DE3435032C2

DE3435032C2 -

Info

Publication number: DE3435032C2
Application number: DE19843435032
Authority: DE
Inventors: Paul Walter Prof. Dr.-Ing. 6750 Kaiserslautern De Baier; Alfred Dipl.-Ing. 6751 Weilerbach De Baier
Original assignee: Siemens AG
Current assignee: Siemens AG
Priority date: 1984-09-24
Filing date: 1984-09-24
Publication date: 1988-05-11
Also published as: DE3435032A1

Description

Die Erfindung geht aus von einer Einrichtung zum Filtern oder Korrelieren von Bandpaßsignalformen, bei der die durch einen Quadraturdemodulator gebildeten, einer Bandpaß-Tiefpaß- Transformation unterzogenen Quadraturkomponenten I und Q eines Eingangssignals mittels getakteter Abtastglieder abgetastet und nach einer optionalen A/D-Wandlung entweder analog oder digital durch ein zeitdiskret arbeitendes Filter bzw. einen zeitdiskret arbeitenden Korrelator mit einer komplexwertigen äquivalenten Tiefpaßsignalform gefaltet bzw. korreliert werden und bei der das so gebildete Ausgangssignal weiterverarbeitet wird.

Hat das gewünschte Filter im Bandpaßbereich die Impulsantwort g(t) bzw. soll in einem Korrelator mit g(t) korreliert werden, so kann das System im Basisband realisiert werden, wenn man dort von dem zu g(t) gehörigen äquivalenten Tiefpaßsignal

h(t) = h _I (t) + j · h _Q (t)

ausgeht. Die Realisierung eines Bandpaßsystems im Basisband ist insbesondere dann von Interesse, wenn g(t) von komplizierter Struktur ist, wie dies z. B. bei signalangepaßten Filtern (Matched Filter) und Korrelatoren für Radar- oder Spread-Spectrum-Signale der Fall ist, und wenn an den Einsatz von Komponenten gedacht ist, deren Verarbeitungsgeschwindigkeit für eine direkte Realisierung der gewünschten Funktion im Bandpaßbereich nicht hoch genug ist (z. B. digitale Schaltkreise, CCD-Bauelemente).

Die allgemein übliche und dem Stand der Technik entsprechende Realisierung eines Bandpaßsystems im äquivalenten Tiefpaßbereich bzw. im Basisband stellt der Quadraturempfänger nach Fig. 1 dar, vgl. H. D. Lüke, Signalübertragung, Springer-Verlag, Berlin, 1979, S. 74-85. Durch einen Quadraturdemodulator 1 (Oszillator Osz, Phasenschieber Ph, Mischstufen M 1 und M 2, Anti-Aliasing-Tiefpaßfilter TP 1 und TP 2) werden zunächst die Quadraturkomponenten I(t) und Q(t) des eingespeisten Bandsignals s(t) erzeugt. Die im Oszillator Osz gebildete Mischfrequenz f _M ist in der Regel gleich der Mittenfrequenz des Bandpaßsignals s(t) oder g(t), darf jedoch prinzipiell auch von dieser abweichen. Die Quadraturkomponenten werden dann mittels Abtastglieder 2 mit der Abtastrate f _s abgetastet und einem zeitdiskreten Filter oder Korrelator 4 im Basisband zugeführt. Ist das Fourierspektrum von g(t) bezüglich der Mischfrequenz f _M unsymmetrisch, so spricht man von einem unsymmetrischen Bandpaßsystem und das zu g(t) äquivalente Tiefpaßsignal h(t) bei der Bezugsfrequenz f _M ist dann komplexwertig, vgl. das genannte Buch von H. D. Lüke. Zur Filterung bzw. Korrelation werden dann vier reelle Kanäle benötigt, in denen die abgetasteten Quadraturkomponenten I _i und Q _i des Eingangssignals s(t) mit den abgetasteten Quadraturkomponenten h _Ii und h _Qi des Bandpaßsignals g(t) gefaltet bzw. korreliert werden, vgl. Fig. 1, das bereits genannte Buch von H. D. Lüke und außerdem A. Baier, "A Low-Cost Digital Matched Filter for Arbitrary Constant-Envelope Spread-Spectrum Waveforms", IEEE Trans. Commun., Vol. COM-32, April 1984, Seiten 354 bis 361. In einem analogen System können diese vier Kanäle z. B. durch CCD-Bauelemente, vgl. D. M. Grieco, "The Application of Charge-Coupled Devices to Spread-Spectrum Systems", IEEE Trans. Commun., Vol. COM-28, Sept. 1980, Seiten 1693 bis 1705, oder andere analoge Komponenten realisiert werden, in einem digitalen System durch hier nicht näher zu erläuternde digitale Bauelemente, vgl. den zitierten Aufsatz von A. Baier, außerdem G. Levita, "Performance of Digital Matched Filters for Multilevel Signals", IEEE Trans. Commun., Vol COM-31, Nov. 1983, Seiten 1217 bis 1226 und G. L. Turin, "An Introduction to Digital Matched Filters", Proc. IEEE, Vol. 64, Juli 1976, Seiten 1092 bis 1112, wobei dann zwischen den Abtastgliedern 2 einerseits und dem Filter bzw. Korrelator 4 andererseits Analog/Digital-Wandler 3 vorzusehen sind. Die Weiterverarbeitung der Quadraturkomponenten des mit h(t) gefalteten oder korrelierten Signals in einer Einrichtung 5 soll hier nicht näher erläutert werden. Beispielsweise kann das Signal wieder in den Bandpaßbereich hochgemischt werden, es kann aber auch ein Hüllkurvenbildner oder irgendein Detektor nachgeschaltet sein.

