DE3623306C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe, insbesondere einer Hochdruck-Entladungslampe, nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Es ist bekannt, daß Entladungslampen, insbesondere Hochdruck-Entladungslampen wie Quecksilber-Hochdrucklampen und Natriumdampflampen, unter nicht stabilen Entladungsbogen aufgrund einer "akustischen Resonanz" leiden, wenn sie mit bestimmten hohen Frequenzen betrieben werden, die bei unterschiedlichen Lampen schwanken, normalerweise aber in einem Bereich zwischen 10 KHz und 100 KHz liegen. Hochdruck-Entladungslampen müssen daher mit einer Frequenz betrieben werden, die gering genug ist bezüglich der Hochfrequenz, in der die akustische Resonanz erwartet wird. Eine diesen in einem Zielkonflikt stehenden Erfordernissen entsprechende Schaltung mit den Merkmalen des Oberbegriffs des Anspruchs 1 ist aus der US-PS 41 70 747 bekannt, in der ein Brückeninverter verwendet wird mit zwei Paaren von Schaltelementen (Transistoren) zum Betreiben der Entladungslampe, die seriell mit der Strombegrenzerspule im Brückenzweig des Brückeninverters angeordnet ist. Ein Paar der Schalttransistoren wird mit einer geringen Frequenz zur alternativen Aufbringung einer Gleichspannung in entgegengerichteter Polarität auf die Lampe geschaltet, um die akustische Resonanz zu vermeiden, während das andere Paar von Schalttransistoren zur sich wiederholenden Unterbrechung der auf die Lampe aufgebrachten Gleichspannung mit einer höheren Frequenz betrieben wird, die ausreichend ist, um die Größe und das Gewicht der Strombegrenzerspule auf ein erträgliches Maß zu reduzieren. Die Hochfrequenzkomponente wird über einen Kondensator, der über die Lampe gelegt ist, geführt und erzeugt so keine akustische Resonanz. In Anbetracht der geringen Schaltfrequenz, mit der der Brückeninverter die alternierende Spannung an die Lampe anlegt, vermeidet diese Schaltung den Kurzschluß der Spannungsquelle durch Schaffung einer Ausschaltzeit, während der alle Transistoren ausgeschaltet, d. h. nicht leitend sind. Die Transistoren des Brückeninverters könnten sonst möglicherweise aufgrund des Kurzschlusses der Spannungsquelle ohne die Vorsehung einer Ausschaltzeit zerstört werden. Zu dem Beginn der Ausschaltzeit bewirken die Spule und der mit der Lampe verbundene Kondensator einen kontinuierlichen Fluß des verzögerten Stroms zu der Lampe, um diese leitend zu halten. Dieser Lampenstrom mit zunehmend geringer werdender Amplitude fließt jedoch nur in einer Richtung und wird daher nach kurzer Zeit auf 0 gehen. Wenn der Lampenstrom während der Ausschaltzeit völlig verschwindet, benötigt die Lampe eine höhere Zündspannung bei der anschließenden Leitungszeit des Schalttransistors des Brückeninverters, die in nachteiliger Weise zu einem Erlöschen oder wenigstens einem Flackern der Lampe führt.

Eine wesentliche Verkürzung der Ausschaltzeit ist wegen der unvermeidlichen Schwankungen der Eigenschaften der den Schaltkreis bildenden Komponenten nicht möglich. Das Erlöschen oder Flackern wird mit anderen Worten kritisch, wenn der Schaltkreis so ausgebildet ist, daß die Ausschaltzeit eine ausreichende Dauer hat, um den Kurzschluß der Spannungsquelle zu vermeiden. Unter diesem Aspekt ist der bekannte Schaltkreis bezüglich eines stabilen Lampenbetriebs nicht zufriedenstellend.

Der Erfindung liegt damit die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe, insbesondere einer Hochdruck-Entladungslampe zu schaffen, die eine stabile Betriebsweise der Lampe ermöglicht, wobei eine akustische Resonanz und eine Erhöhung der Zündspannung vermieden wird, und wobei gleichzeitig ein Kurzschluß der Spannungsquelle ausgeschlossen wird und die räumliche Anordnung des Schaltkreises kompakt ausgebildet werden kann.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die im kennzeichnenden Teil des Hauptanspruchs angegebenen Merkmale gelöst. Die Unteransprüche geben vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung an, wobei ein Starter mit den wesentlichen Merkmalen des Anspruchs 3 aus der DE 29 09 605 A1 und eine Schaltungsanordnung mit den Merkmalen des Anspruchs 5 bereits im wesentlichen aus der DE-OS 29 04 393 A1 bekannt sind.

Durch die Erfindung werden die genannten Probleme durch Verwendung eines Schwingkreises vermieden, der das Fließen eines Wechselstromes zu der Lampe während der ganzen Ausschaltzeit bewirkt, so daß die Ausschaltzeit verlängert werden kann, wobei ein kontinuierlicher Stromfluß durch die Lampe während der ganzen Ausschaltzeit gesichert ist.

Da der Brückeninverter die Spannung mit einer geringen Frequenz, beispielsweise 100 Hz, unterbricht, um die Wechselspannung für die Lampe zu schaffen, ist die Lampe frei von akustischer Resonanz, die für den Lampenbetrieb schädlich ist und entstehen würde, wenn sie mit einer höheren Frequenz im Bereich von etwa 10 KHz bis 100 KHz betrieben werden würde.

