΩ.

Des weiteren bezeichnen J4 und J6 Sourcefolger-FET′s, deren Drains an den Leistungsversorgungsanschluß V^DD angeschlos­ sen sind, deren Gates an die Anschlüsse n1 und n2 der Wi­ derstände R1 und R2 an den zu dem Leistungsversorgungsan­ schluß V^DD abgewandten Seiten angeschlossen sind, und jene haben Gatebreiten von 30 bis 100 µm. J5 und J7 bezeichnen Konstantstrom-FET′s, deren Drains jeweils an die Sourcekno­ ten n4 und n6 der Sourcefolger-FET′s J4 und J6 angeschlos­ sen sind, und beide besitzen Gatebreiten von 30 bis 100 µm. R4 und R5 bezeichnen Widerstände, welche zwischen diesen Konstantstrom-FET′s J5 bzw. J7 und Masse angeschlossen sind, und diese besitzen einen Widerstandswert von 200 bis 1000 Ω ähnlich wie der Widerstand R3. V^CS bezeichnet einen Konstantstromquellen-Vorspannungsanschluß, welcher den Ga­ tes der FET′s J3, J5 und J7 eine Konstantspannung zuführt, um diese zu Konstantstromquellen zu machen.

Des weiteren bezeichnen Ra und Rb, und Ca und Cb Wider­ stände und Kondensatoren, welche einen 0°/90°-Phasenschie­ ber 1d bilden, und wenn diese Schaltung beispielsweise als 0°/90°-Phasenschieber für ein portables Telefon von 950 MHz verwendet wird, sind Ra und Rb beide ein erster Widerstand und ein zweiter Widerstand, welche einen Widerstandswert von 335 Ω besitzen, Ca und Cb sind ein erster und ein zweiter Kondensator, welche eine Kapazität von beispiels­ weise 0,5 pF besitzen, und diese sind in dieser Reihenfolge zwischen den Knoten n4 und n6 zueinander in Serie ange­ schlossen. OUT1 und OUT2 bezeichnen Ausgangssignalan­ schlüsse, deren Ausgangssignale Phasen um 90° unterschied­ lich zueinander besitzen, und der Ausgangssignalanschluß OUT1 ist an den Verbindungsknoten des Widerstands Ra und Rb über einen koppelnden Kondensator CC1 angeschlossen, wel­ cher einen Kapazitätswert von 1 pF besitzt, und der Aus­ gangssignalanschluß OUT2 ist an den Verbindungsknoten der Kondensatoren Ca und Cb über einen koppelnden Kondensator CC2 angeschlossen, welcher einen Kapazitätswert von etwa 1 pF besitzt.

Hier bezeichnen V1 und V2 Spannungen des Knotens n4 bzw. n6, Vout1 und Vout2 bezeichnen Spannungen der Ausgangsan­ schlüsse OUT1 bzw. OUT2, und an die Ausgangsanschlüsse OUT1 und OUT2 sind die Zwei-Stufen-Verstärker A1 und A2 bzw. die Zwei-Stufen-Verstärker A3 und A4 angeschlossen.

Hier in Fig. 1 ist eine Differentialverstärkerschaltung 1a vorgesehen, welche die FET′s J1, J2, J3 und die Widerstände R1, R2, R3 umfaßt, an einer späteren Stufe als die Source­ folger-Schaltung, welche die FET′s J6, J7 und R5 umfaßt. Dies ist jedoch lediglich vorgesehen, um die Verbindung mit der Differentialverstärkerschaltung zu erleichtern, wodurch die Inkorporation in einen aktuellen Quadraturmodulator als Mittel zum Eingeben von Signalen in Phasen umgekehrt zuein­ ander vereinfacht wird. Die Konstruktion des Phasenschie­ bers kann von einem anderen Typ sein.

Darüber hinaus müssen die Signale, welche den Eingangsan­ schlüssen IN1 und IN2 eingegeben werden, nicht notwendi­ gerweise umgekehrte Phasen zueinander besitzen, und beide der zwei Signale können eine Referenz- einer Konstantspan­ nung sein.

Als nächstes wird eine Beschreibung des Betriebs gegeben.

Ein Paar von Signalen, welche an den Signaleingangsan­ schlüssen IN1 und IN2 eingegeben werden, werden von der Differentialverstärkerschaltung verstärkt, welche die FET′s J1, J2, J3 und die Widerstände R1, R2, R3 umfassen, und die Differentialausgänge davon sind jeweils durch die Source­ folgerschaltung 1b bezüglich der Impedanz umgewandelt, wel­ che die FET′s J4, J5 und die Widerstände R4 aufweist, und durch die Sourcefolgerschaltung 1c, welche die FET′s J6, J7 und den Widerstand R5 aufweist, um eine geringe Impedanz aufzuweisen, und wird dem 0°/90°-Phasenschieber 1d ausgege­ ben, welcher die Widerstände Ra und Rb und die Kondensato­ ren Ca und Cb aufweist. In dem 0°/90°-Phasenschieber 1d werden zwei Signale, welche Phasen besitzen, die zueinander um 90° auf der Basis der Eingangssignale abweichen, den Verstärkern A1, A2 und den Verstärkern A3, A4 über die Aus­ gangsschaltung 1e ausgegeben, welche einen koppelnden Kon­ densator CC1 besitzt, bzw. über die Ausgangsschaltung 1f, welche einen koppelnden Kondensator CC2 aufweist.