Ist das Fourierspektrum von g(t) bezüglich der Mischfrequenz f _M symmetrisch, so spricht man von einem symmetrischen Bandpaßsystem. h _Q (t) ist in diesem Fall identisch Null. Die zwei Kreuzkanäle für h _Q im Filter oder Korrelator 4 können dann entfallen und der Aufwand für das Filter bzw. den Korrelator 4 reduziert sich um den Faktor 2, vgl. das zitierte Buch von H. D. Lüke, S. 74-85 und 139 bis 151, sowie die Aufsätze von A. Baier und G. L. Turin. Für bestimmte Arten von Signalformen g(t) können diese Kreuzkanäle in einem zeitdiskreten System auch im unsymmetrischen Fall ohne Systemverschlechterung entfallen, sofern im Quadraturdemodulator 1 eine geeignete Mischfrequenz f′ _M und eine geeignete Abtastrate f′ _s gewählt wird. Ein derartiges Verfahren wird in dem Aufsatz von F. Amoroso, J. A. Kivett, "Simplified MSK Signaling Technique", IEEE Trans. Commun., Vol. COM-25, April 1977, Seiten 433 bis 441 für Minimum Shift-Keying-Signale (MSK) beschrieben. Matched Filter und Korrelatoren für MSK-Signale nach diesem Prinzip gehören zum Stand der Technik. Nachteilig bei diesem Prinzip ist jedoch, daß es sich nur auf MSK-ähnliche Signalformen anwenden läßt, und daß die technische Realisierung der Mischstufen des Quadraturdemodulators 1 und der erforderlichen Anti-Aliasing-Tiefpaßfilter TP 1 und TP 2 nicht ganz unkritisch ist, weil die zu wählende Mischfrequenz f′ _M nicht gleich der Mittenfrequenz des Signals s(t) bzw. g(t) ist.

Gemäß der Erfindung, die sich auf eine Einrichtung zum Filtern oder Korrelieren der eingangs genannten Art bezieht, wird die Aufgabe, das gewünschte zeitdiskret arbeitende Filter bzw. den zeitdiskret arbeitenden Korrelator auch bei einem unsymmetrischen Bandpaßsystem, d. h. komplexwertigem h(t), ohne Systemverschlechterung durch nur zwei Kanäle realisieren zu können, derart gelöst, daß das komplexe, zeitdiskret arbeitende Filter bzw. der komplexe, zeitdiskret arbeitende Korrelator durch ein analoges oder digitales Filter bzw. einen analogen oder digitalen Korrelator, bestehend aus zwei reellen Kanälen, in denen mit einer reellwertigen Tießpaßsignalform gefaltet bzw. korreliert wird, und durch eine diesen beiden Kanälen vorgeschaltete Vorschalteinrichtung realisiert ist, welche, gesteuert durch ein mit dem Abtasttakt des zeitdiskret arbeitenden Filters bzw. Korrelators getaktetes digitales Schaltwerk, das optional mit dem Eingangssignal des Filters bzw. Korrelators synchronisiert sein kann, die abgetasteten Quadraturkomponenten I und Q des Eingangssignals nach einem vorgegebenen Schema um Vielfachen von 90° entsprechende Phasenwerte phasenverdreht, indem jeweils die erforderlichen Quadraturkomponenten I oder Q am Eingang der Vorschalteinrichtung oder die durch zwei analoge oder digitale Inverter invertierten Quadraturkomponenten -I oder -Q durch zwei analoge oder digitale, auswahlcodewortgesteuerte 4-zu-1-Multiplexer gemäß folgender Tabelle

zu den mit den Kanälen verbundenen Ausgängen I′ und Q′ der Vorschalteinrichtung durchgeschaltet werden, wobei sich das 2 Bit breite, digitale Auswahlcodewort S ₁, S ₀, das der Ansteuerung der Multiplexer dient und direkt den Ausgängen des Schaltwerks entnommen ist, und damit die gewünschte Phasendrehung Δϕ _i von Abtasttaktschritt zu Abtasttaktschritt ändern kann.

