DE3851453T2

DE3851453T2 - Signalprozessor und Hörgerät mit Kanaldominanz.

Info

Publication number: DE3851453T2
Application number: DE3851453T
Authority: DE
Inventors: Sigfrid Soli; Den Honert Christopher C O Van
Original assignee: Cochlear Corp
Current assignee: Cochlear Corp
Priority date: 1987-03-13
Filing date: 1988-03-11
Publication date: 1995-03-30
Anticipated expiration: 2008-03-12
Also published as: AU1207388A; CA1311290C; EP0282336B1; AU593717B2; EP0282336A2; JP2664186B2; DE3851453D1; JPS63242252A; US4813417A; EP0282336A3

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft Hörgeräte im allgemeinen und Signalgeneratoren für Hörgeräte. Die vorliegende Erfindung betrifft genauer Signalgeneratoren, die eine Mehrzahl von Bandpaßfiltern verwenden

Stand der Technik

Im Fach existieren verschiedene Arten von Hörgeräten.
In dem U.S. Patent US-A-4.400.590 an Michelson wird ein Beispiel für ein Mehrkanal-Hörgerät beschrieben. Michelson offenbart ein System, das die Theorie verwendet, daß sich unterscheidende Stellen entlang der Schnecke als unterschiedliche Frequenzen an das Gehirn reagieren. Somit unterteilen die Bandpaßfilter das eingehende auditorische Signal in eine Mehrzahl von Frequenzbändern. Diese Signale werden dann direkt Elektrodenstellen entlang der Schnecke zugeführt. Theoretisch also den Stellen, die dem zugeordneten Frequenzband entsprechen.
In den U.S. Patenten US-A-4.289.935 an Zollner u. a. und US-A-4.403.118 an Zollner u. a. wird ein weiteres Beispiel für ein Mehrkanal-Hörgerät beschrieben. Das in den Patenten an Zollner u. a. beschriebene System verwendet eine Anordnung von Banpaßfiltern zur Erzeugung von Frequenzbändern zum Ein- und Ausschalten bzw. zum Modulieren von Oszillatoren (Tongeneratoren), deren Ausgaben summiert und an ein Hörgerät gesendet werden.
Die Mehrkanal-Hörgeräte von Michelson als auch von Zollner u. a. erzielten jedoch kein zufriedenstellendes offenes Sprachverständnis ohne die Verwendung visueller Hilfsmittel.
Young und Sachs stellten in dem Artikel "Repräsentation of Steady-State Vowels in the Temporal Aspects of the Discharge Patterns of Auditory Nerve Fibers", des 66 Journal of the Acoustic Society of America, 1979, Seiten 1381-1403, fest, daß die Spektralinformation in den Zeitmessungsmustern der Hörnerventladungen dargestellt ist. Sie bestimmten die Energie bei einer gegebenen Frequenz durch Prüfung der zeitlichen Reaktionen nur unter den Neuronen, deren Mittenfrequenzen nahe der Frequenz waren.
In WO-A-85/02085 wird ein Signalprozessor für ein elektrisches Eingangssignal offenbart, welches für eine Person Schall darstellen soll und wobei der Prozessor zur Verwendung in Verbindung mit einem Hörgerät geeignet ist, wobei der Prozessor eine Mehrzahl von Filtern umfaßt, die jeweils eine unterschiedliche Mittenfrequenz übermitteln, wobei jeder Filter funktionsfähig so gekoppelt ist, daß er das elektrische Eingangssignal empfängt und wobei jeder Filter ein gefiltertes Signal vorsieht, welches den auditorischen Inhalt des elektrischen Eingangssignals relativ zu der entsprechenden Mittenfrequenz darstellt. Diese Urkunde bildet den Oberbegriff von Anspruch 1.