Fig. 2 zeigt ein Vektordiagramm, welches die Vektoren V1, V2 (= - V1), Vout1 und Vout2 bei der Frequenz f = f0 erläu­ tert, wenn die Werte der Widerstände und Kapazitäten ge­ setzt sind, so daß die Widerstände Ra, Rb und die Kapazitä­ ten Ca, Cb

Ra = Rb = R
Ca = Cb = C
f0 = 1/(2πRI)

bei einer Frequenz von f0 genügen, unter der Annahme, daß die Ausgangsimpedanzen der zwei Sourcefolgerschaltungen, welche beispielsweise J4, J5, R4 und J6, J7 und R5 umfas­ sen, hinreichend klein sind. ΔΦ in der Zeichnung repräsen­ tiert den Phasenunterschied, welcher durch die Ausgangs­ spannung Vout1 und Vout2 in der Zeichnung gebildet wird.

Da die Eingangsspannungen der Phasenschieber eine Phasen­ differenz von 180° untereinander besitzen und die Wider­ stände Ra und Rb und die Kondensatoren Ca und Cb in Serie zueinander angeschlossen sind, sind die Spannungsvektoren davon derart, daß die Vektoren RaI und RbI auf einer gera­ den Linie angeordnet sind und die Vektoren I/jωCa und I/jω Cb auf einer geraden Linie senkrecht zu der geraden Linie angeordnet sind.

Da Ra = Rb = R und Ca = Cb = C und f = 1/(2πRC) gesetzt sind, sind in Fig. 2 die Amplituden der Eingänge Vout1 und Vout2 zueinander gleich, und die Phasendifferenz zwischen Vout1 und Vout2 beträgt 90°.

Der Grund dafür, daß Ra = Rb = R und Ca = Cb = C und f = 1/(2πRC) gesetzt sind, wie oben beschrieben ist, ist der, daß das Dreieck Δ21, welches durch die Spannungsvektoren V1, V2, RaI, RbI, I/jωCa, I/jωCb gebildet ist und das Drei­ eck Δ22, welches die Spannungsvektoren RbI, I/jωCa als zwei Kanten besitzt, ähnlich wird, und daß der Winkel Φ41 und Φ 43 und der Winkel Φ42 und der Winkel Φ44 zueinander gleich werden. Daher besitzt das Dreieck Δ22, das Dreieck Δ23, welches die Spannungsvektoren V1, RaI als zwei Seiten be­ sitzt, und das Dreieck Δ24, welches die Spannungsvektoren V2 und I/jωCb besitzt, zueinander dieselbe Größe, und es bestehen die Beziehungen der Länge von Vout1 = der Länge von 1/jωCa, und der Länge von Vout2 = der Länge von RbI, und das Dreieck Δ25, welches die Spannungsvektoren Vout1 und Vout2 als zwei Seiten besitzt und das Dreieck Δ22 bil­ den ein Parallelogramm. Dadurch, daß der Winkel, welcher durch die Seite RbI und die Seite I/jωCa des Dreiecks Δ22 gebildet wird, 90° beträgt, beträgt der Winkel ΔΦ, welcher durch die Seiten Vout1 und Vout2 des Dreiecks gebildet wird, welches demgegenüber steht, notwendigerweise 90°.

Die Amplituden der Ausgänge Vout1 und Vout2 werden jedoch kleiner gemacht als die Amplituden des Eingangs V1 (= V2) des Phasenschiebers 1d infolge seiner Hochbandpaßcharakte­ ristik und der Tiefpaßcharakteristik der Integrationsschal­ tung. Des weiteren wird bei einer Frequenz, welche unter­ schiedlich zu f = f0 ist, gefunden, daß die Amplituden der Vektoren Vout1 und Vout2 unterschiedlich sind und ihre Pha­ sendifferenz ΔΦ ebenfalls bei 90° von dem Operationsprinzip gehalten wird.

Fig. 3 zeigt die Amplitudencharakteristik der Ausgangsspan­ nungen Vout1 und Vout2 gegen die Eingangsfrequenz des Pha­ senschiebers der ersten Ausführungsform. Fig. 3 zeigt daß die Vout1-Seite die Tiefpaßcharakteristik auf der Schal­ tungscharakteristik von Fig. 1 empfängt und daß die Vout2-Seite die Hochpaßcharakteristik auf der Schaltungscharakte­ ristik von Fig. 1 empfängt, und daher die Frequenz, bei welcher die Amplituden von Vout1 und Vout2 einander gleich sind, nur bei f = f0 liegt.

