DE3416358A1

DE3416358A1 - Klopfregelungs-einrichtung fuer brennkraftmaschinen

Info

Publication number: DE3416358A1
Application number: DE19843416358
Authority: DE
Inventors: Noboru Mito Sugiura
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1983-05-04
Filing date: 1984-05-03
Publication date: 1984-11-15
Also published as: JPH0418137B2; FR2545536A1; GB2141781A; GB8411299D0; JPS59203871A; US4599982A; FR2545536B1; GB2141781B

Description

HITACHI, LTD., Tokyo, Japan

Klopfregelungs-Einrichtung für Brennkraftmaschinen

Die Erfindung bezieht sich auf eine Klopfregelungs-Einrichtung für Brennkraftmaschinen, insbesondere zur genauen Erfassung von Klopfsignalen ungeachtet der Motordrehzahl und zur richtigen Regelung von Klopferscheinungen.

Das Auftreten von Klopfen in einem Motor resultiert in einem Klopfgeräusch, wodurch die Fahrleistung des Motors verschlechtert und ferner entweder die Motorleistung durch das Auftreten eines Gegendrehmoments verringert oder der Motor aufgrund von Überhitzung beschädigt wird. Es ist bekannt, daß das Klopfen mit dem Zündzeitpunkt in enger Beziehung steht und daß die maximale Motorleistung erzielbar ist, indem der Zündzeitpunkt oder der Zündverstellwinkel unter Berücksichtigung der Motor-Kennlinien unmittelbar vor dem Klopfpunkt eingestellt wird. Da somit eine Verzögerung des Zundverstellwinkels infolge der Verhinderung von Klopfen den entgegengesetzten Effekt einer Verringerung der Motorleistung hervorbringt, muß der Zündzeitpunkt so eingestellt werden, daß er unmittelbar vor dem Klopfpunkt liegt. Insbesondere im Fall eines Turboladermotors ist das Verdichtungsverhältnis hoch, und daher muß der optimale

Zündzeitpunkt unter Erhaltung des maximalen Wirkungsgrads gewährleistet sein. Zu diesem Zweck muß das Auftreten von Klopfen im Motor genau erfaßt werden, und der ordnungsgemäße Vergleich zwischen einem Klopfsignal und einem Hintergrundpegel muß gewährleistet sein.

Normalerweise erhöht sich das Ausgangssignal eines Klopffühlers mit steigender Motordrehzahl, und somit erhöht sich der Hintergrundpegel entsprechend. Bei hohen Motordrehzahlen kann also das Auftreten von Klopfen genau erfaßt werden.

Wenn jedoch sämtliche Ausgangssignale des Klopffuhlers gemittelt werden, um den erwünschten Hintergrundpegel zu bilden, wird der resultierende Hintergrundpegel so hoch, daß die Erfassung von leichtem Klopfen unmöglich wird. In der offengelegten JP-Patentanmeldung Nr. 57-59063 wurde bereits vorgeschlagen, ein Klopfsignal aus dem Ausgangssignal eines Klopffuhlers zu bestimmen und das Klopfsignal zu maskieren, um dadurch eine Spiegelung des Klopfsignals im Hintergrundpegel zu verhindern. Dies ist jedoch mit dem Nachteil verbunden, daß, wenn sämtliche Klopfsignale maskiert werden, der Hintergrundpegel derart verringert wird, daß andere als durch das nächste Klopfen erzeugte Signale (also andere als Klopfsignale) ebenfalls als Klopfsignale erfaßt werden und der Zündzeitpunkt des Motors verzögert wird, wodurch die Genauigkeit der Klopferfassung erheblich verschlechtert wird.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist die Bereitstellung einer Klopfregelungs-Einrichtung, die die Nachteile des Stands der Technik überwindet und mit der die Genauigkeit der Klopferfassung verbessert wird.

Die Klopfregelungs-Einrichtung nach der Erfindung für Brennkraftmaschinen, mit einem Verstärker, der ein von einem Klopffühler zur Erfassung von Schwingungen des Motors erzeugtes Signal verstärkt, einem Bandpaß, der einen Klopffrequenzbereich eines Ausgangssignals des Verstärkers durchläßt, einem Einweg-

Gleichrichter, der das Ausgangssignal des Bandpasses einweggleichrichtet, und einem ersten Glied zur Mittelung und Verstärkung eines Ausgangssignals des Einweg-Gleichrichters um einen vorgegebenen Betrag, so daß ein Ausgangssignal des Bandpasses mit einem Ausgangssignal des ersten Glieds verglichen wird unter Erzeugung eines Signals zur Verzögerung des Zündzeitpunkts nach Maßgabe der Klopfstärke, ist gekennzeichnet durch ein Blockierglied, das das Ausgangssignal des Einweg-Gleichrichters bei einer eine vorbestimmte Spannung übersteigenden Hintergrundspannung blockiert.