Bei dem bevorzugten Ausführungsbeispiel wird die die Schwingung verursachende Spule so ausgewählt, daß ihr Induktionswert die Ausschaltzeit zu einem Zeitpunkt beendet, an dem die über dem Überbrückungskondensator auftretende Spannung entgegen gerichtet ist zu der Spannung, die über diesen Kondensator während der nachfolgenden Einschaltzeit des Schaltelements anliegt. Diese Ausbildung sichert gegen die Möglichkeit eines Stromstoßes durch die Strombegrenzerspule in den Brückeninverter. Ein solcher Stromstoß ist wahrscheinlich, wenn die Ausschaltzeit beendet wird zu einem Zeitpunkt, an dem die über dem Überbrückungskondensator auftretende Spannung aufgrund der oszillierenden Spannung in einer additiven Beziehung zu der Spannung steht, die von dem Inverter auf den Kondensator in dem nachfolgenden Schaltzyklus aufzubringen ist. D. h., daß während des Auftretens dieses Potentials aufgrund der in dem Kondensator während der Schwingung des Lampenwechselstroms, der während der Ausschaltzeit fließt, die verbleibende Energie eine Wechselspannung von beträchtlicher Amplitude zu der von dem Inverter in dem nachfolgenden Betrieb aufgebrachten Spannung aufaddiert, so daß ein Stromstoß verursacht wird, der durch die Strombegrenzerspule in den Brückeninverter fließt. Der sich ergebende Stromstoß wird die Strombegrenzerspule magnetisch sättigen, wodurch die Strombegrenzerwirkung abnimmt, was wiederum eine Spule mit einer unerwünscht großen und schweren Konstruktion voraussetzt, damit die Lampe stabil arbeitet, wodurch das Ziel einer kompakten Ausbildung des Schaltkreises nicht erreicht werden kann. Der Stromstoß neigt weiter dazu, die Schalttransistoren, die in dem Brückeninverter verwendet werden, unerwünscht zu belasten, so daß die Transistoren zerstört werden können. Diese Nachteile können durch die Ausgestaltung der erfindungsgemäßen Schaltung nach den Merkmalen des Anspruchs 2 vermieden werden.

Die Erfindung wird im folgenden anhand einer Zeichnung erläutert. Es zeigt

Fig. 1 eine schematische Darstellung einer Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 2 eine zeitliche Darstellung der während des Betriebes dieser Schaltungsanordnung meßbaren Spannungen;

Fig. 3 entsprechende zeitliche Darstellungen, aus denen sich der unerwünschte Effekt bei einer schlechten Bestimmung der Ausschaltzeit ergibt;

Fig. 4 zeitliche Darstellungen der Spannungen, die während der Auszeit entstehen;

Fig. 5 ein Schaltbild einer Schaltungsanordnung nach einem anderen bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung;

Fig. 6 ein Schaltbild der in Fig. 1 dargestellten Schaltungsanordnung mit mehr Einzelheiten;

Fig. 7 ein weiteres Schaltbild, das weitere Einzelheiten der Schaltung von Fig. 6 zeigt;

Fig. 8 zeitliche Darstellungen der meßbaren Spannung, die während der niederfrequenten Impulse durch den Steuerkreis entstehen;

Fig. 9 zeitliche Darstellungen von meßbaren Spannungen, die während der Erzeugung der hochfrequenten Impulse entstehen;

Fig. 10 eine erläuternde Darstellung der meßbaren Spannungen mit den gewünschten zeitlichen Beziehungen zwischen dem Ende der Auszeit und dem Entstehen der Oszillationsspannung über dem Überbrückungskondensator bezüglich der Hochfrequenzimpulse des Schalttransistors.

Fig. 1 zeigt eine Schaltanordnung für eine Entladungslampe nach einem bevorzugten Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die Schaltungsanordnung beinhaltet einen durch Transistoren gebildeten Brückeninverter 10 mit Eingangsanschlüssen X und Y, die an eine Gleichspannungsquelle angeschlossen sind, die von einer üblichen 50 oder 60 Hz Wechselspannungsquelle durch Gleichrichtung und Glättung gebildet wird. Eine Serienschaltung einer Entladungslampe L und einer Strombegrenzerspule 1 ist über die Ausgangsanschlüsse S und T des Brückeninverters 10 verbunden. Die Entladungslampe 11 kann eine Hochdruckgasentladungslampe, etwa eine Quecksilberhochdruck- Gasentladungslampe mit Metallhalogenzusätzen, eine Natriumddampflampe oder dgl. sein.

Der Brückeninverter 10 weist ein Paar von Schalttransistoren 11, 12 auf, die mit einer niedrigen Frequenz, beispielsweise ungefähr 100 Hz, alternierend leitend und nichtleitend gesteuert werden, um eine Wechselspannung auf die Reihenschaltung der Lampe L und der Strombegrenzerspule 1 aufzubringen. Der Brückeninverter 10 weist weiter ein weiteres Paar von Schalttransistoren 13, 14 auf, die derart gesteuert werden, daß jeder Schalttransistor 13 und 14 mit einem der Schalttransistoren 11, 12 zusammenwirkend ständig die an der Lampe L anliegende Spannung mit einer hohen Frequenz, beispielsweise 40 KHz unterbricht, und zwar solange, wie die entsprechenden Schalttransistoren 11 oder 12 leitend sind. Die Schalttransistoren 11 und 12 werden daher im folgenden als Niederfrequenz-Schalttransistoren und die Schalttransistoren 13 und 14 als Hochfrequenz-Schalttransistoren bezeichnet. Die Kollektor/Emitter-Pfade der Niederfrequenz- Schalttransistoren 11 und 12 werden durch Dioden 21 bzw. 22 überbrückt, deren Anode jeweils mit der Masse des Schaltkreises verbunden ist. Entsprechend sind die Kollektor/Emitter-Pfade der Hochfrequenz- Schalttransistoren 13 und 14 mittels Dioden 23 bzw. 14 überbrückt, deren Kathode jeweils mit der Hochspannungsleitung des Schaltkreises verbunden ist. Ein Hochfrequenz- Überbrückungskondensator 2 liegt parallel mit der Lampe L.