Fig. 4 zeigt ein Diagramm, welches die Vektordiagramme der Vektoren V1, V2, (= - V1), Vout1, Vout2 erläutert, wenn der Widerstandswert Ra (= Rb), welcher den Phasenschieber in der Schaltung von Fig. 1 bildet, um ΔR relativ zu dem Ent­ wurfswert R erhöht wird. In Fig. 4 repräsentiert ΔΦ eine Phasendifferenz, welche von den Ausgangsspannungen Vout1 und Vout2 gebildet wird. In Fig. 4 ist der Winkel des Vektors Vout1 zu V1 groß und der Winkel des Vektors Vout2 zu dem Vektor V2 (= V1) klein, und die Amplituden von Vout1 und Vout2 sind unterschiedlich bei der Frequenz f = f0, aber da die Widerstandswerte Ra und Rb wechselseitig zueinander gleich sind und die Kapazitätswerte Ca und Cb zueinander gleich sind, ist die gerade Linie, welche die Endpunkte der Spannungsvektoren Vout1 und Vout2 verbindet, parallel mit den Spannungsvektoren V1 und V2 und ist ebenso von gleicher Länge. Aus demselben Grund wie in der Schaltung von Fig. 1 wird dementsprechend die Phasendifferenz zwischen den zwei­ en auf 90° gehalten.

Fig. 5 zeigt ein Vektordiagramm, welches die Vektoren von V1, V2 (= - V1), Vout1 und Vout2 erläutert, wenn die Kapa­ zitätswerte Ca (= Cb) der Kondensatoren, welche einen Pha­ senschieber in der Schaltung von Fig. 1 bilden, um ΔC gegen den Entwurfswert C reduziert wird. In Fig. 5 repräsentiert ΔΦ eine Phasendifferenz, welche zwischen der Ausgangsspan­ nung Vout1 und Vout2 gebildet ist. In Fig. 5 ist der Winkel der Spannung Vout1 zu V1 klein und der Winkel von Vout2 zu V2 (= - V1) groß, und die Amplituden von Vout1 und Vout2 sind unterschiedlich bei einer Frequenz von f = f0. Jedoch ähnlich wie in dem Fall von Fig. 4, wird die Phasendiffe­ renz zwischen beiden auf 90° gehalten.

Aus Fig. 4 und 5 ist es augenscheinlich, daß der Phasen­ schieber der ersten Ausführungsform geeignet ist, die Or­ thogonalität über ein weites Band aufrechtzuerhalten, und der Phasenschieber kann beständig gegenüber Änderungen der Elemente sein. Wenn sogar darüber hinaus die Widerstands­ werte der Widerstände und die Kapazitätswerte der Kondensa­ toren zur selben Zeit abweichen, ergibt sich natürlich kein Problem entsprechend dem sogenannten Prinzip der Superposi­ tion.

Zusätzlich kann die Differenz der Amplitude bei der gesetz­ ten Frequenz von Vout1 und Vout2 durch Sättigen der Ampli­ tuden bei einem konstanten Wert herauf entfernt werden, um dem Mischer durch den Puffer der nächsten Stufe, wie in Fig. 1 gezeigt, eingegeben zu werden, was hier keine Pro­ bleme verursacht.

Zweite Ausführungsform

Fig. 6 zeigt einen 0°/90°-Phasenschieber entsprechend einer zweiten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und in dieser Ausführungsform ist eine Vorspannungsschaltung über den koppelnden Kondensator von Fig. 1 vorgesehen. Die Schaltung, welche Widerstände R6 bis R9, Dioden D1 bis D5 und einen Kondensator C0 umfaßt, ist ein Beispiel einer Schaltung zum Anlegen einer Gleichstromvorspannung an eine Schaltung hoher Eingangsimpedanz für beispielsweise eine Differentialverstärkerschaltung, und in dieser Schaltung sind die Dioden D1 bis D3, die Widerstände R8, R9, die Di­ oden D4, D5 seriell in dieser Reihenfolge angeschlossen, und die Widerstände R8 und R9 besitzen Impedanzwerte von beispielsweise 50 kΩ. Darüber hinaus sind die Widerstände R6 und R7 von etwa 5 bis 10 kΩ seriell zwischen dem Aus­ gangsanschluß OUT1 und OUT2 angeschlossen, und beispiels­ weise ist zwischen dem Verbindungsknoten der Widerstände R6 und R7, dem Verbindungsknoten der Widerstände R8, R9 und Masse ein Kondensator C0 von 1 pF angeschlossen. Dann kann durch Wählen der Anzahl von Dioden die an den nächsten Stu­ fenverstärker angelegte Gleichstromvorspannung eingestellt werden.