Offenbarung der Erfindung

Vorgesehen ist gemäß der vorliegenden Erfindung ein Signalprozessor für ein elektrisches Eingangssignal, welches für eine Person Schall darstellen soll und wobei der Prozessor zur Verwendung in Verbindung mit einem Hörgerät geeignet ist, wobei der Prozessor eine Mehrzahl von Filtern umfaßt, die jeweils eine unterschiedliche Mittenfrequenz übermitteln, wobei jeder Filter funktionsfähig so gekoppelt ist, daß er das elektrische Eingangssignal empfängt und wobei jeder Filter ein gefiltertes Signal vorsieht, welches den auditorischen Inhalt des elektrischen Eingangssignals relativ zu der entsprechenden Mittenfrequenz darstellt, gekennzeichnet durch:
gefilterten Signalen der Mehrzahl der Filter gekoppelt sind, um ein Ausgangssignal auf einem Pegel zu übermitteln, der über dem wahrnehmbaren Pegel der Person liegt, wenn sich das gefilterte Signal oberhalb eines vorbestimmten Pegels befindet, wobei der vorbestimmte Pegel individuell bestimmt wird, so daß die Ausgabe nur dann oberhalb des wahrnehmbaren Pegels übermittelt wird, wenn der Pegel des gefilterten Signals, mit dem die Toreinrichtung gekoppelt ist, wahrscheinlich zu den größten Pegeln der gefilterten Signale der gesamten Mehrzahl an Filtern gehört, wobei jedes der Ausgangssignale in dem genannten Hörgerät verwendet werden kann; und
wodurch der Signalprozessor zu einem gegebenen Zeitpunkt nur einige der gefilterten Signale der Mehrzahl der Filter übermittelt.
Offenbart wird somit ein Signalprozessor für ein elektrisches Eingangssignal, das für eine Person Schall darstellen soll und der in Verbindung mit einem Hörgerät verwendet wird. Eine Mehrzahl von Filtern, von denen jeder eine andere Mittenfrequenz übermittelt, sorgt jeweils für ein gefiltertes Signal, das den Hörgehalt des elektrischen Eingangssignals relativ zu dessen entsprechenden Mittenfrequenz darstellt. Eine Mehrzahl von Toreinrichtungen, die vorzugsweise als Nichtlinearitäten funktionieren, ist einzeln mit den gefilterten Signalen gekoppelt. Jeder der Tormechanismen übermittelt ein Ausgangssignal auf einem Pegel über dem wahrnehmbaren Pegel der Person, wenn sich das gefilterte Signal über einem vorbestimmten Pegel befindet. Der vorbestimmte Pegel wird individuell festgelegt, so daß die Ausgabe nur dann über dem wahrnehmbaren Pegel übermittelt wird, wenn der Pegel der gefilterten Signale, mit denen der Tormechanismus gekoppelt ist, wahrscheinlich unter den größten gefilterten Signalen der gesamten Mehrzahl von Filtern liegt.
Bei Mehrkanal-Signalverarbeitungsvorrichtungen kann ein elektrisches Eingangssignal Ausgaben von einer Mehrzahl individueller Filter vorsehen, die verhältnismäßig komplex sind. Dies gilt besonders dann, wenn es sich bei der Mehrzahl von Filtern um fein abgestimmte Filter oder Resonatoren handelt, die Ausgangssignale erzeugen, die Periodizitäten aufweisen, die den Energiegehalt des Eingangssignals darstellen, wobei die Erfindung jedoch auch bei anderen Filteranordnungen verwendet werden kann. In diesen Situationen können die entweder in einem Summierer oder in der Schnecke kombinierten Periodizitäten wenn sie multiplikationsstimuliert sind, unerwünschte Kanalwechselwirkungen erzeugen. Ein einzelner Prozessor mit gemäß der obigen Beschreibung gestaltetem Tormechanismus, kann unerwünschte Wechselwirkungen zwischen Periodizitäten individueller Filter, Kanalwechselwirkungen, welche die spektraltemperal-Eigenschaften der Resonanzfilter verschlechtern können, verringern, und ferner kann ein solcher Prozessor die Wahrscheinlichkeit der Erzeugung unvorhersehbar lauter Empfindungen für den Patienten verringern.
Wenn zum Beispiel ein Signalprozessor bzw. ein Hörgerät mit neun oder zehn Kanälen vorgesehen ist, so kann es zu einem gegebenen Zeitpunkt erwünscht sein, dem Patienten Informationen nur aus einer Untergruppe dieser Kanäle zu übermitteln. So kann es beispielsweise wünschenswert sein, daß zu einem gegebenen Zeitpunkt nur fünf der neun oder zehn Kanäle zur Informationsübermittlung über dem wahrnehmbaren Pegel des Patienten aktiv sind. Schwellenwerte sind in den Nichtlinearitäten eingestellt, so daß nur die Kanäle senden, deren wahrscheinlicher Dominanz rang unter den anderen Kanälen zu den Kanälen mit den größten Amplituden im Vergleich zu den elektrischen Ausgaben der anderen entsprechenden Kanäle gehören.
Frühere Verfahren zur Reduzierung der Anzahl gleichzeitig aktiver Kanäle umfassen andauernde Amplitudenvergleiche in jedem Kanal, gefolgt von der Auswahl der Kanäle mit der höchsten Amplitude. Die zum Vergleich und Rangverteilung aller Kanäle erforderlichen Echtzeitberechnungen sind zeitaufwendig und für viele Echtzeit- Mehrkanal-Verarbeitungsanwendungen nicht angemessen, und zwar insbesondere bei der Verwendung einer großen Anzahl von Kanälen. Die vorliegende Erfindung sieht eine alternative, statistische Annäherung für die Auswahl der dominanten Kanäle für, welche für Echtzeit-Mehrkanal-Verarbeitungsanwendungen angemessen ist. Repräsentative Statistiken bezüglich den Kanalrängen und Amplituden können aus der Sprach-Versuchsanalyse erzeugt werden, die durch eine Computersimulation eines Mehrkanal-Prozessors verarbeitet wird. Aus diesen Statistiken können Grenzparameter für jeden Kanal identifiziert werden, so daß jeder Kanal seinen Grenzwert nur dann überschreitet, wenn er wahrscheinlich zu den Kanälen mit der höchsten Rangfolge (d. h. den dominanten Kanälen) gehört. Dominante Kanäle werden durch diesen Mechanismus eher auf Wahrscheinlichkeitsbasis als auf einer genauen Basis ermittelt. Jedoch besteht auch das Verhältnis der Dominanz eines Kanals zu dessen wahrnehmbaren Sprachbedeutung auf Wahrscheinlichkeitsbasis. Die Grenzwerte der Kanäle können in einer Verweistabelle in einem Echtzeitprozessor implementiert werden, wodurch das Erfordernis für andauernde Echtzeitvergleichsberechnungen zwischen den Kanälen zur Auswahl dominanter Kanäle überflüssig wird.
Vorgesehen ist gemäß einem ersten Merkmal der Erfindung ein Hörgerät, welches zum Empfang eines Schallsignals sowie zur Transformation und Übermittlung des Schallsignals zu einem Signal geeignet ist, welches für eine Person Schall darstellt, umfassend einen Signalprozessor gemäß den vorstehenden Ansprüchen und ferner mit:
einer Transducereinrichtung, die zum Empfang des Schallsignals geeignet ist, um das Schallsignal in das elektrische Eingangssignal zu transformieren;
einer Kopplungseinrichtung, die funktionsfähig mit der Mehrzahl von Toreinrichtungen gekoppelt ist, um alle Ausgangssignale zu empfangen und um die Ausgangssignale in einer Form zu übermitteln, die so angepaßt ist, daß sie bei einer Person angewandt werden kann.
Vorgesehen ist gemäß einem zweiten Merkmal der Erfindung ein Hörgerät zum Empfang eines akustischen Signals, welches Schall darstellt, wobei das Hörgerät ein elektrisches Signal zuführt, das dazu geeignet ist, den Hörnerv einer Person zu stimulieren, umfassend einen erfindungsgemäßen Signalprozessor und ferner folgendes umfassend:
eine Transducereinrichtung, die zum Empfang des akustischen Signals geeignet ist, um das akustische Signal in das elektrische Eingangssignal umzuwandeln; und
eine Stimulationseinrichtung, die funktionsfähig mit den Ausgangssignalen der Toreinrichtungen gekoppelt ist, um ausgewählte Orte des Hörnerves in der Schnecke zu stimulieren, wobei die Orte den individuellen Positionen entsprechen.

Kurze Beschreibung der Zeichnungen

Die vorstehende vorteilhafte Funktionsweise und Konstruktion der vorliegenden Erfindung wird aus den folgenden Figuren leicht deutlich. Es zeigen:
Fig. 1 ein vereinfachtes Blockdiagramm des erfindungsgemäßen Signalprozessors;
Fig. 2 eine Darstellung des Frequenzspektrums des Vokals "eh";
Fig. 3 eine Übertragungsfunktion der Bandpaßfilter;
Fig. 4 die Zeitbereichs-Bandpaßfilterausgaben mit einem Reiz gemäß Fig. 2;
Fig. 5 die Amplitudeneigenschaften eines bevorzugten Bandpaßfilters;
Fig. 6 die Phaseneigenschaft eines bevorzugten Bandpaßfilters;
Fig. 7 die tatsächlichen Qs der Neuronen für verschiedene Frequenzen, die als eine Funktion der Mittenfrequenz dargestellt sind;
Fig. 8 ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels des erfindungsgemäßen Hörgerätes;
Fig. 9 eine beispielhafte Eingangs-/Ausgangsfunktion einer Nichtlinearität;
Fig. 10 ein Flußdiagramm, welches die Definition der Nichtlinearität aus Fig. 9 zeigt;
Fig. 11 eine Darstellung der relativen Dominanz eines Kanals als Frequenzfunktion;
Fig. 12 eine Darstellung der relativen Dominanz eines anderen Kanals als Frequenzfunktion; und
Fig. 13 ein Blockdiagramm eines alternativen Ausführungsbeispiels der vorliegenden Erfindung.