Der Niederfrequenz-Schalttransistor 12 verbleibt nicht leitend, während der Niederfrequenz- Schalttransistor 11 leitend ist. Der Hochfrequenz- Schalttransistor wiederholt seinen Ein/Aus-Zyklus, um eine unterbrochene Gleichspannung auf die Lampe L aufzubringen. Wenn der Hochfrequenz-Schalttransistor 13 leitend ist, wird ein geschlossener Kreis gebildet, in dem ein Strom durch den Hochfrequenz-Schalttransistor 13, die Parallelschaltung bestehend aus der Lampe L und dem Überbrückungskondensator 2 und den Niederfrequenz-Transistor 11 fließt. In dem Moment, in dem der Hochfrequenz-Schalttransistor 13 ausgeschaltet ist, verursacht die in der Spule 1 während der Einschaltzeit dieses Transistors gespeicherte Energie das Fließen eines verzögerten Stromes in derselben Richtung durch die Lampe L, den Niederfrequenz-Schalttransistor 11 und die Diode 22, so daß der Lampenstrom I _L solange fließt, wie der der Transistor 11 leitend ist. Dies wird aus den entsprechenden, in Fig. 2 wiedergegebenen Wellenformen deutlich.

Während der Niederfrequenz-Schalttransistor 12 leitend ist, verbleibt der Niederfrequenz-Schalttransistor 11 entsprechend in einem nichtleitenden Zustand. Der Hochfrequenztransistor 14 wiederholt seinen Ein/Aus-Zyklus, um eine unterbrochene Gleichspannung auf die Lampe L aufzubringen. Wenn der Hochfrequenz-Schalttransistor 14 eingeschaltet ist, wird ein geschlossener Kreis gebildet, in dem ein Strom durch den Hochfrequenz-Schalttransistor 14, die Parallelschaltung bestehend aus der Lampe L und dem Überbrückungskondensator 2 und die Spule 1 fließt. Der komplementäre Niederfrequenz- Schalttransistor 12 ist leitend. Der resultierende Lampenstrom I _l fließt in die Gegenrichtung. In dem Moment, in dem der Hochfrequenz-Schalttransistor 14 ausgeschaltet wird, verursacht die in der Spule während der vorangehenden Einschaltzeit dieses Transistors gespeicherte Energie einen verzögerten Strom, der in dieselbe Richtung durch den Niederfrequenz-Schalttransistor 12, die Diode 21, die Lampe L und den Überbrückungskondensator 2 fließt, so daß der Lampenstrom I _L solange fließt, wie der Niederfrequenz-Schalttransistor 12 leitend ist.

Auf diese Weise wird die alternierende Niederfrequenzspannung, die ständig mit hoher Frequenz unterbrochen wird, auf die Serienschaltung bestehend aus der Lampe L und der Strombegrenzungsspule 1 aufgebracht, um die Lampe L zu betreiben. Der Überbrückungskondensator 2, der über der Lampe L liegt, dient zur Vorbeiführung der Hochfrequenzkomponente, die sich aus der ständigen Unterbrechung jedes der Hochfrequenz-Schalttransistoren 13, 14 ergibt, so daß nur die Niederfrequenzkomponente durch die Lampe L fließt und die Lampe L stabil betrieben wird, ohne der Hochfrequenzkomponente unterworfen zu sein, die eine akustische Resonanz verursachen könnte und somit für den Betrieb der Lampe nachteilig sein könnte. Die Lampe L kann im wesentlichen bei der niedrigen Frequenz betrieben werden, so daß schädliche akustische Resonanz vermieden wird, während sie einen geringeren Induktivwert der Strombegrenzerspule 1 benötigt, aufgrund der hohen Frequenz, mit dem die Spannung ständig unterbrochen wird. Zur Bewirkung der Vorbeiführung durch den Kondensator 2 hat dieser vorzugsweise eine Impedanz von etwa 1/3 bis 1/10 gegenüber derjenigen der Strombegrenzerspule 1 bei der hohen Frequenz von 40 KHz der Hochfrequenz-Schalttransistoren 13 und 14.