Dritte Ausführungsform

Fig. 7 erläutert eine Schaltungskonstruktion eines 0°/90°- Phasenschiebers gemäß einer dritten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Die Ausführungsform ist durch Rea­ lisieren einer Schaltung gebildet, welche Signale, die Pha­ sen besitzen, welche zueinander wechselseitig invertiert sind, dem 0°/90°-Phasenschieber bei einer geringen Impedanz unter Verwendung von npn-Typ-Bipolartransistoren Tr1 bis Tr7 anstelle von FET′s zuführt. In dieser Schaltung kann ebenso Orthogonalität über einen weiten Bereich ähnlich wie bei der Schaltung von Fig. 1 erzielt werden, und es ist ebenso möglich, eine Schaltung zu erlangen, die beständig gegenüber Änderungen der Elemente ist.

Vierte Ausführungsform

Fig. 8 erläutert einen 0°/90°-Phasenschieber entsprechend einer vierten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und diese Ausführungsform ist durch Realisierung der Schal­ tung gebildet, welche Signale, die Phasen aufweisen, welche zueinander wechselseitig invertiert sind, dem 0°/90°-Pha­ senschieber bei geringer Impedanz zuführt unter Verwendung von npn-Typ-Bipolartransisitoren Tr1 bis Tr7 anstelle von FET′s in der Schaltung, welche eine Vorspannungsschaltung besitzt, wie in Fig. 6 gezeigt, ähnlich wie in Fig. 7. In dieser Schaltung kann ebenso die Orthogonalität über ein breites Band ähnlich wie in Fig. 1 gehalten werden, und er ist ebenso beständig gegenüber Änderungen der Elemente, und durch Auswählen der Anzahl von Dioden, der Gleichstromvor­ spannung, welche an den Verstärker der nächsten Stufe ange­ legt wird, kann er eingestellt werden.

Fünfte Ausführungsform

Fig. 9 zeigt einen 0°/90°-Phasenschieber gemäß einer fünf­ ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und diese Ausführungsform ist durch Realisierung des Teils gebildet, welchem wechselseitig umgekehrte Phasensignale durch einen einzigen FET J10, einen Widerstand R10, welcher zwischen seinem Drain und der Leistungsversorgungsspannung V_DD ange­ schlossen ist, und einem Widerstand R11, welcher zwischen dem Source des FET′s J1 und Masse angeschlossen ist, einge­ geben werden.

Gemäß dieser Ausführungsform können wechselseitig umge­ kehrte Phasensignale dem 0°/90°-Phasenschieber eingegeben werden. In dieser Ausführungsform ist es jedoch nicht mög­ lich, die Orthogonalität des Ausgangssignals über ein so breites Band wie in der Schaltung von Fig. 1 zu erlangen, da eine Phasenteilerschaltung verwendet wird, welche den FET J1 und die Widerstände R10, R11 umfaßt.

Sechste Ausführungsform

Fig. 10 zeigt einen 0°/90°-Phasenschieber gemäß einer sech­ sten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und diese Ausführungsform wird durch Realisieren des Teils gebildet, welchem wechselseitig umgekehrte Phasensignale eingegeben werden durch einen einzelnen FET J10, einen Widerstand R10, welcher zwischen dem Drain des FET J10 und der Leistungs­ versorgungsspannung V_DD angeschlossen ist, und einen Wi­ derstand R11, welcher zwischen dem Source des FET J10 und Masse angeschlossen ist.

Gemäß dieser Ausführungsform können wechselseitig umge­ kehrte Phasensignale dem 0°/90°-Phasenschieber in einer Schaltungsgröße eingegeben werden, welche relativ klein der Ausführungsform von Fig. 2 ist.

Siebente Ausführungsform

Fig. 11 zeigt einen Phasenschieber entsprechend einer sie­ benten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und diese Ausführungsform ist durch Einsetzen eines Transistors (hier ein FET), zwischen den Widerständen Ra, Rb gebildet, wodurch ein variabler Widerstand in dem Schaltungsteil vor­ gesehen wird, welcher durch A in Fig. 1 angezeigt ist, um die eingestellte Frequenz f0, wie oben beschrieben, verän­ derlich zu machen. In Fig. 11 bezeichnen Ja und Jb FET′s, welche seriell zwischen den Widerständen Ra bzw. Rb ange­ schlossen sind. Cpa und Cpd sind Kondensatoren, welche zwi­ schen den Verbindungsknoten der zwei FET′s Ja und Jb und den Gates der FET′s Ja bzw. Jb angeschlossen sind. Diese Kondensatoren führen Stabilisierung der Spannung als an die Gates der FET′s angelegte Vorspannung aus. RG1 bezeichnet einen hochohmigen Widerstand, welcher zwischen den Steuer­ spannungseingangsanschluß VG1 und jedem der Gates der zwei FET′s Ja und Jb angeschlossen ist. Die Schaltung, welche die Kondensatoren Cpa und Cpb und den hochohmigen Wider­ stand RG1 umfaßt, ist eine Schaltung zum Anlegen einer Vor­ spannung an den FET, um die Durchlaßwiderstände der FET′s Ja und Jb durch die Steuereingangsspannung VG1 variabel zu machen.