Genaue Beschreibung

Die Arbeit von Young und Sachs hat gezeigt, daß die spektrale Information in den Zeitmustern der Hörnerventladungen gut dargestellt ist. In ihrer Analyse bestimmten sie die Energie durch Prüfung der temporalen Reaktionen nur unter den Neuronen, deren Mittenfrequenzen nahe an der Frequenz lagen.
Das zentrale Hörnervsystem kann eine ähnliche Analyse durchführen, wobei unpassende Periodizitäten ignoriert werden, und wobei nur auf passende Periodizitäten reagiert wird, d. h. die Periodizitäten, die nahe dem Umkehrwert der Mittenfrequenz für jede einzelne Nervenfaser sind. Diese Fähigkeit des Ignorierens jeder unpassenden Periodizität einer Nervenfaser kann die sehr gute Spracherkennung erklären, die mit Schneckenimplantaten mit nur einer Elektrode erzielt werden kann. In einer Reizwellenform einer einzelnen Elektrode können periodische Ereignisse existieren, die sowohl den Grundfrequenzen als auch den Formantfrequenzen entsprechen. Durch geeignete Entzerrungen erscheint jede dieser Periodizitäten in den temporalen Entladungsmustern der Neuronen in der gesamten Schnecke. Sie werden jedoch von dem zentralen Nervensystem ignoriert, außer wenn sie an entsprechenden, passenden Stellen der Schnecke auftreten. So umfaßt zum Beispiel ein komplexes Reizsignal mit Komponenten mit 500 Hertz und 200 Hertz, Ereignisse in dem Zeitbereich, die in Intervallen von 2 Millisekunden auftreten und einige, die in Intervallen von 5 Millisekunden auftreten. Ein solches, elektrisch an die Schnecke übermitteltes Reizsignal, würde neuronale Impulse in Intervallen von 2 Millisekunden und 5 Millisekunden herausholen. Diese Impulse würden überall in der Schnecke herausgeholt werden, doch die Intervalle von 2 Millisekunden würden nur von den 500-Hertz-Neuronen nicht ignoriert werden. In ähnlicher Weise würden die Intervalle von 5 Millisekunden nur von den 200-Hertz-Neuronen nicht ignoriert werden. Dies veranschaulicht, daß eine einzelne, stimulierende Elektrode, die viele Neuronen stimuliert, trotz allem Informationen über mehr als eine Frequenz übermitteln kann.
Es wird jedoch festgestellt, daß die Anzahl verschiedener Periodizitäten, die auf einer einzigen Elektrode enthalten sein können, beschränkt sein kann. Wenn eine einzige Elektrode zum Beispiel eine große Anzahl sich unterscheidender Periodizitäten übermitteln soll, so kann die Kombination zusätzliche Periodizitäten erzeugen, die in dem ursprünglichen Signal nicht enthalten sind und die das zentrale Hörnervsystem verunsichern könnten. Wenn auf einem bestimmten Neuron zum Beispiel 50 unterschiedliche Periodizitäten auftreten, so können die passenden Periodizitäten, z. B. 0,5 Millisekunden für eine Faser von 2 Kilohertz, für eine Erfassung durch die Nervenfaser zu selten auftreten. Diese Einschränkung kann durch die Verwendung mehrerer Elektroden überwunden werden, von denen jede eine räumlich eindeutige Neuronengruppe stimuliert. Dann wäre es für eine Elektrode bzw. ein Elektrodenpaar nicht notwendig, alle Periodizitäten in dem eingehenden Signal zu übermitteln. Statt dessen würde jede Elektrode bzw. jedes Elektrodenpaar nur Intervalle übermitteln, die den Mittenfrequenzen der Fasern in dem Ort bzw. dem räumlichen Bereich der Erregungen entsprechen. Dieses System hat das Potential zur dramatischen Erhöhung der von Mehrfachelektroden-Hörgeräten gewährten Frequenzauflösung, wobei die Geräte zur Frequenzunterscheidung von der räumlichen Selektivität abhängig sind.
In Fig. 1 ist ein vereinfachtes Blockdiagramm eines Signalprozessors zur Erzielung der oben erläuterten Periodizitäten dargestellt. Der Signalprozessor 10 empfängt ein elektrisches Eingangssignal 12. Das elektrische Eingangssignal 12 wird einer Mehrzahl fein abgestimmter Bandpaßfilter 14, 16 und 18 zugeführt. Diese Bandpaßfilter 14, 16 und 18 sind weniger kritisch gedämpft und erzeugen die elektrischen Ausgangssignale 20, 22 und 24. Diese Bandpaßfilter weisen eine schwingende Impulsfrequenz auf. Bei einer bevorzugten Implementation weist jeder der Bandpaßfilter 14, 16 und 18 ein Q(3 dB) von mehr als 0,5 auf. Die fein abgestimmten Bandpaßfilter 14, 16 und 18 funktionieren als Resonatoren, so daß die Ausgangssignale 20, 22 bzw. 24 Periodizitäten aufweisen, die der Energie in dem elektrischen Eingangssignal 12 entsprechen, das der Mittenfrequenz entspricht, auf welche die Bandpaßfilter 14, 16 und 18 abgestimmt sind. Die Ausgangssignale 20, 22 und 24 werden durch die entsprechenden Nichtlinearitäten 26, 28 und 30 geleitet. Die Nichtlinearitäten 26, 28 und 30 können so wirken, daß sie die Ausgangssignale 20, 22 und 24 komprimieren, so daß der Dynamikbereich des vorliegenden Signals in den in der Person zu stimulierenden, verbleibenden Dynamikbereich paßt. Die Nichtlinearitäten 26, 28 und 30 führen auch eine wichtige Auftastungs- bzw. Schwellenfunktion aus, die später beschrieben wird. In einem Ausführungsbeispiel werden die Ausgaben der Nichtlinearitäten 26, 28 und 30 dann in einem Summierer 32 summiert und es wird ein einziges Ausgangssignal 34 vorgesehen, das die in dem elektrischen Eingangssignal 12 vorhandenen Periodizitäten aufweist. Das Ausgangssignal 34 kann dann dem Rest des Hörgerätes zugeführt werden, so daß dieser Rest an eine Elektrode übermittelt wird, um die Person elektrisch zu stimulieren. Der Rest kann aber auch einem elektrischauditorischen Transducer zugeführt werden, um eine Person akustisch zu stimulieren. Das Blockdiagramm des Signalprozessors in Fig. 1 zeigt zwar drei getrennte Bandpaßfilter bzw. Resonatoren 14, 16 und 18, doch gilt es zu verstehen und festzustellen, daß bei einem bestimmten Signalprozessor mehr oder weniger Resonatoren verlangt werden können, wobei die Anzahl von drei Resonatoren nur ein Beispiel zur Veranschaulichung darstellt.