Da der Brückeninverter 10 zur alternierenden Umkehrung der unterbrochenen Spannung bei der niedrigen Frequenz betrieben wird, muß während der Polaritätsumkehr der Spannung eine Ausschaltzeit T _OFF geschaffen werden, in der alle Transistoren 11, 12, 13, 14 gleichzeitig ausgeschaltet sind, um den Kurzschluß der Spannungsquelle zu vermeiden, durch die die Transistoren sicherlich zerstört werden würden. Die Ausschaltzeit T _OFF ist so bestimmt, daß sie ausreichend kürzer ist als die Einschaltzeit der Niederfrequenz-Schalttransistoren 11, 12, aber größer als die Einschaltzeit der Hochfrequenztransistoren 13, 14 und wird normalerweise in einem Bereich zwischen 50 bis 200 µsec liegen. Es ist hier zu beachten, daß eine Schwingungsspule 3 derart in Serie mit der Lampe L geschaltet ist, daß die Oszillations- Spule 3 parallel mit dem Überbrückungskondensator 2 liegt und mit diesem einen Schwingkreis bildet, der einen Wechselstrom durch die Lampe L während der Ausschaltzeit T _OFF verursacht, um den Abbau der Ionisation der Lampe L zu verzögern, die Zündspannung auf einem Minimum zu halten und so einen stabilen Lampenbetrieb sicherzustellen. Obwohl bei dem Fehlen der Schwingkreises bei dem Beginn der Ausschaltzeit T _OFF die in der Strombegrenzerspule 1 gespeicherte Energie einen kontinuierlichen Fluß eines Stromes I₁ zu der Lampe L verursacht, wie dies durch die Wellenformen in Fig. 2 dargestellt ist und sofort anschließend die in dem Überbrückungskondensator 2 gespeicherte Energie einen Stromfluß I _L zu der Lampe verursacht, wie dies durch gepunktete Linien in der Wellenform des Stromes I _L in Fig. 2 gezeigt ist, kann der resultierende Strom nur in eine Richtung fließen und nimmt nach kurzer Zeit auf 0 ab. Der Lampenstrom wird daher wohl vor dem Ende der Ausschaltzeit beendet sein, die so gewählt ist, daß ein Kurzschluß der Spannungsquelle zuverlässig verhindert wird. Am Ende der Ausschaltzeit wird die Zündspannung während des nachfolgenden Einschaltens des Hochfrequenztransistors 14 weitaus höher, wie dies durch die gepunkteten Linien in den Wellenformen bezüglich der Spannung V _L angedeutet ist, die über der Lampe L liegt, was zu einem Erlöschen oder wenigstens einem Flackern der Lampe L führt. Hochdruck-Entladungslampen mit Metallhalogenzusätzen werden mit größerer Wahrscheinlichkeit während der Unterbrechung des Lampenstromes erlöschen, es ist daher sehr wünschenswert, einen Betrieb ohne Unterbrechung des Lampenstroms zu bewirken. Diese Oszillationsschaltung wird daher vorgesehen, damit ständig der Lampenstrom während der Ausschaltzeit fließt, damit ein stabiler Lampenbetrieb auch dann sichergestellt ist, wenn ein Kurzschluß zuverlässig ausgeschlossen ist. Der oszillierende Lampenstrom I _l kann mit umgekehrter Polarität während der Ausschaltzeit T _OFF schließen, wie dies am besten anhand der durchgezogenen Linien der Wellenform in Fig. 2 deutlich wird. Die Schwingung des Lampenstroms I _L dient mit anderen Worten dazu, die Ausschaltzeit T _OFF zu verlängern, ohne den Lampenstrom I _L während dieser Zeit zu unterbrechen. Wenn die Schwingungsspule 3 einen Induktionswert L₁ von 5 mH hat und mit einem Überbrückungskondensator 2 mit einem Kapazitätswert C₂ von 0,2 µF verwendet wird, ergibt sich die Schwingungsfrequenz aus der bekannten Formel f = 1/(2π √) also zu etwa 5 KHz. Dies bedeutet, daß der Oszillationsstrom eine Zyklusdauer von ungefähr 200 µsec hat, was lang genug ist in bezug auf die Ausschaltzeit. Tatsächlich wird diese Zeitdauer aufgrund der Tatsache, daß der Widerstandswert der Lampe L die Oszillationsfrequenz etwas verringert, länger sein.

Es ist hier zu beachten, daß der Lampenstrom während einer längeren Zeit innerhalb der Ausschaltdauer fließen kann durch Verwendung eines Überbrückungskondensators mit einem größeren Kapazitätswert, der etwa zehnmal größer sein kann als der des Kondensators 2, der den obigen Schwingkreis bildet. Das ist jedoch unpraktisch, da der Schaltkreis dann einen entsprechend schweren und großen Kondensator benötigt. Es ist auch möglich, eine höhere Spannung auf die Lampe L aufzubringen, um die in dem Kondensator 2 gespeicherte Energie zu erhöhen und damit den Fluß des Lampenstromes für eine längere Zeit infolge der Entladung der erhöhten Energie aus dem Kondensator zu verlängern. Es ist jedoch nachteilig, daß die auf die Lampe aufgebrachte höhere Spannung zu einer Abnutzung der Elektroden der Lampe führt und eine Gleichspannungsquelle bestehend aus teuren elektrischen Komponenten benötigt.

Die Ausschaltzeit T _OFF kann zu jedem Zeitpunkt beendet werden, während der Lampenstrom noch fließt. Wenn die Ausschaltzeit T _OFF zu einem Zeitpunkt beendet wird, wenn die über den Überbrückungskondensator 2 auftretende Spannung V₂ die aus Fig. 3 ersichtliche Polarität hat, wird die an dem Überbrückungskondensator 2 liegende Spannung sich auf die Spannung aufaddieren, die von dem Brückeninverter 10 aufgebracht wird, so daß für einen Moment ein erhöhter Strom durch die Strombegrenzerspule 1 in den Brückeninverter 10 fließen könnte, wie dies durch die entsprechenden Wellenformen des Stromes I₁ angegeben ist, der durch den Strombegrenzer 1 fließt und den Kollektorstrom Ic der entsprechenden Transistoren bildet. Ein solches Ansteigen des Stromes bzw. solcher Stromstoß erreicht etwa das Doppelte des normalen Stromes und würde die Spule 1 sättigen und dadurch den Strombegrenzungseffekt in einem unerträglichen Ausmaß einschränken. Gleichzeitig würden die entsprechenden Schalttransistoren zerstört werden. Zur Vermeidung dieses unerwünschten Effekts wird nach einer Ausgestaltung der Erfindung vorgeschlagen, daß die Ausschaltzeit T _OFF zu einem Moment T _end beendet wird, wenn die Spannung über dem Überbrückungs-Kondensator der Polarität der Spannung, die von dem Brückeninverter 10 aufgebracht wird, entgegengerichtet ist. D. h. unter Bezugnahme auf Fig. 3, daß die Ausschaltzeit T _OFF beendet werden sollte zu einem Zeitpunkt T _end , die durch die gestrichelte Linie dargestellt ist, wenn die Spannung über dem Kondensator 2 einen negativen Wert annimmt.