Wenn hier die variable Größe des Widerstands der FET′s Ja und Jb wechselseitig zueinander gleich sind, können die Wi­ derstandswerte, welche den Widerständen Ra und Rb von Fig. 1 entsprechen, variabel um den Grad desselben Betrags ge­ macht werden, und unter Beibehaltung der Orthogonalität der Ausgangsspannungen Vout1 und Vout2 kann daher die einge­ stellte Frequenz f0 variabel gemacht werden. Als ein Bei­ spiel des variablen Betrags der eingestellten Frequenz f0, wenn die Variationen bei den Schaltkreiselementen auf etwa 10 bis 20% angenommen wird, kann ein variabler Betrag vor­ gesehen werden, welcher diesen Variationsbetrag nahezu auf­ hebt, d. h. es kann der variable Betrag von etwa 10 bis 20% vorgesehen werden und die Durchlaßwiderstände der FET′s Ja und Jb können oberhalb beispielsweise 30 Ω liegen. Darüber hinaus liegen die Werte der Kondensatoren Cpa und Cpd im pF-Bereich, und die Veränderung des Steuerspannungseingangs MΩ liegt um etwa 0 bis 5 V, und der Wert des hochohmigen Widerstands RG1 besitzt einen Wert in MΩ-Größenordnung. Durch ungefähres Setzen dieser Parameter ist es des weite­ ren möglich, dies zu verwenden, um den Kanal zu verändern, um die Sollfrequenz auf 900 MHz zu verändern, wenn sie 950 MHz beträgt.

Achte Ausführungsform

Fig. 12 zeigt einen Phasenschieber entsprechend einer ach­ ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Um dem mit A in Fig. 1 gezeigten Schaltungsteil die gesetzte Frequenz durch ein Verfahren, welches gegenüber dem von Fig. 10 un­ terschiedlich ist, variabel zu machen, sind die Kondensato­ ren Ca und Cb an die umgekehrt vorgespannten Dioden ange­ schlossen, und sie sind in ihrer Kapazität variabel gestal­ tet.

In Fig. 12 bezeichnen VCa und VCb Dioden, welche an die Kondensatoren Ca bzw. Cb angeschlossen sind. RG2 bezeichnet einen hochohmigen Widerstand, welcher zwischen einem Ende des Steuerspannungseingangsanschlusses VG2 und dem Aus­ gangsanschluß OUT2 angeschlossen ist, und das andere Ende der Steuerspannungsdiode ist an die Kathode der Dioden VCa und VCb angeschlossen. Ca′ und Cb′ von Fig. 12 bezeichnen Kondensatoren, welche in Serie zwischen den Kondensatoren Ca und Cb angeschlossen sind. Die Schaltung, welche VCa, VCb und RG2 umfaßt, dient zum Erzeugen der Kapazitäten von VCa und VCb durch die Steuereingangsspannung VG2.

Wenn hier die variablen Kapazitätsbeträge von VCa und VCb zueinander gleich sind, da die Kapazitätswerte entsprechend Ca und Cb von Fig. 1 zur selben Zeit variabel gestaltet werden können, ist es möglich, die gesetzte Frequenz f0 va­ riabel zu gestalten unter Beibehaltung der Orthogonalität der Spannungen Vout1 und Vout2. Wenn als Beispiel des va­ riablen Betrags der gesetzten Frequenz die Produktionsva­ riationen bei den jeweiligen Schaltelementen beispielsweise etwa 10 bis 20% beträgt, hebt der variable Betrag ungefähr den Variationsbetrag auf, d. h. es reicht aus, einen varia­ blen Betrag von etwa 10 bis 20% vorzusehen. Wenn daher die Kapazitätswerte der Dioden VCa und VCb beispielsweise 10 bis 20% der Kapazitätswerte der Kondensatoren Ca und Cb betragen, d. h. 0,05 bis 0,1 pF, liegt der Bereich des Steu­ erspannungseingangs VG2 bei etwa 0 bis 5 V.

Durch ungefähres Setzen der Parameter ist es in der Ausfüh­ rungsform ebenso möglich, daß die Schaltung bei einer Ver­ änderung der Kanäle verwendet wird.

Darüber hinaus können die variable Kapazität von Fig. 12 und der variable Widerstand von Fig. 10 zusammen beherrscht werden, und unter Beibehaltung der Orthogonalität und der Spannungen Vout1 und Vout2 kann die gesetzte Frequenz f0 effektiv variiert werden.