Die Vorteile gegenüber der oben beschriebenen, dem Stand der Technik entsprechenden Realisierungsmöglichkeit bestehen darin, daß sich die Einrichtung gemäß der Erfindung nicht nur bei MSK-ähnlichen Signalen, sondern auch bei anderen Signalen einsetzen läßt, und daß man häufig, z. B. auch beim angesprochenen Fall des Matched Filters für MSK-Signale, die Mischfrequenz f _M bei der Mittenfrequenz des Bandpaßsignals s(t) belassen kann, was die technische Realisierung des Quadraturdemodulators und der erforderlichen Anti-Aliasing-Tiefpaßfilter unkritischer macht.

Die Unteransprüche sind auf vorteilhafte Ausgestaltungen der Einrichtung nach Anspruch 1 gerichtet.

Die Erfindung wird im folgenden anhand von Figuren erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 im Blockschaltbild die bereits beschriebene, den Stand der Technik darstellende Einrichtung zum Filtern bzw. Korrelieren von Bandpaßsignalformen,

Fig. 2 im Blockschaltbild eine erfindungsgemäße Einrichtung zum Filtern bzw. Korrelieren von Bandpaßsignalformen,

Fig. 3 in Blockschaltbildform eine Vorschalteinrichtung zum Einsatz in einer Einrichtung nach Fig. 2,

Fig. 4 in Blockschaltbildform ein vereinfachtes Schaltwerk für die Vorschalteinrichtung nach Fig. 3,

Fig. 5 eine Tabelle.

In Übereinstimmung mit der bekannten Einrichtung nach Fig. 1 wird beim erfindungsgemäßen Quadraturempfänger nach Fig. 2 ein über einen Bandpaß BP geführtes Eingangssignal s(t) in zwei Quadraturkomponenten I(t) und Q(t) mittels eines Quadraturdemodulators 1 (Mischfrequenz f _M) aufgeteilt. Die Quadraturkomponenten werden dann mittels zweier Abtastglieder 2 mit einer Abtastrate f _s abgetastet. Die abgetasteten Quadraturkomponenten I _i und Q _i werden dann einer Vorschalteinrichtung 6 zugeführt, wobei in einem digital ausgeführten System dieser Vorschalteinrichtung 6 ein Analog/Digital-Wandler 3 vorangeht (gestrichelt dargestellt). Den der Vorschalteinrichtung 6 zugeführten Quadraturkomponenten I und Q werden hier in später noch beschriebener Weise systematische Phasendrehungen aufgeprägt. Die beiden Ausgangskomponenten I′ und Q′ der Vorschalteinrichtung 6 werden dann einem nur aus zwei Kanälen bestehenden Filter oder Korrelator 7 zugeführt.

Wie in Fig. 3 zeigt, besteht die Vorschalteinrichtung 6 nach Fig. 2 aus zwei analogen oder digitalen Multiplexern 10, die, gesteuert an den Eingängen 11 durch ein 2 Bit breites, digitales Auswahlsignal S ₁, S ₀, je eines der vier Signale, I, Q, -I, -Q zum Ausgang I′ bzw. Q′ durchschaltet, vgl. dazu die Tabelle in Fig. 5. Im analogen Fall entsprechen die Signale I, Q bzw. I′, Q′ jeweils einer analogen Signalleitung, im digitalen Fall jeweils einem Leitungsbündel entsprechend der Wortbreite des digitalen Signals. Zwei Inverter 9 zur Bildung der invertierten Signale -I und -Q bestehen im analogen Fall aus analogen Verstärkern mit der Verstärkung v = -1 und im digitalen Fall aus digitalen Schaltkreisen zum Invertieren des Signalwertes I bzw. Q gemäß dem verwendeten Zahlencode (z. B. 2er-Komplement o. ä.). Die binären Auswahlsignale S ₁ und S ₀ an den Eingängen 11 werden im allgemeinen Fall von einem mit der Abtastfrequenz f _s getakteten digitalen Schaltwerk 12 geliefert, wobei sich der Auswahlcode S ₁, S ₀ von Taktschritt zu Taktschritt ändern kann. Die Zuordnung von Auswahlcode S ₁, S ₀ und Multiplexschema wird in der Tabelle nach Fig. 5 wiedergegeben. Das Multiplexschema entspricht einer Phasenverdrehung der Quadraturkomponenten I _i und Q _i um Δϕ _i = 0°, 90°, 180°, 270°, wobei die Zuordnung zum Auswahlcode S ₁, S ₀ wieder aus der Tabelle nach Fig. 5 hervorgeht. Es gilt im Komplexen:

Nehmen die Abtastwerte h _i des äquivalenten Tiefpaßsignals h(t) bei der gewählten Mischfrequenz f _M und der gewählten Abtastrate f _s nur Werte an, die sich in ihrer Phase um ganzzahlige Vielfache von 90° unterscheiden, so kann man durch eine entsprechende Vorverarbeitung der abgetasteten Quadraturkomponenten I _i und Q _i des Eingangssignals mit Hilfe der beschriebenen Vorschalteinrichtung 6 erreichen, daß im Filter bzw. Korrelator 7 nur noch mit einem reellwertigen modifizierten Tiefpaßsignal h′ _Ii gefaltet bzw. korreliert werden muß, zwei Kanäle also ausreichen. Hieraus ergibt sich der praktische Nutzen und die Einsetzbarkeit der beschriebenen Vorschalteinrichtung 6. Es ist dabei zu beachten, daß das digitale Schaltwerk 12 der Vorschalteinrichtung je nach Einsatzbereich unter Umständen mit dem Eintreffzeitpunkt der zu verarbeitenden Signalform s(t) synchronisiert werden muß (z. B. Einsatz in Bandpaßkorrelation oder synchronisiertem Matched Filter).

Eine vereinfachte Variante der Erfindung besteht darin, daß das nicht näher charakterisierte Schaltwerk 12 durch einen 2stufigen, zyklischen, aufwärts oder abwärts zählenden Binärzähler 13 realisiert wird, dessen Ausgänge A ₁, A ₀ direkt das Auswahlcodewort S ₁, S ₀ zur Ansteuerung der Multiplexer 10 darstellen, vgl. Fig. 4. Dieser Binärzähler wird wiederum mit dem Abtasttakt f _s getaktet und mit jedem Taktschritt weitergeschaltet. Die Vorschalteinrichtung führt dann im Komplexen die Operation

(I _i + j · Q′ _i) = (I _i + j · Q _i) · e^{j(i · 90°)},
i = 0, 1, 2, . . .

(I′ _i + j · Q′ _i) = (I _i + j · Q) · e^{-j(i · 90°)},
i = 0, 1, 2, . . .

aus. Beinhaltet eine dem Filter oder Korrelator 7 nachgeschaltete Weiterverarbeitungseinrichtung 5 einen Hüllkurvenbildner, so ist nie eine Synchronisation des Binärzählers 13 mit dem Eingangssignal erforderlich, weil ein zeitverschobener Start des Binärzählers lediglich eine konstante Phasenverdrehung des Ausgangssignals am Filter oder Korrelator 7 verursacht, die ohne Einfluß bleibt.

Der typische Einsatzbereich der Vorschalteinrichtung 6 mit dem modifizierten Schaltwerk 13 sind Matched Filter und Korrelatoren für MSK-ähnliche Signalformen, bei denen die Abtastwerte I _i und Q _i der Quadraturkomponenten die Eigenschaft

(I _i + j · Q _i) = P _i · e^{j(i · 90°)}, i = 0, 1, 2, . . . , N

bzw.

(I _i + j · Q _i) = P _i · e^{-j(i · 90°)}, i = 0, 1, 2, . . . , N

besitzen, wobei P _i , i = 0, . . . , N eine reellwertige Sequenz von Abtastwerten darstellt. Die Bezugs- und Mischfrequenz f _M ist dabei im allgemeinen gleich der Mittenfrequenz des Signals. Im Filter oder Korrelator 7 sind dann nur zwei Kanäle erforderlich, in denen direkt mit der Sequenz P _i gefaltet bzw. korreliert wird. Ist ein Hüllkurvenbildner nachgeschaltet, so entfällt - wie bereits erläutert - die Notwendigkeit einer Synchronisation. Es kann dann mit der beschriebenen Einrichtung gemäß Fig. 2, 3 und 4 ein echtes, unsynchronisiertes inkohärentes Matched Filter für Signalformen mit der oben angegebenen Eigenschaft realisiert werden, vgl. den Aufsatz von A. Baier. Bei diesem Filter ist die Mischfrequenz im allgemeinen gleich der Mittenfrequenz des zu verarbeitenden Signals und es kann dank der Vorschalteinrichtung gemäß der Erfindung trotz der komplexwertigen Impulsantwort h(t) mit nur zwei Filterkanälen realisiert werden, was nach dem bisherigen Stand der Technik ohne Systemverschlechterung nicht möglich war.