In Fig. 2 wird die Ausschaltzeit T _OFF innerhalb eines Zyklus der Oszillationsspannung begrenzt. Es ist natürlich auch möglich, die Ausschaltzeit T _OFF während des nächsten oder eines späteren Zyklus der Schwingungsspannung zu begrenzen unter der Voraussetzung, daß die Spannung über den Überbrückungskondensator in einem subtraktiven Verhältnis zu der Spannung steht, die auf den Lampenschaltkreis aufgebracht wird. Es sollte daher - bezugnehmend auf Fig. 4 - die erlaubte Zeit zum Begrenzen der Ausschaltzeit T _OFF in einem der Bereiche Ta, Tb oder Tc liegen. Der Zeitpunkt kann leicht gewählt werden durch Auswahl der reaktiven resistiven Werte des Schwingungskreises. Die Lampe L kann so stabil betrieben werden ohne einem gefährlichen Stromstoß unterworfen zu sein.

Es ist hier zu beachten, daß die Niederfrequenz- und Hochfrequenzschalttransistoren auch an anderen Orten in der Brückenschaltung des Inverters angeordnet sein können, als dies in Fig. 1 dargestellt ist. Es können auch Brückeninverter mit vier Hochfrequenz-Schalttransistoren in zwei Paaren bei der Schaltung nach der Erfindung verwendet werden, wobei das eine Paar von Hochfrequenz-Schalttransistoren gemeinsam gesteuert wird, so daß die auf die Lampe mit niederer Frequenz aufzubringende Spannung alternierend umgekehrt wird. Weiter können in einem solchen Brückeninverter die beiden Hochfrequenz-Schalttransistoren durch geeignete Kondensatoren ersetzt werden, um mit dem verbleibenden Paar von Hochfrequenz-Schalttransistoren einen sogenannten Halbbrücken-Inverter zu bilden, in dem die Hochfrequenz-Schalttransistoren so gesteuert werden, daß die Spannung an der Lampe mit niederer Frequenz umgeschaltet wird.

In Fig. 5 ist ein weiteres bevorzugtes Ausführungsbeispiel gezeigt, welches dem oben beschriebenen Ausführungsbeispiel mit der Abweichung entspricht, daß ein einzelner Schalttransistor 45 mit einer hohen Schaltfrequenz mit einem Brückeninverter 40 kombiniert ist, der aus vier Schalttransistoren 41 bis 44 besteht, die alle mit einer niederen Schaltfrequenz arbeiten. In dem Brückeninverter 40 werden die Niederfrequenz-Transistoren 41 und 42 so gesteuert, daß sie gleichzeitig leitend und nicht leitend sind zur Aufbringung einer Spannung über eine Reihenschaltung der Entladungslampe L und der der Schwingung verursachenden Spule 33, während die Niederfrequenz-Transistoren 43 und 44 entsprechend gesteuert sind, um die entgegengesetzte Spannung über die Reihenschaltung zu legen. Dioden 51 bis 54 sind antiparallel bezüglich des jeweiligen Niederfrequenztransistors 41 bis 44 verbunden. Ein Hochfrequenz-Überbrückungskondensator 32 ist parallel mit der Serienschaltung der Lampe L und der die Schwingung verursachenden Spule 33 gelegt. Der Hochfrequenz- Schalttransistor 45 ist in Reihe mit einer Strombegrenzerspule 31 mit seinem Kollektor an dem Hochspannungseingangsanschluß X und seinem Emitter an der Spule 31 verbunden. Eine Freilauf-Diode 55 liegt zwischen der Hochspannungsleitung und der Masseleitung des Schaltkreises, wobei ihre Kathode mit dem Verbindungspunkt des Hochfrequenz-Transistors 45 und der Strombegrenzerspule 31 verbunden ist, so daß bei Ausschaltung des Hochfrequenz-Transistors 45 ein geschlossener Kreis über die Spule 31, ein Paar der leitend bleibenden Niederfrequenz-Transistoren, die Lampe L und die Freilauf-Diode 55 zur Aufrechterhaltung des Lampenstromes gebildet wird. Die anderen Eigenschaften entsprechen denen des oben beschriebenen Ausführungsbeispiels einschließlich der Vorsehung eines Steuerkreises für den Inverter und einen entsprechenden Schwingkreis zur Erzeugung eines Lampenstromes während der verlängerten Auszeit, in dem alle Transistoren ausgeschaltet sind.

Im folgenden wird auf Fig. 6 Bezug genommen, in der das Ausführungsbeispiel von Fig. 1 mit mehr Einzelheiten dargestellt wird und einen Starter 60 für die Lampe L beinhaltet. In Fig. 6 werden die gleichen Bezugszeichen wie in dem ersten Ausführungsbeispiel verwendet. Der Starter 60 weist einen Impulswandler 61 mit einer Primärwindung 62 und einer Sekundärwindung 63 sowie eine Serienschaltung aus einem Impulsspeisekondensator 64 und einem Widerstand 65 auf. Die Sekundärwindung 63 liegt in Reihe mit der Lampe L und bildet ein gemeinsames Element mit der Schwingspule 3. Die Reihenschaltung der Lampe L und der Sekundärwindung 63 (oder der Schwingspule 3) wird durch den Kondensator 2 überbrückt, um den Schwingkreis zu bilden, der während der Ausschaltzeit zur Erzeugung des oszillierenden Lampenstromes dient. Die Kombination aus dem Impulsspeisekondensator 64 und dem Widerstand 65 ist parallel mit der Reihenschaltung der Lampe L und der Sekundärwindung 63 (der Schwingspule 3) verbunden. Die Primärwindung 62 des Impulswandlers 61 ist in Reihe mit einem Doppeldioden- Thyristor 66 verbunden, wobei die Kombination durch den Impulsspeisekondensator 64 überbrückt wird. Der Thyristor 66 liefert die Ladung von dem Kondensator 64 zu der Primärwindung 62 des Impulswandlers 61, um eine hohe Spannung bei offenem Stromkreis über die Elektroden der Lampe L über dem Überbrückungskondensator 2 zu schaffen, wodurch die Lampe L gezündet wird.