Neunte Ausführungsform

Fig. 13 zeigt einen 0°/90°-Phasenschieber gemäß einer neun­ ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und diese Ausführungsform ist durch Realisierung der Sourcefolger-Schaltung gebildet, welche die FET′s J4 bis J7 von Fig. 11 durch npn-Typ-Transistoren Tr4 bis Tr7 umfaßt, und dadurch werden nicht nur in IC′s, die durch unipolare Transistoren gebildet sind, welche als GaAs-IC′s gebildet sind, sondern in IC′s, welche durch bipolare Transistoren gebildet sind, dieselben Effekte wie in der Ausführungsform von Fig. 11 erlangt.

Zehnte Ausführungsform

Fig. 14 zeigt einen 0°/90°-Phasenschieber gemäß einer zehn­ ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, welche durch Realisierung der Sourcefolgerschaltungen gebildet ist, welche die FET′s J4 bis J7 durch npn-Typ-Transistoren Tr4 bis Tr7 umfaßt, und ebenso werden durch diese Konstruk­ tion dieselben Effekte wie bei der zwölften Ausführungsform erlangt.

Elfte Ausführungsform

Fig. 15 zeigt einen 0°/90°-Phasenschieber gemäß einer elf­ ten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung, und diese Ausführungsform ist durch Entfernen der Sourcefolgerschal­ tungen gebildet, welche die FET′s J4 bis J7 von Fig. 11 um­ fassen, und macht es möglich, die umgekehrt invertierten Phasensignale durch einen einzigen FET J10 einzugeben, wo­ durch der Phasenschieber durch eine klein gestaltete Schal­ tung mit denselben Effekten wie die Ausführungsform von Fig. 11 realisiert werden kann.

Zwölfte Ausführungsform

Fig. 16 zeigt einen 0°/90°-Phasenschieber gemäß einer zwölften Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Diese Ausführungsform ist durch Entfernen der Sourcefolgerschal­ tung gebildet, welche die FET′s J4 bis J7 umfaßt, und macht das Eingeben der umgekehrt invertierten Signale durch einen einzigen FET J10, wie in Fig. 9 gezeigt, möglich, wodurch der Phasenschieber durch eine klein gestaltete Schaltung realisiert werden kann mit denselben Effekten wie die Aus­ führungsform von Fig. 11.

Dreizehnte Ausführungsform

Fig. 17 zeigt einen anderen Typ eines Phasenschiebers gemäß einer dreizehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfin­ dung, und diese Ausführungsform ist ein 0°/90°/180°/270°- Phasenschieber, welcher durch Verwendung von FET′s gebildet ist. Die Schaltung wird durch Verwendung von Elementen von Transistoren, Widerständen und Kondensatoren gebildet, wel­ che zur Schaltungsintegration geeignet sind, und wird eben­ so leicht in Verbindungen mit Eingangs/Ausgangspuffern ge­ bildet.

In Fig. 17(a) bezeichnet TA ein Positivphasensignal-Ein­ gangsanschluß, welchem ein positives Phasensignal aus einem Paar von Eingangssignalen eingegeben wird, TB bezeichnet ein Negativphaseneingangssignal, welchem ein umgekehrtes Phasensignal eingegeben wird, welches um 180° bezüglich dem positiven Phasensignal invertiert ist, V_DD bezeichnet einen Spannungsversorgungsanschluß, OUT1A, OUT2A, OUT1B, OUT2B bezeichnen Ausgangssignalanschlüsse, J1a, J1b bezeichnen FET′s, deren Gates ein positives Signal bzw. ein negatives Signal eingegeben werden, R1a, R2a bezeichnen Widerstände, welche jeweils zwischen der Leistungsversorgung V_DD und dem Drainknoten n1a des FET′s J1a bzw. der Masse und dem Sour­ ceknoten n2a des FET′s J1a angeschlossen sind. R1b und R2b bezeichnen Widerstände, welche zwischen der Spannungsver­ sorgung V_DD und dem Drainknoten n1b bzw. zwischen Masse und dem Sourceknoten n2b des FET′s J1b angeschlossen sind.

Darüber hinaus bezeichnen Ra, Rb, Ca, Cb und Rc, Rd, Cc, Rd Widerstände und Kondensatoren, welchen einen 0°/90°-Phasen­ schieber bilden, und Ra, Rb, Rc, Rd bezeichnen Widerstände, Ca, Cb, Cc, Cd bezeichnen Kondensatoren, und die Wider­ stände, welche dieselben Widerstandswerte Ra, Rb besitzen, und die Kondensatoren Ca, Cb, welche dieselben Kapazitäts­ werte Ca, Cb besitzen, sind wechselseitig seriell zwischen den Drainknoten n1a, n1b der FET′s J1a, J1b angeschlossen. Darüber hinaus sind die Widerstände Rc, Rd, welche wechsel­ seitig dieselben Widerstandswerte besitzen, und die Konden­ satoren Cc und Cd, welche dieselben Kapazitätswerte besit­ zen, wechselseitig zwischen den Sourceknoten n2a und n2b der FET′s J1a, J1b angeschlossen.