Da zu viele in einem Ausgangssignal 34 vorhandene Periodizitäten die einzelnen Neuronen des zentralen Hörnervensystems stören können, sollten dem zentralen Hörnervensystem nur die Ausgangssignale 20, 22 und 24 mit der größten Amplitude zugeführt werden und demgemäß sollten auch nur diese in dem Ausgangssignal 34 enthalten sein. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Signalprozessors aus Fig. 1 handelt es sich bei jedem Bandpaßfilter, Resonator 14. 16 und 18 um einen sehr schmalen Filter, dessen Zweck die Erzeugung eines Ausgangssignals 20, 22 und 24 ist, das periodisch ist, wenn das elektrische Eingangssignal 12 nahe dessen Mittenfrequenz signifikante Energie aufweist. Die Periode dieses Signals ist der Umkehrwert der durch den Resonator 14, 16 und 18 übermittelten Frequenz. Die Nichtlinearität 26 weist einen "komprimierbaren Bereich" auf, der zur Komprimierung der Resonatorausgabe in einen Dynamikbereich dient, der für das Schneckenimplantat geeignet ist, und ferner umfaßt die Nichtlinearität einen "Unempfindlichkeitsbereich", um Signale mit niedrigem Pegel zu überdecken. Signale erscheinen nur an den Ausgängen der Nichtlinearitäten 26, 28 und 30, deren Eingangssignale 20, 22 und 24 eine Unempfindlichkeitsbereichsgrenze überschreiten. Die Nichtlinearitäten 26, 28 und 30 ändern die in diesen Signalen enthaltenen Periodizitäten nicht. Die Nichtlinearitäten 26, 28 und 30 bestimmen, ob sie zur Weiterleitung groß genug sind und sie verhindern, daß sie zu groß werden, d. h. Komprimierung. Wenn die Signale der Nichtlinearitäten 26, 28 und 30 in dem Summierer summiert werden, wird ein Mischsignal 34 vorgesehen. Es wird hiermit festgestellt, daß für gewöhnlich nur einige der Signale 20, 22 und 24 tatsächlich in dem Ausgangssignal 34 vorhanden sind, da nur die Signale 20, 22 und 24 tatsächlich an dem Summierer 32 erscheinen, die eine ausreichende Amplitude zur Überschreitung des Unempfindlichkeitswertes der Nichtlinearitäten 26, 28 und 30 aufweisen. Somit kann das Ausgangssignal 34 zwar mehr als eine Periodizität aufweisen, jedoch nicht so viele Periodizitäten, daß die Periodizitäten verloren gehen.
Die Fig. 2 zeigt ein Frequenzspektrum eines Vokals "eh" 36 vor einer geeigneten Höhenanhebung bei 30 dB je Oktave. Das Spektrum des Vokals "eh" 36 zeigt Formantspitzen nahe 0,5 Kilohertz und 2,0 Kilohertz. Das in der Fig. 2 dargestellte Frequenzspektrum des Vokals wird dann jedem der in der Fig. 3 dargestellten Resonatoren 40 zugeführt, die zwischen 0,177 Kilohertz und 4,0 Kilohertz in Intervallen von einer halben Oktave abgestimmt sind. Die Übertragungsfunktion der Resonatoren 40 entspricht den Resonatoren 14, 16 und 18 eines Signalprozessors gemäß der Darstellung in Fig. 1. Die Zeitbereichs-Ausgangssignale dieser Resonatoren 40 sind in Fig. 4 durch die Bezugsziffern 42-60 dargestellt. Hiermit wird festgestellt, daß die Zeitbereichs- Ausgangssignale 54 und 46 die größte Amplitude aufweisen, was den Formantspitzen des Frequenzspektrums aus Fig. 2 von 0,5 Kilohertz und 2,0 Kilohertz entspricht. Die Resonatoren 40 haben somit Periodizitäten, hauptsächlich die Signale 54 und 46 erzeugt, die der Frequenz der Energie entsprechen, die in dem Eingangssignal des Vokals 36 enthalten ist.
Die Amplitudeneigenschaft 62 eines bevorzugten Bandpaßfilters ist in Fig. 5 dargestellt. Entsprechend zeigt die Fig. 6 die Phaseneigenschaft 64 eines bevorzugten Bandpaßfilters. Die Schärfe jedes Bandpaßfilters wird durch das Q des Bandpaßfilters gemessen. Das Q wird durch Division der Mittenfrequenz des Filters durch die Bandbreite des Filters ermittelt, die durch die Frequenzen gemessen wird, die durch eine gegebene Dezibelhöhe unter der Spitze der Filterempfindlichkeit gegeben sind. Somit muß der Wert von Q als Q für einen bestimmten dB-Wert ausgedrückt werden. Wenn die Bandbreite der Filterempfindlichkeit als 3 dB unterhalb der Spitze eine gegebene Frequenzbreite darstellt und diese Frequenz in die Mittenfrequenz dividiert wird, so ergibt sich Q(3 dB). In ähnlicher Weise kann Q(10 dB) dadurch erzielt werden, daß die Bandbreite an den 10 dB tieferliegenden Punkten auf der Amplitudenkurve 62 aus Fig. 5 genommen wird. Daraus ist ersichtlich, daß jeder individuelle Filter umso feiner abgestimmt ist, je höher der Wert von Q ist. Ferner wird deutlich, daß ein gegebener Filter Q(3 dB) aufweist, wobei es sich um einen höheren numerischen Wert als bei Q(10 dB) handelt. Zu Zwecken der vorliegenden Erfindung wird es bevorzugt, daß die Filterempfindlichkeit wenig gedämpft ist, d. h. Q(3 dB) ist höher als 0,5. Die Filterempfindlichkeit weist vorzugsweise eine Schwingungsempfindlichkeit auf einen Schritt- bzw. Impulseingang auf. Dies wird für die oszillatorische Impulsfunktion bevorzugt. Wie dies in Fig. 6 dargestellt ist, ist die Phaseneigenschaft für Frequenzen unterhalb der Mittenfrequenz des Filters vorzugsweise positiv, mit einem scharfen Übergang durch Null an der Mittenfrequenz, und wobei die Phaseneigenschaft für größere Frequenzen als die Mittenfrequenz des Filters negativ ist. Dies spiegelt die Phaseneigenschaft der einzelnen Neuronen des auditorischen zentralen Nervensystems wieder.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel sollte das Q jedes einzelnen Filters dem Q entsprechen, das tatsächlich für Nervenfasern mit gleichen Mittenfrequenzen gemessen worden ist. Diese Qs sind von Kiang u. a. in "Discharge Patterns of Single Fibres in the Cat's Auditory Nerve", MIT Research Monograph 35, Kongreßbibliothek 6614345 (1965), gemessen worden. Die durch Kiang u. a. bestimmten Qs 66 sind in Fig. 7 graphisch dargestellt. Bei den hier dargestellten Qs 66 handelt es sich um Werte von Q(10 dB).