In Fig. 6 wird die Gleichspannungsquelle 70 gezeigt mit einem Brückengleichrichter, der mit einer üblichen Wechselspannungsquelle verbunden ist. Die Ausgangsspannung des Gleichrichters wird über einen Glättungskondensator zu dem Brückeninverter 10 geführt. Eine Steuerschaltung 100 für die Schalttransistoren 11 bis 14 des Brückeninverters 10 ist in Fig. 6 erkennbar. Sie besteht aus einer Gleichspannungsquelle 110, einem Lampenmonitor 120, einem Niederfrequenz-Impulsgenerator 130, einem Hochfrequenz-Impulsgenerator 140, einem Verteiler 150 und Treibern 160 bis 190 für die einzelnen Niederfrequenz- und Hochfrequenzschalttransistoren 11 bis 14. Die Gleichspannungsquelle 110 weist einen herabtransformierenden Wandler 111, eine Diodenbrücke 112, Kondensatoren 113, 114 und einen Regler 115 mit drei Anschlüssen zur Schaffung einer stabilisierten Gleichspannung Vcc auf. Der Hochfrequenz-Impulsgenerator 140 liefert einen Ausgang F an die entsprechenden Treiber 180 und 190 über den Verteiler 150. Der Hochfrequenzgenerator 140 ist ein Mittel, das auf die Spannung über einem Strommeßwiderstand 26 reagiert, der in dem Lampenentladungskreis eingeschlossen ist, um den Betriebszyklus der Hochspannungs-Schalttransistoren 13 und 14 zur Aufrechterhaltung der Betriebsbedingungen der Lampe auf einem gewünschten Level zu ändern. Das dem Stromfluß durch den Widerstand 26 entsprechende Ausgangssignal J wird dem Lampenmonitor 120 zugeführt, wo es verarbeitet wird um zu bestimmen, ob die Lampe in Betrieb ist oder nicht. Der Lampenmonitor 120 liefert das Ausgangssignal, das den Lampenzustand angibt, an den Niederfrequenz-Impulsgenerator 130 in Synchronität mit dessen Ausgang.

Der Niederfrequenz-Impulsgenerator 130 liefert das Ausgangssignal A an die Treiber 160 und 170 zum alternierenden Schalten der entsprechenden Niederfrequenz- Transistoren 11 und 12. Das Ausgangssignal A wird gemeinsam mit dem Ausgang F von dem Hochfrequenz-Impulsgenerator 140 zu dem Verteiler 150 ausgesandt, der wiederum die Zeitgeberimpulse D, E, G und H an die jeweiligen Treiber 160 bis 190 derart liefert, daß jeder der Hochfrequenz-Schalttransistoren 13 und 14 nur dann leitend gemacht wird, wenn der entsprechende Niederfrequenz- Schalttransistor 11 bzw. 12 leitend bleibt.

Die Betriebsweise des Steuerkreises wird im folgenden unter Bezugnahme auf Fig. 7 beschrieben. Der Hochfrequenz- Impulsgenerator 140 weist ein IC 141 zum Erzeugen einer einstellbaren Impulsbreite auf, das mit einem Differenzverstärker versehen ist, der das Eingangssignal über die Stifte 1 und 2 aufnimmt. Der Stift 3 wird verwendet, um den Ausgang des Verstärkers an den Lampenmonitor 120 zu legen. Eine Veränderung der Spannung über den Strommeßwiderstand 26 führt zu einer Veränderung des Stromes in dem Hauptkreis des IC 141. Wenn der sich ergebende Strom steigt, antwortet das IC 141 unter Schaffung eines Augangssignals F über den Stift 11 zur Verlängerung des Betriebszyklus. Das Ausgangssignal J, das von dem Stift 3 zu dem Lampenmonitor 120 geführt wird, ist wellenförmig durch die Kombination einer Diode 121, eines Widerstands 122 und eines Kondensators 123 zum Treiben eines Transistors 124, der wiederum einen Flip-Flop vom D-Typ 125 dazu veranlaßt, ein verzögertes Ausgangssignal über ein KQ-Anschluß synchron mit dem Ausgangssignal A schafft, das zu dem Taktanschluß C des Flip-Flops 125 von dem Niederfrequenz- Impulsgenerator 31 geführt wird. Das Ausgangssignal des Lampenmonitors 120 ist für die Veränderung der Schwingungsfrequenz des Niederfrequenz-Impulsgenerators 130 verantwortlich abhängig davon, ob die Lampe in Betrieb ist oder nicht in Betrieb ist, d. h. für die Steuerung der Niederfrequenz-Schalttransistoren 11 und 12 bei einer Frequenz von ungefähr 100 Hz wenn die Lampe L betrieben wird und mit einer weitgehend reduzierten Frequenz von wenigen Hertz bei Fehlen einer Last (also bei ausgeschalteter Lampe). Der Grund für die Reduktion der Schaltfrequenz bei lastfreiem Zustand liegt in der Ermöglichung des Übergangs von einer Glimmentladung zu einer Bogenentladung der Lampe und daher in der Reduzierung der für den Starter benötigten Impulsenergie. Die Verbindung der Widerstände 131 und 132 und des Kondensators 133 in dem Niederfrequenz-Impulsgenerator 130 ist zur Bestimmung der geringeren Frequenz verantwortlich, während die Kombination des Widerstandes 132 und des Kondensators 133 zur Bestimmung der Umschaltfrequenz unter Lastbedingungen (also bei eingeschalteter Lampe) verantwortlich ist. Der Widerstand 134 bestimmt mit dem Kondensator 133 die Ausschaltzeit, während der alle Niederfrequenz- und Hochfrequenztransistoren 11 bis 14 ausgeschaltet sind, wie dies im einzelnen oben beschrieben worden ist. Das Bezugszeichen 135 gibt ein Zeitgeber IC an.