Darüber hinaus bezeichnen V1a, V2a (= - V1a) Spannungen der Knoten n1a, n2a; V1b, V2b (= - V1b) bezeichnen Spannungen der Knoten n1b, n2b, und Vout1a, Vout2a, Vout1b und Vout2b bezeichnen jeweils die Spannungen der Ausgangsanschlüsse OUT1, OUT2, OUT3 bzw. OUT4.

In Fig. 17(a) ist die Schaltung, welche den FET J1a, den Widerstand R1a, R2a und den FET J1b und die Widerstände R1b, R2b umfaßt, eine Phasenteilerschaltung, und die wech­ selseitig umgekehrten Phasensignale von TA, TB werden durch Anordnung der Differentialverstärkerschaltung, wie in Fig. 1 gezeigt, an einer Vorstufe erlangt.

Fig. 17(b) zeigt ein Vektordiagramm, welches die Vektoren V1a, V2a (= - V1a), V1b, V2b (= - V1b), Vout1a, Vout2a, Vout1b, Vout2b an einer gesetzten Frequenz f0 des 0°/90°/180°/270°-Phasenschiebers von Fig. 17(a) erläutert.

In Fig. 17(b) repräsentiert ΔΦa eine Phasendifferenz zwi­ schen Vout1a und Vout2a, und ΔΦb repräsentiert eine Phasen­ differenz zwischen Vout1b und Vout23b, und ΔΦd repräsen­ tiert eine Phasendifferenz zwischen Vout2b und Vout1a.

Das Vektordiagramm von Fig. 17(b) wird durch Faltung des Vektordiagramms der Schaltung von Fig. 1, welches in Fig. 2 gezeigt ist, mit V1, V2 als Symmetrieachse erlangt, und entsprechend dem Operationsprinzip, welches in Fig. 1, 2 und 3 gezeigt ist, sind die Amplituden von Vout1a, Vout2a, Vout1b, Vout2b zueinander gleich und ebenso werden die wechselseitigen Phasendifferenzen ΔΦa, ΔΦb, ΔΦc und ΔΦd zu 90°, und ihre Orthogonalität kann über ein breites Band er­ langt werden. Da jedoch eine Phasenteilerschaltung verwen­ det wird, kann die Orthogonalität des Ausgangssignals nicht in einem breiten Bereich wie bei der Schaltung von Fig. 1 erlangt werden. Das vordem eine Differentialverstärker­ schaltung und eine Sourcefolgerschaltung nicht an der Vor­ stufe wie in der Schaltung von Fig. 1 in der Schaltung von Fig. 17 vorgesehen ist, liegt daran, wenn eine Differen­ tialverstärkerschaltung und eine Sourcefolgerschaltung vor­ gesehen sind, die Einstellungen nötigerweise durchgeführt werden müssen, und dies ist beschwerlich, da die Schaltung von Fig. 17 keine vollständige Symmetrie in der Schaltung wie in der Schaltung von Fig. 1 besitzt.

Vierzehnte Ausführungsform

Fig. 18 zeigt einen 0°/90°/180°/270°-Phasenschieber gemäß einer vierzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfin­ dung, und diese Ausführungsform ist durch Vorsehen einer Vorspannungsschaltung über den koppelnden Kondensator von Fig. 17 gebildet. D.h. in Fig. 18 ist die Schaltung, welche R3a bis R6a, D1a bis D5a, C0a und R3b bis R6b, D1b bis D5b und C0b umfaßt, eine Schaltung zum Anlegen einer Vorspan­ nung an die Hochimpedanzschaltung wie eine Differentialver­ stärkerschaltung, welche an die nächste Stufe angeschlossen ist, und R1b bis R6a, R1b bis R6b sind Widerstände, D1a bis D5a, D1b bis D5b sind Dioden, und C0a und C0b sind Konden­ satoren zum Erden von Wechselstrom.

Fünfzehnte Ausführungsform

Fig. 19 zeigt einen 0°/90°/180°/270°-Phasenschieber gemäß einer fünfzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfin­ dung. Sie wird durch Verwendung von npn-Typ-Bipolartransi­ storen Tr1a, Tr1b an Stelle der FET′s J1a, J1b von Fig. 17 gebildet.

Sechzehnte Ausführungsform

Fig. 20 zeigt einen 0°/90°/180°/270°-Phasenschieber gemäß einer sechzehnten Ausführungsform der vorliegenden Erfin­ dung, und diese Ausführungsform wird durch Verwendung von npn-Typ-Bipolartransistoren Tr1a, Tr1b anstelle der FET′s J1a und J1b von Fig. 18 gebildet.