Claims

1. Einrichtung zum Filtern oder Korrelieren von Bandpaßsignalen, bei der die durch einen Quadraturdemodulator gebildeten, einer Bandpaß-Tiefpaß-Transformation unterzogenen Quadraturkomponenten I und Q eines Eingangssignals mittels getakteter Abtastglieder abgetastet und nach einer optionalen A/D-Wandlung entweder analog oder digital durch ein zeitdiskret arbeitendes Filter bzw. einen zeitdiskret arbeitenden Korrelator mit einer komplexwertigen äquivalenten Tiefpaßsignalform gefaltet bzw. korreliert werden und bei der das so gebildete Ausgangssignal weiterverarbeitet wird, dadurch gekennzeichnet, daß das komplexe, zeitdiskret arbeitende Filter bzw. der komplexe zeitdiskret arbeitende Korrelator durch ein analoges oder digitales Filter bzw. einen analogen oder digitalen Korrelator (7), bestehend aus zwei reellen Kanälen, in denen mit einer reellwertigen Tiefpaßsignalform gefaltet bzw. korreliert wird, und durch eine diesen beiden Kanälen vorgeschaltete Vorschalteinrichtung (6) realisiert ist, welche, gesteuert durch ein mit dem Abtasttakt des zeitdiskret arbeitenden Filters bzw. Korrelators getaktetes digitales Schaltwerk (12), das optional mit dem Eingangssignal (s[t]) des Filters bzw. Korrelators synchronisiert sein kann (8), die abgetasteten Quadraturkomponenten I und Q des Eingangssignals nach einem vorgegebenen Schema um Vielfachen von 90° entsprechende Phasenwerte phasenverdreht, indem jeweils die erforderlichen Quadraturkomponenten I und Q am Eingang der Vorschalteinrichtung oder die durch zwei analoge oder digitale Inverter (9) invertierten Quadraturkomponenten -I oder -Q durch zwei analoge oder digitale, auswahlcodewortgesteuerte 4-zu-1-Multiplexer (10) gemäß folgender Tabelle: zu den mit den Kanälen verbundenen Ausgängen I′ und Q′ der Vorschalteinrichtung durchgeschaltet werden, wobei sich das 2 Bit breite, digitale Auswahlcodewort S ₁, S ₀ (11), das der Ansteuerung der Multiplexer (10) dient und direkt den Ausgängen des Schaltwerks (12) entnommen ist, und damit die gewünschte Phasendrehung Δϕ _i von Abtasttaktschritt zu Abtasttaktschritt ändern kann.

2. Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Zahl der in der Tabelle angegebenen Auswahlkonfigurationen auf weniger als vier beschränkt ist und die Vorschalteinrichtung (6) dadurch vereinfacht ist, daß eventuell einer oder sogar beide Inverter (9) entfallen oder daß bei den Multiplexern (10) weniger Eingänge vorgesehen sind.

3. Einrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß zur Ansteuerung der Multiplexer (10) ein optinal mit dem Eingangssignal des Filters bzw. Korrelators synchronisiertes digitales Schaltwerk (12) verwendet wird, welches die Ansteuerung der Multiplexer (10) nach einem beliebigen regelmäßigen oder auch unregelmäßigen zeitlichen Schema vornimmt.

4. Einrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das digitale Schaltwerk (12) durch einen 2stufigen, zyklisch aufwärts oder abwärts zählenden digitalen Binärzähler (13) realisiert ist, der optional mit dem Eingangssignal des Filters oder Korrelators synchronisiert sein kann und mit dem Abtasttakt des zeitdiskret arbeitenden Filters bzw. Korrelators getaktet und weitergeschaltet wird und dessen höherwertiges und niederwertiges binäres Ausgangssignal (A ₁ bzw. A ₀) direkt das 2 Bit breite digitale Auswahlcodewort S ₁ bzw. S ₀ (11) zur Ansteuerung der Multiplexer (10) darstellen.

5. Einrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch die Verwendung als signalangepaßtes Filter (Matched Filter) oder Korrelator für Radarsignale oder bandgespreizte Übertragungssignale (Spread-Spectrum-Signale).