Das Ausgangssignal A des Niederfrequenz-Impulsgenerators 130 wird zu einem Flip-Flop 151 vom D-Typ in dem Verteiler 150 geführt, der mit der Schaffung von Ausgangssignalen B und C antwortet. Die Ausgangssignale B und C gehen durch NAND-Gatter 152 und 153 zur Schaffung von Taktimpulsen D und E zur Betätigung der Treiber 160 und 170 der Niederfrequenz-Schalttransistoren 11 und 12. NOR-Gatter 154 und 155 in dem Verteiler 150 liefern in Antwort auf die Ausgangssignale B, C und F Taktimpulse G und H zur Betätigung der entsprechenden Treiber 180 und 190 der Hochfrequenz-Schalttransistoren 13 und 14.

Der Betrieb des Steuerkreises 100 ist anhand der Fig. 8 und 9 leicht verständlich. Fig. 8 zeigt eine zeitliche Darstellung der jeweiligen Ausgänge, wie sie für den Betrieb der Niederfrequenz-Schalttransistoren 11 und 12 verwendet werden. Wie in dem Diagramm gezeigt ist, schwankt die Spannung V₁₃₃ über dem Kondensator 133 in dem Niederfrequenz-Impulsgenerator 130 zwischen 1/3 und 2/3 der Bezugsspannung Vcc. Der Ausgang A des Niederfrequenz- Generators 130 ist so angeordnet, daß er auf einem hohen Pegel ist während V₁₃₃ von 1/3 auf 2/3 von Vcc ansteigt und auf dem geringen Pegel ist, während diese von 2/3 auf 1/3 von Vcc absteigt, wobei dieses Intervall die Ausschaltzeit T _OFF definiert. Die Ausgänge B und C, die in einer invertierten Beziehung zueinander stehen, werden durch Verwendung der Anstiegsflanke des Ausgangssignals A gewonnen. Die sich ergebenden Ausgangssignale B und C werden über ein NAND-Gatter gemeinsam mit dem Ausgangssignal A geführt unter Schaffung von Ausgangssignalen E und D, die für die gewünschten Schaltoperationen der Niederfrequenztransistoren 12 und 11 verantwortlich sind, wie dies in der Zeitdarstellung von Fig. 8 unten gezeigt ist.

Fig. 9 zeigt eine zeitliche Darstellung der jeweiligen Ausgangssignale, wie sie für den Betrieb der Hochfrequenz- Schalttransistoren 13 und 14 verwendet werden. In diesen Figuren ist erkennbar, daß die in der beschriebenen Art und Weise gewonnenen Ausgangssignale D und E jeweils gemeinsam mit dem Ausgangssignal F des Hochfrequenz- Impulsgenerators 140 über ein NOR-Gatter geführt werden unter Schaffung der Ausgangssignale G und H, die für die gewünschten Schaltoperationen der Hochfrequenztransistoren 13 und 14 verantwortlich sind, wie dies auf der Darstellung unten wiedergegeben ist.

Fig. 9 zeigt, daß eine mögliche zeitliche Schwankung des Ausgangssignals F gelegentlich zu einer Veränderung des Zeitpunktes führt, an dem die Hochfrequenztransistoren 13 oder 14 leitend werden. Bei diesem Ergebnis kann angenommen werden, daß die oben beschriebene Ausschaltzeitdauer T _OFF nicht zu dem gewünschten Zeitpunkt begrenzt wird, an dem die Spannung über dem Überbrückungskondensator 2 in einer subtraktiven Beziehung zu der in der nachfolgenden Betriebsperiode auf die Transistoren 13 oder 14 aufzubringenden Spannung steht. Der Hochfrequenz-Transistor 13 oder 14 kann mit anderen Worten unmittelbar nach dem Ende der Ausschaltzeit T _OFF leitend werden bei einer solchen zeitlichen Anordnung, um die Gleichspannung in derselben Richtung wie die über dem Überbrückungskondensator auftretende Spannung aufzubringen, oder genauer zu einem Zeitpunkt, der nicht innerhalb der erlaubten Breiche Ta, Tb und Tc von Fig. 4 ist.