Die Fig. 8 zeigt ein Blockdiagramm eines bevorzugten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen Hörgerätes 68. Ein Mikrophon 70 transformiert ein gegebenes auditorisches Signal in ein elektrisches Eingangssignal 12. Das elektrische Eingangssignal 12 wird in einen umschaltbaren Tiefschnittfilter 72 gespeist, um für Geräuschkomponenten mit niedriger Frequenz optional eine Geräuschunterdrückung vorzusehen. Ein selbstregelnder Verstärker 74, der eine externe Empfindlichkeitsregelung aufweisen kann, begrenzt den Dynamikbereich des elektrischen Eingangssignals 12. Ein Anhebungsfilter 76 erhöht die in den Sprachsignalen vorkommenden Hochfrequenzkomponenten. Ein Verstärkungselement, der Verstärker 78, gleicht interne Signalverluste aus. Ein antialiasierender Filter 80 verhindert eine Verstümmelung des Signals durch Frequenzen oberhalb der Nyquist-Frequenz von 5 Kilohertz. Ein weiteres Verstärkungselement, der Verstärker 82, gleicht ebenso interne Verluste aus. Ein Abtast- und Haltekreis 84 und ein Analog-Digital-Wandlerelement 86 konvertieren das, Signal in digitale Darstellungsweise. Bei den Elementen 70, 72, 74, 76, 78, 80, 82, 84 und 86 handelt es sich um gewöhnliche, im Fach bekannte Elemente. Die Elemente 72, 74, 76, 78, 80, 82 und 84 sind optional und sind hier als ein Teil des bevorzugten Ausführungsbeispiels des Hörgerätes 68 dargestellt. Ein digitaler Signalprozessor 10 entspricht dem in der Fig. 1 dargestellten Signalprozessor 10. Der Signalprozessor 10 umfaßt eine Mehrzahl von neun Bandpaßfiltern 88A-88I, die jeweils eine andere Mittenfrequenz übermitteln. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel hat der Filter 88A eine Mittenfrequenz von 0,5 Kilohertz; Filter 88B, 0,5 Kilohertz; Filter 88C, 0,71 Kilohertz; Filter 88D, 0,91 Kilohertz; Filter 88E, 1,17 Kilohertz; Filter 88F, 1,5 Kilohertz; Filter 88G, 1,94 Kilohertz; Filter 88H, 2,5 Kilohertz; und Filter 88I, 3,2 Kilohertz. Die einzelnen Ausgaben der Filter 88A-88I werden den Nichtlinearitäten 90A-90I übermittelt. Die Ausgaben dieser Nichtlinearitäten 90A-90I werden dann dem Summierer 32 übermittelt, wo die Signale digital summiert und durch einen Digital-Analog-Wandler 92 zurück in ein analoges Signal umgewandelt werden. Ein Umkehrfilter 94 ist zum Ausgleich folgender bekannter Übertragungseigenschaften des Hörgerätes vorgesehen. Eine interne Lautstärkenregelung 96 ist vorgesehen, so daß die Person die geeignete Amplitudeneinstellung vornehmen kann, wobei das Signal dann an eine Elektrode bzw. ein Elektrodenpaar 98 übermittelt wird. Bei den Elementen 92, 94, 96 und 98 handelt es sich um gewöhnliche, im Fach bekannte Elemente. Die Elemente 94 und 96 sind optional. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem Mikrophon 70 um ein Knowles EA1934 mit 3 dB Abwärtspunkten bei 250 Hertz und 8 Kilohertz. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem Tiefschnittfilter 72 um einen Tiefschnittfilter mit 6 dB je Oktave mit einer Eckfrequenzumschaltung, die von dem Patienten auf 250 Hertz oder 500 Hertz eingestellt werden kann. In einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weist die selbstregelnde Verstärkungsschaltung 74 eine Einschwingzeit von etwa 1 Millisekunde und eine Auslösungszeit von etwa 2 Sekunden auf. Der Grenzwert wird durch eine Empfindlichkeitsregelung bestimmt. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel handelt es sich bei dem Anhebungsfilter 76 um einen Hochpaßfilter mit 6 dB je Oktave und mit einer Eckfrequenz von 4 Kilohertz. Der Anhebungsfilter 76 dient zum teilweisen Ausgleich der 10-12 dB je Oktave Hochfrequenzdämpfung in dem langfristigen Spektrum der Sprache, wobei der Verlust der Amplitudenauflösung in Hochfrequenzkomponenten der Sprache verringert wird. Bei dem Verstärkungselement 78, dem antialiasierenden Filter 80, dem Verstärkungselement 82, dem Abtast- und Haltekreis 84, dem Analog-Digital-Wandlerelement 86, dem Digital-Analog- Wandlerelement 92, dem Umkehrfilter 94, der Lautstärkenregelung 96 und der Elektrode 98, handelt es sich um gewöhnliche, im Fach bekannte Elemente. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel des Hörgerätes 68 sind die Filter 88A-88I auf deren Mittenfrequenzen digital verwirklicht. Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel weisen die Filter 88A und 88B ein Q(10 dB) gleich 3 auf, die Filter 88C, 88D und 88E weisen ein Q(10 dB) gleich 4 auf, der Filter 88F weist ein Q(10 dB) gleich 5 auf, der Filter 88G weist ein Q(10 dB) gleich 6 auf, der Filter 88H weist ein Q(10 dB) gleich 7 auf und der Filter 881 weist ein Q(10 dB) gleich 8 auf. Die digitale Implentierung aller Filter wird vierter Ordnung bevorzugt. Die digitale Implementierung dieser Filter ist von herkömmlicher Gestalt und allgemein bekannt, obwohl sie für diesen Zweck nicht verwendet wird.
Die Implementierung der Nichtlinearitäten 90A-90I ist eine Funktion der Eingangsanpassung und der Ausgangsanpassung. Jede Nichtlinearität bildet einen Bereich momentaner Eingangssignalpegel gemäß der Erzeugung durch die Resonatoren 88A-88I in einen Bereich momentaner Ausgangssignalpegel ab. Die Abbildungsfunktion hat einen linearen Bereich 100, eine Kaskade von zwei Leistungsfunktionen 102 und 104 und eine Sättigungsfunktion 106, gemäß der Darstellung in Fig. 9. Durch Abbildung der Eingangspegel in den Sättigungsbereich 106 oder in einen der Leistungsfunktionsbereiche 102 und 104, kann jeder Bereich von Eingangspegeln in den gewünschten Ausgangsbereich komprimiert werden. Der Ausgangsbereich ist auf den elektrischen Dynamikbereich des Subjekts zugeschnitten. Der Eingangsbereich ist als Teil der Eingangsanpassung auch so eingestellt, daß er einen gewünschten Bereich von Filterausgangspegeln in den komprimierenden Bereich des Ausgangsbereichs und somit in den elektrischen Dynamikbereich des Subjekts abbildet.
Der Ausgangsbereich wird auf das Subjekt mit drei Nichtlinearitätsparametern Y(min) 108, Y(mid) 110 und Y(max) 112 angepaßt. Y(min) 108 definiert die Grenze zwischen der linearen Funktion 100 und der ersten Leistungsfunktion 102. Y(min) 108 wird auf den wahrnehmbaren Schwellenwert des Subjekts eingestellt, d. h. den Pegel unter dem das Subjekt keine auditorische Wahrnehmung aufweist. Y(max) 112 definiert die Grenze zwischen der zweiten Leistungsfunktion 104 und der Sättigungsfunktion 106. Somit werden keine Ausgangspegel erzeugt, die größer sind als Y(max) 112. Y(max) wird für ein individuelles Subjekt in Verbindung mit dem unangenehmen Lautstärkepegel des individuellen Subjekts bestimmt. Y(mid) 110 entspricht der Grenze zwischen der ersten Leistungsfunktion 102 und der zweiten Leistungsfunktion 104 und ist als der Wert von Y(min) 108 plus 0,66 mal der Höhe von Y(max) 112 minus Y(min) 108 definiert.
Der Eingangsdynamikbereich jeder Nichtlinearität 90A-90I wird auf die Verteilung der momentanen Signalpegel der Sprache angepaßt, die an dem Ausgang der einzelnen Filter 88A-88I gemessen werden. Die drei Parameter X(min) 114, X(mid) 116 und X(max) 118, welche entsprechende Koordinatenpaare mit den Y-Werten 108, 110 und 112 bilden, werden zur Anpassung der Nichtlinearität verwendet. Es können zwei optionale Annäherungen zur Anpassung der X-Werte 114, 116 und 118 verwendet werden.