Siebzehnte Ausführungsform

Ebenso in diesem 0°/90°/180°/270°-Phasenschieber kann die gesetzte Frequenz durch die ähnliche Konstruktion, wie in Fig. 11 gezeigt, variabel gestaltet werden, und z. B. durch Vorsehen der FET′s Ja, Jb seriell zueinander zwischen den Widerständen Ra und Rb und der FET′s Jc, Jd zwischen den Widerständen Rc und Rd und Steuern dieser durch separate Steuersignale VG1, VG2.

Achtzehnte Ausführungsform

Ebenso in diesem 0°/90°/180°/270°-Phasenschieber kann die gesetzte Frequenz variabel durch die ähnliche Konstruktion, wie in Fig. 12 gezeigt, gestaltet sein, und z. B. durch Vor­ sehen von Dioden VC1, VCb parallel zueinander mit den Kon­ densatoren Ca und Cb, und Vorsehen von Dioden VCc und Vcd parallel zueinander mit den Kondensatoren Cc und Cd, und durch Steuern dieser jeweils durch separate Steuersignale VG2 bzw. VG4.

Claims (6)

1. Phasenschieber zum Erzeugen von zwei Ausgangssignalen (Vout1, Vout2), die um 90° zueinander phasenverschoben sind, mit einer Eingangs-Verstärkerstufe, an der ein Eingangssi­ gnal anliegt, das aus zwei kontinuierlichen (V₁, V₂) oder zy­ klisch aufeinanderfolgenden (V₁₀, V₁₁) Signalkomponenten be­ steht, die um 180° zueinander phasenverschoben sind und nach ihrer Verstärkung an zwei Ausgangsknoten (n₄, n₆; n₁₀, n₁₁) der Eingangs-Verstärkerstufe anliegen, wobei jeder Aus­ gangsknoten (n₄, n₆; n₁₀, n₁₁) mit einem entsprechenden Ein­ gangsknoten einer Phasenschieberstufe (1d) gekoppelt ist, dadurch gekennzeichnet, daß
die Phasenschieberstufe (1d) aus einer Reihenschaltung aus zwei Widerständen (Ra, Rb), die die gleichen Widerstands­ werte aufweisen, und aus einer mit dieser in Reihe verbun­ denen Reihenschaltung aus zwei Kondensatoren (Ca, Cb), die die gleichen Kapazitätswerte aufweisen, gebildet ist,
der dem Verbindungspunkt der beiden Reihenschaltungen abgewandte Knoten der jeweiligen Reihenschaltung mit einem der Ausgangsknoten (n₄, n₆; n₁₀, n₁₁) der Eingangs -Verstärker­ stufe verbunden ist und
am jeweiligen Knoten zwischen den beiden Widerständen (Ra, Rb) bzw. zwischen den beiden Kondensatoren (Ca, Cb) die zwei Ausgangssignale (Vout1, Vout2) abgreifbar sind.

2. Phasenschieber nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwei Phasenschieberstufen (1d) vorgesehen sind, denen die Eingangs-Verstärkerstufe vier Signalkomponenten in der Weise zuführt, daß vier Ausgangssignale (Vout1a, Vout2a, Vout1b, Vout2b) erzeugbar sind, die alle um 90° zueinander phasen­ verschoben sind.

3. Phasenschieber nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der erste Widerstand (Ra) und der zweite Wi­ derstand (Rb) jeweils variable Widerstände sind, welche den­ selben variablen Wert besitzen, wodurch die Mittenfrequenz des Phasenschiebers variabel gesteuert wird.

4. Phasenschieber nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die variablen Widerstände (Ra, Rb) jeweils einen Feldef­ fekttransistor (Ja, Jb) umfassen, welche in Serie zwischen dem ersten Widerstand (Ra) und dem zweiten Widerstand (Rb) angeschlossen sind, und Spannungen zum Variieren der Wider­ standswerte davon jeweils zwischen den Gateelektroden der zwei FETs und der Elektrode der zwei FETs, welche gemeinsam an beide angeschlossen ist, angelegt werden.

5. Phasenschieber nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekenn­ zeichnet, daß der erste Kondensator (Ca) und der zweite Kon­ densator (Cb) beide variable Kondensatoren sind, welche denselben variablen Betrag abgeben, wodurch die Mittenfre­ quenz des Phasenschiebers variabel gesteuert wird.

6. Phasenschieber nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die variablen Kondensatoren (Ca, Cb) jeweils eine Diode (VCa, VCb) umfassen, welche jeweils parallel mit dem ersten Kondensator (Ca) und dem zweiten Kondensator (Cb) in einer umgekehrten Richtung zueinander angeschlossen sind, und Spannungen zum Variieren der Kapazitätswerte jeweils zwi­ schen der Anode und der Kathode von jenen angelegt werden.