Wenn jedoch berücksichtigt wird, daß die Oszillationsspannung über dem Überbrückungskondensator 2 während der Ausschaltzeit T _OFF eine relativ geringe Frequenz von ungefähr 5 KHz und daher eine relativ lange Dauer von ungefähr 200 µsec oder eine Halbperiodendauer von ungefähr 100 µsec hat, wie dies oben beschrieben worden ist, während die Hochfrequenz-Schalttransistoren 13 und 14 eine höhere Frequenz von 40 KHz und daher eine kürzere Zyklusdauer von 25 µsec (und eine Halbzyklusdauer von 12,5 µsec) hat, beträgt die mögliche Schwankung in dem zeitlichen Auftreten des Aufbringens des Einschaltimpulses auf den Hochfrequenz-Transistor 13 12,5 µsec maximal und kann daher gut in dem Halbzyklus von 100 µsec der Oszillationsspannung liegen, um in einer subtraktiven Beziehung an dem Lampenkreis anliegenden Spannung gehalten zu werden. Dies wird in Fig. 10 verständlich, in der die Einschaltdauer T _OFF zwischen 62,5 und 137,5 µsec gewählt wird, so daß sie zeitlich begrenzt ist in dem Zeitintervall des negativen Halbzyklus der Oszillationsspannung, die um 90° oder 50 µsec führt. Die mögliche Schwankung ergibt sich damit theoretisch als nicht von der gewünschten Beziehung abweichend. Wird weiter angenommen, daß die Zyklusdauer der Oszillationsspannung um ein gewisses Maß verlängert wird aufgrund der Tatsache, daß der Oszillationskreis den Widerstand der Lampe selbst einschließt, ist noch mehr Flexibilität zur Bestimmung der Frequenz der Oszillationsspannung im Verhältnis zu der Einschaltdauer und der Schaltfrequenz der Hochspannungstransistoren möglich. Es hat sich gezeigt, daß die Ausschaltzeit vorzugsweise etwa 100 µsec beträgt.

Die gewünschte Beziehung zwischen der über den Überbrückungskondensator auftretenden Spannung und der auf den Lampenkreis aufzubringenden Spannung bei dem Auftreten des Hochfrequenzimpulses kann durch eine geeignete Auswahl der Werte des Überbrückungskondensators und der die Schwingung induzierenden Spule unter Berücksichtigung der Ausschaltzeitdauer und der Schwingungsfrequenz der Hochfrequenz-Transistoren gewählt werden.

In diesem Zusammenhang ist zu beachten, daß die bestimmten Werte für die Konstante des Schwingungskreises und für die Ausschaltzeitdauer lediglich beispielhaft sind und daß die Erfindung nicht entsprechend eingeschränkt ist.

Claims (6)

1. Schaltungsanordnung zum Betrieb einer Entladungslampe, insbesondere einer Hochdruck-Entladungslampe, mit

• - einer Gleichspannungsquelle,
• - einer Entladungslampe,
• - einem mit der Gleichspannungsquelle verbundenen Brückeninverter mit wenigstens einem Paar von Schaltelementen, in dessen Brückenzweig die Entladungslampe angeordnet ist und dessen Schaltelemente so gesteuert werden, daß die Gleichspannung mit wechselnder Polarität an der Entladungslampe anliegt, das Wechseln der Polarität mit niedriger Frequenz erfolgt und während der Polaritätsumkehr alle Schaltelemente zur Vermeidung eines Kurzschlusses der Gleichspannungsquelle für eine vorgegebene Auszeit gesperrt sind,
• - einem Schaltmittel zum hochfrequenten Unterbrechen der an der Entladelampe anliegenden Spannung, einer mit dem Schaltmittel und der Entladungslampe in Reihe geschalteten Strombegrenzerspule und einem zur Entladungslampe parallel geschalteten Überbrückungskondensator,

dadurch gekennzeichnet,

• - daß mit der Entladungslampe (L) eine Spule (3, 33) in Reihe geschaltet ist,
• - daß der Überbrückungskondensator (2, 32) der Reihenschaltung aus Entladungslampe (L) und Spule (3, 33) zur Bildung eines Schwingkreises parallel geschaltet ist und,
• - daß der Schwingkreis so dimensioniert ist, daß er während der Auszeit einen Wechselstrom in der Entladungslampe (L) verursacht.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Schwingdauer des Schwingkreises und die Auszeit so aufeinander abgestimmt sind, daß am Ende der Auszeit die Polarität der Spannung am Überbrückungskondensator (2, 32) entgegengesetzt ist zu der Polarität der Spannung, die beim darauffolgenden Einschalten von Schaltelementen des Brückeninverters (10, 40) an den Überbrückungskondensator (2, 32) angelegt ist.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Spule (3) als Sekundärwicklung (63) des Transformators (61) eines Starters (60) für die Entladungslampe (L) ausgebildet ist und daß mit der Primärwicklung (62) des Transformators (61) eine Impulserzeugerschaltung verbunden ist.

4. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Brückeninverter (10) zwei Paare Schaltelemente (11, 12, 13, 14) aufweist, wobei die Strombegrenzerspule im Brückenzweig des Inverters (10) angeordnet ist und ein Paar von Schaltelementen (11, 12) des Inverters (10) mit der niedrigen Frequenz angesteuert wird und das dem jeweils leitenden dieser Schaltelemente (11, 12) diagonal gegenüberliegende Schaltelemente (13, 14) mit der hohen Frequenz angesteuert wird, so daß das hochfrequent angesteuerte Schaltelement (13, 14) das Schaltmittel zur hochfrequenten Unterbrechung der an der Entladungslampe (L) anliegenden Spannung bildet.

5. Schaltungsanordnung nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß das Schaltmittel zur hochfrequenten Unterbrechung an der an der Entladungslampe (L) anliegenden Spannung und die Strombegrenzerspule (31) in Reihe zwischen der Gleichspannungsquelle und dem Inverter (40) angeordnet sind und daß eine Freilaufdiode (55) der Reihenschaltung aus der Strombegrenzerspule (31) und dem Inverter (40) parallel geschaltet ist.