Bei einer ersten Annäherung wird das 95ste Perzentil der Verteilung der augenblicklichen Ausgangspegel jedes Filters 88 für eine große Probe verarbeiteter Sprache berechnet. X(max) 118 wird auf diesen Wert gesetzt. Unter Verwendung dieses Wertes werden 5% der Filterausgabe für einen individuellen Kanal in die Sättigungsfunktion 106 abgebildet. X(min) 114 wird dann auf einen Wert von 20 dB unter X(max) 118 gesetzt und X(mid) 116 wird auf die Hälfte zwischen X(max) 118 und X(min) 114 gesetzt. Diese Parameter bilden etwa 40% bis 50% der Eingangssprachpegel in den Subjektdynamikbereich für jeden Kanal ab. Da die verbleibenden 50% bis 60% unter die Schwelle der linearen Funktion 100 fallen, mischt diese Annäherung eine große Anzahl an Kanälen, die Komponenten oberhalb der Empfindungsschwelle aufweisen. Das Mischsignal des Summierers 32 kann somit eine große Anzahl an Periodizitäten darstellen.
Bei der vorliegenden Erfindung wird die Annäherung durch "Kanaldominanz" verwendet, wobei nur die Ausgaben der Filter 88A-88I, deren Signale wahrscheinlich die größten sind, durch die Nichtlinearitäten 90A-90I zu dem Summierer 32 verlaufen, und wobei deren Periodizitäten in dem Ausgangssignal vorhanden sind und oberhalb des wahrgenommenen Grenzpegels des Patienten liegen. Auf diese Art und Weise wird die Anzahl in dem summierten Signal vorhandener Periodizitäten verringert und mögliche Periodizitäteninteraktionen werden ebenso verringert. Dies erfolgt durch Erhöhung der Werte der X-Parameter 114, 116 und 118, so daß ein größerer Anteil der Spracheingangssignale in die lineare Funktion 100 abgebildet wird und somit unterhalb dem wahrnehmbaren Pegel des Patienten liegt. Auf diese Art und Weise befinden sich nur die Kanäle mit der höchsten Amplitude bzw. die dominanten Kanäle oberhalb der Empfindungsschwelle.
Die Fig. 11 und 12 zeigen Amplitudenverteilungen für zwei Beispielkanäle in einem exemplarischen Signalprozessor. Eine große Menge aufgezeichneter Sprachwerte wurde durch Computersimulation verarbeitet und die Berechnungen wurden verglichen und alle in dem vorher in Fig. 8 dargestellten Hörgerät vorhandenen Kanäle wurden der Wichtigkeit nach eingeteilt. Die Fig. 11 zeigt den Kanal 4 des Signalprozessors 10 aus Fig. 8 mit einer Mittenfrequenz von 500 Hertz. Die horizontale Achse stellt den RMS-Pegel dieses Kanals in Dezibel zu einer Basis von 1 dar. Die vertikale Achse zeigt das Verhältnis zeitlicher Ereignisse, wobei dieser Kanal den angezeigten Rang aufweist. Die Linie 301 in Fig. 11 zeigt die Amplituden des 500-Hertz-Kanals nur für die Fälle, wenn es sich bezüglich der Amplitude um den ranghöchsten Kanal unter allen Kanälen des Signalprozessors handelt. Ferner zeigt die Kurve 302 die Amplituden nur für die Fälle, wo der Kanal bezüglich der Amplitude an der zweiten Rangstelle steht. Ein entsprechendes Verhältnis gilt auch für die Kurve 310, wobei die Amplituden nur für die Fälle angezeigt werden, wenn es sich bei dem 500-Hertz- Kanal um den rangniedrigsten Kanal handelt. Aus den in der Fig. 11 dargestellten Verteilungen wird deutlich, daß der 500-Hertz- Kanal eine abhängige Beziehung zwischen dem Rang und der Amplitude aufweist. Bei abhängigen Kanälen, wie dem in der Fig. 11 dargestellten 500-Hertz-Kanal, kann eine Kanalschwelle so definiert werden, daß der Kanal nur dann aktiviert wird, wenn es sich bei dem Kanal wahrscheinlich um einen der ranghöchsten bzw. dominanten Kanäle handelt. Ein auf 50 Dezibel eingestellter Kanalschwellenwert würde zum Beispiel die meisten Ereignisse umfassen, wenn der Kanal zu den oberen fünf Kanälen gehört, und der Wert würde die meisten Ereignisse ausschließen, wenn der Kanal zu den unteren fünf Kanälen gehört.
In dem vorliegenden Beispiel wird X(min) 114 auf 50 Dezibel gesetzt. X(max) 118 wird auf einen solchen Pegel gesetzt, so daß so gut wie alle verbleibenden verfügbaren Signale umfaßt werden, und zwar in diesem Beispiel auf 70 Dezibel. X(mid) 116 wird auf den Mittelwert zwischen X(min) 114 und X(max) 118 bzw. auf 60 Dezibel gesetzt.
Die Fig. 12 zeigt einen anderen beispielhaften Kanal, wobei es sich bei diesem Kanal um den Kanal handelt, dessen Mittenfrequenz auf 178 Hertz gesetzt ist. Der Graph aus Fig. 12 entspricht in der Darstellung dem Graphen aus Fig. 11. Die Kurve 311 stellt wiederum die Amplituden für den Fall dar, daß es sich bei diesem individuellen Kanal um den ranghöchsten Kanal handelt, wobei die Kurve 312 die Amplituden für den Fall darstellt, daß es sich bei diesem Kanal um den zweithöchsten Kanal handelt. Die Kurve 313 stellt die Amplituden für den Fall dar, daß es sich bei dem Kanal um den dritthöchsten Kanal handelt, usw. bis zur Kurve 320. Durch das durch den Kanal aus Fig. 12 dargestellte Verhalten wird deutlich, daß die Verteilungen nicht abhängig sind, d. h. es besteht kaum ein abhängiges Verhältnis zwischen Amplitude und Rang. Es gibt keinen Dezibelwert mit einer festgelegten Schwelle, wobei die meisten Ereignisse erzielt werden können, wobei der Kanal den höchsten Rang bzw. den niedrigsten Rang aufweist. Ein unabhängiger Kanal, wie etwa der in der Fig. 12 dargestellte Kanal, kann entweder vollständig aus der Summe ausgeschlossen, vollständig in die Summe eingeschlossen oder auch mit reduziertem Pegel in die Summe eingeschlossen werden, wodurch die Wahrscheinlichkeit einer Störung aufgrund der eingeschlossenen Periodizitäten verringert wird.
In Fig. 10 ist ein Flußdiagramm für ein Programm zur digitalen Verwirklichung der Funktion der Nichtlinearitäten 90 dargestellt, wobei die X-Werte 114, 116 und 118 und die Y-Werte 108, 110 und 112 wie dies oben beschrieben ist spezifiziert werden. Das digitale Programm beginnt mit dem Start bei Block 200 und der individuellen, sequentiellen Implementierung jedes einzelnen Kanals A-I. Da sich die individuellen Kanäle gleichen, wird nur eine einzige Kanalimplementierung für den Kanal A beschrieben. Durch den Block 202 wird ein digitaler Filter implementiert, der dem Filter 88A entspricht. Diese digitale Implementierung ist im Fach allgemein bekannt. Für den ersten Kanal nimmt das Programm in Block 204 die Ausgabe des Blocks 202 und implementiert die lineare Funktion 100 aus Fig. 9 durch Feststellung, ob sich der X-Wert innerhalb des Bereichs der linearen Funktion 100 befindet. Wenn dies der Fall ist, bestimmt das Programm die Ausgangsfunktion Y(t) durch Gewinnung konstanter Werte A1 und B1, wobei diese bei der Formel A1 · X(t) + B1 eingesetzt werden. Wenn sich der Wert von X(t) nicht innerhalb des Bereichs der linearen Funktion 100 befindet, so bestimmt der Block 206, ob sich die X-Werte innerhalb des Bereichs der ersten Leistungsfunktion 102 befinden. Wenn dies der Fall ist, so ermittelt das Programm den Y-Ausgangswert durch Auslesen der Werte A2 und B2 aus einer Tabelle und durch Einsetzen dieser Werte in die Formel Y(t) = A2 · X(t) + B2. Dies kann vorzugsweise durch eine Mehrzahl stückweiser linearer Segmente zur Annäherung an eine Logarithmuskurve erfolgen. Auf ähnliche Weise wird in Block 208 die zweite Leistungsfunktion 104 implementiert, und zwar unter Verwendung der Verweistabelle für die Werte A3 und B3. Vorzugsweise wird ebenso durch lineare Segmente eine Logarithmuskurve angenähert. Schließlich implementiert das Programm durch den Block 212 die Sättigungsfunktion 106, wenn sich der X-Wert X(t) innerhalb des Wertes des Sättigungsbereichs befindet, wobei einfach eine bekannte Konstante ausgegeben wird, da die Kurve gesättigt ist. Danach wiederholt das Programm jeden dieser einzelnen Blöcke für jeden einzelnen Kanal in dem digitalen Signalprozessor 10.
Bei einem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird das, in der Fig. 10 dargestellte Programm auf einer integrierten Schaltung implementiert, welche den Signalprozessor 10 bildet und als dieser funktioniert. Bei dieser integrierten Schaltung handelt es sich um das Modell 320C10 einer integrierten Schaltung der Texas Instruments Corporation, Dallas, Texas. In dem Programm aus Fig. 10 wird der von jedem individuellen Kanal erhaltene Wert in dem Block 214 dann digital summiert, um das letztendliche Y(t) zu erhalten und mit dem Block 216 endet das Programm und wird folglich wiederholt.
Ein alternatives Ausführungsbeispiel des Hörgerätes 120 ist in Fig. 13 dargestellt. Das Hörgerät 120 gleicht dem Hörgerät 68 aus Fig. 8 dadurch, daß es ein Mikrophon 70 und einen selbstregelnden Kreis 74, einen Anhebungsfilter 76 und einen Signalprozessor 10 umfaßt. Der Signalprozessor 10 umfaßt einen einzigen Analog-Digital-Umsetzer 86, der den 10 Filtern 88A-88J das elektrische Eingangssignal zuführt. Die Mittenfrequenzen lauten 178 Hertz, 250 Hertz, 353 Hertz, 500 Hertz, 707 Hertz, 1 Kilohertz, 1,4 Kilohertz, 2 Kilohertz, 2,8 Kilohertz bzw. 4 Kilohertz. Jeder Filter 88 wird einzeln einer Nichtlinearität 90A-90J zugeordnet. Die Funktionsweise der Filter 88 und der Nichtlinearitäten 90 gleicht der Funktionsweise der Filter 88 und der Nichtlinearitäten 90 aus Fig. 8. In dem in der Fig. 13 dargestellten Ausführungsbeispiel werden die Ausgaben der einzelnen Nichtlinearitäten jedoch nicht summiert, sondern einzeln an die Digital-Analog-Umsetzer 92A-92J übermittelt. Alternativ kann ein Digital-Analog-Umsetzer 92 zeitmultiplexiert und somit mit allen Nichtlinearitäten 90A-90J gekoppelt sein. Die Ausgabe jedes einzelnen Digital-Analog-Umsetzers 92A-92J wird einer individuellen Stromquelle 122A-122J zugeführt, die individuell eine Elektrode 124A-124J versorgen. Somit versorgt schließlich jeder individuelle Filter 88A-88J eine individuelle Elektrode 124A-124J. Somit umfaßt eine einzelne Elektrode, z. B. 124A, nur die Periodizitäten eines Filters, nämlich des Resonators 88A. Die die Elektroden 124A-124J speisenden Drähte verlaufen in der Darstellung durch einen perkutanen Stopfen 126. In der Fig. 13 sind die Elektroden 124A-124J zwar als einzelner Draht dargestellt, doch sind sie in dem Patienten als Elektrodenpaar vorhanden, da sie Strom von einem individuellen Elektrodenelement zu einem zweiten individuellen Elektrodenelement übertragen müssen. Bei der Elektrode 124A kann es sich somit um ein Drahtelementpaar handeln, das so gestaltet ist, daß es in der Schnecke plaziert werden kann. Alternativ können die Elektroden 124A-124J einzelne Elektrodenelemente darstellen, welche Strom von den individuellen Elementen an eine einzige gemeinsame Rückleitungselektrode (nicht abgebildet) übertragen.
Die Beschreibung der vorliegenden Erfindung bezieht sich zwar auf die elektrische Reizung einer Person in einem Schneckenimplantat, jedoch wird hiermit festgestellt, daß die vorliegende Erfindung auch bei der akustischen Reizung, wie etwa in einem Hörgerät, angewandt werden kann.
Bei der Beschreibung der vorliegenden Erfindung sind die vorbestimmten Eigenschaften der Nichtlinearitäten und/oder Filter zwar auf Dauer eingestellt, jedoch wird hiermit festgestellt, daß es von Vorteil ist, daß diese vorbestimmten Werte periodisch hin und wieder bzw. beim Auftreten eines bestimmten Ereignisses neu berechnet werden können, wobei sie in den Intervallen dazwischen die vorbestimmten Werte beibehalten.
In der Beschreibung wurde es bevorzugt, daß die Filter 88 fein abgestimmte Filter mit hohem Q darstellen, die als Resonatoren dienen. Hiermit wird jedoch festgestellt, daß die vorliegende Erfindung auch mit Bandpaßfiltern, die nicht so fein abgestimmt sind und die keine so hohen Q-Werte aufweisen und nicht als Resonatoren dienen, in vorteilhafter Weise funktioniert. Die Kanaldominanzauswahl der Nichtlinearitäten 90 dient weiterhin zur Vereinfachung des resultierenden Signals, das dem auditorischen zentralen Nervensystem zugeführt wird.
Folglich wurde ein neuartiger Signalprozessor für ein Hörgerät unter Verwendung der Kanaldominanz dargestellt und beschrieben. Hiermit wird jedoch festgestellt, daß verschiedene Abänderungen, Modifikationen und Substitutionen bezüglich der Ausführung und den Einzelheiten der vorliegenden Erfindung vom Fachmann durchgeführt werden können, ohne dabei vom Geltungsbereich der folgenden Ansprüche abzuweichen.

Claims

1. Signalprozessor (10) für ein elektrisches Eingangssignal, welches für eine Person Schall darstellen soll und wobei der Prozessor zur Verwendung in Verbindung mit einem Hörgerät geeignet ist, wobei der Prozessor eine Mehrzahl von Filtern (88A-88H) umfaßt, die jeweils eine unterschiedliche Mittenfrequenz übermitteln, wobei jeder Filter funktionsfähig so gekoppelt ist, daß er das elektrische Eingangssignal empfängt und wobei jeder Filter ein gefiltertes Signal vorsieht, welches den auditorischen Inhalt des elektrischen Eingangssignals relativ zu der entsprechenden Mittenfrequenz darstellt, gekennzeichnet durch:

eine Mehrzahl von Toreinrichtungen (90A-90H), die einzeln mit den gefilterten Signalen der Mehrzahl der Filter gekoppelt sind, um ein Ausgangssignal auf einem Pegel zu übermitteln, der über dem wahrnehmbaren Pegel der Person liegt, wenn sich das gefilterte Signal oberhalb eines vorbestimmten Pegels befindet, wobei der vorbestimmte Pegel individuell bestimmt wird, so daß die Ausgabe nur dann oberhalb des wahrnehmbaren Pegels übermittelt wird, wenn der Pegel des gefilterten Signals, mit dem die Toreinrichtung gekoppelt ist, wahrscheinlich zu den größten Pegeln der gefilterten Signale der gesamten Mehrzahl an Filtern gehört, wobei jedes der Ausgangssignale in dem genannten Hörgerät verwendet werden kann; und

wodurch der Signalprozessor (10) zu einem gegebenen Zeitpunkt nur einige der gefilterten Signale der Mehrzahl der Filter übermittelt.

2. Signalprozessor nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der vorbestimmte Pegel für jede Toreinrichtung aus deren Mehrzahl auf den wahrscheinlichen Pegeln aller gefilterter Signale basiert, wodurch die gefilterten Signale übermittelt werden, welche Signalstärken aufweisen, die wahrscheinlich gegenüber anderen solchen Signalen dominieren.

3. Signalprozessor nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Mehrzahl von Toreinrichtungen (90A-90H) die genannten vorbestimmten Pegel unter Verwendung eines Tabellenmechanismus individuell nutzen.

4. Signalprozessor nach einem der vorstehenden Ansprüche, wobei jede der Toreinrichtungen (90A-90H) ferner eine Nichtlinearität aufweist, und zwar zur Einfügung einer Nichtlinearität in das gefilterte Signal, welches über der wahrnehmbaren Schwelle liegt.

5. Signalprozessor nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Nichtlinearität ein lineares Funktionsteilstück, ein kompressionsfähiges, nicht-lineares Funktionsteilstück und ein Sättigungs-Funktionsteilstück umfaßt.

6. Hörgerät, welches zum Empfang eines Schallsignals sowie zur Transformation und Übermittlung des Schallsignals zu einem Signal geeignet ist, welches für eine Person Schall darstellt, umfassend einen Signalprozessor gemäß den vorstehenden Ansprüchen und ferner mit:

einer Transducereinrichtung (70), die zum Empfang des Schallsignals geeignet ist, um das Schallsignal in das elektrische Eingangssignal zu transformieren;

einer Kopplungseinrichtung (32, 92-98), die funktionsfähig mit der Mehrzahl von Toreinrichtungen gekoppelt ist, um alle Ausgangssignale zu empfangen und um die Ausgangssignale in einer Form zu übermitteln, die so angepaßt ist, daß sie bei einer Person angewandt werden kann.

7. Hörgerät zum Empfang eines akustischen Signals, welches Schall darstellt, wobei das Hörgerät ein elektrisches Signal zuführt, das dazu geeignet ist, den Hörnerv einer Person zu stimulieren, umfassend einen Signalprozessor gemäß einem der Ansprüche 1-5 und ferner folgendes umfassend:

eine Transducereinrichtung (70), die zum Empfang des akustischen Signals geeignet ist, um das akustische Signal in das elektrische Eingangssignal umzuwandeln; und

eine Stimulationseinrichtung, die funktionsfähig mit den Ausgangssignalen der Toreinrichtungen gekoppelt ist, um ausgewählte Orte des Hörnerves in der Schnecke zu stimulieren, wobei die Orte den individuellen Positionen entsprechen.