Anhand der Zeichnung wird die Erfindung beispielsweise näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild, das den Gesamtaufbau eines Ausführungsbeispiels der Erfindung zeigt;

Fig. 2 detaillierte Schaltbilder der einzelnen bis 8 Schaltungsbauteile von Fig. 1;

Fig. 9 ein Ablaufdiagramm, das die Arbeitsweise der Einrichtung nach der Erfindung zeigt; und

Fig. 10 ein Diagramm, das die Motordrehzahl-Zündwinkelcharakteristik der Einrichtung nach der Erfindung wiedergibt.

Die Klopfregelungs-Einrichtung umfaßt einen Klopffühler 100, der ein Klopfsignal erfaßt, eine Klopfsregelungsstufe 200, die aufgrund des vom Klopfühler 100 zugeführten Klopfsignals ein Stellsignal zur Einstellung des Zündzeitpunkts einer Zündspule 600 erzeugt, eine Geberspule 400, die den Zündzeitpunkt der Zündspule 600 erfaßt, sowie eine kontaktlose Zündstufe 500, die die Zündspule 600 aufgrund der Ausgangssignale der Geberspule 400 und der Klopfregelungsstufe 200 zündet und der Klopfregelungsstufe 200 ein Rückkopplungssignal zuführt.

Die Klopfregelungsstufe 200 empfängt das Ausgangssignal des Klopffühlers 100 sowie das Ausgangssignal der kontaktlosen Zündstufe 500 und regelt die letztere entsprechend dem Auftreten von Klopfen, wodurch der Zündzeitpunkt vor- oder nachverstellt wird.

Die Klopfregelungsstufe 200 umfaßt einen Verstärker 201 mit einem Zündgeräusch-Sperrglied 202, das ein Gatter zum Sperren von Zündgeräuschen synchron mit dem Zündzeitpunkt aufweist, einen Bandpaß 204 zur Bandpaßfilterung des Klopfsignals, einen Einweg-Gleichrichter 205, der das Eingangssignal vom Bandpaß

204 in geeigneter Weise verstärkt und einweggleichrichtet, ein Klopfsignal-Blockierglied 206, das bei Empfang eines Signals, das von einem Hintergrundpegel-Fühler 207 rückgeführt wird, eine Blockierfunktion ausübt, so daß ein hohes Klopfsignal nicht in das einweggleichgerichtete Signal vom Einweg-Gleichrichter 205 gelangen und den Hintergrundpegel beeinflussen kann, wobei der Hintergrundpegel-Fühler 207 einen Mittelwert des einweggleichgerichteten Signals vom Einweg-Gleichrichter

205 bildet, ferner einen Vergleicher 208, der die Ausgangsspannung des Bandpasses 204 mit der Ausgangsspannung des Hintergrundpegel-Fühlers 207 vergleicht und ein dem Klopfen proportionales Verzögerungssignal erzeugt, ein Maskierglied 210, das das Ausgangssignal des Vergleichers 208 maskiert und es zum Soll-Zeitpunkt erzeugt, einen Klopfsignalspannungs-Umsetzer 211, der das Ausgangssignal des Maskierglieds 210 integriert und einen Spannungswert erzeugt, der dem dem Klopfen proportionalen Verzögerungssignal entspricht, ein Sicherheitsglied 209, das einen Fehler im Klopffühler 100 erkennt und ein Signal erzeugt, um den Zündzeitpunkt zwangsweise zu verzögern, ein monostabiles Kippglied 212, das aufgrund des Signals von der kontaktlosen Zündstufe 500 ein Signal unveränderlicher Impulsbreite synchron mit der Unterbrechung der Zündspule 600 (d. h. synchron mit dem Basisstrom zu einem Leistungstransistor 503) erzeugt, einen Frequenz-Spannungs-Geber 213, der auf das Ausgangssignal des monostabilen Kippglieds 212 anspricht und

einen Spannungswert erzeugt, der der Motordrehzahl proportional ist, einen Drehzahlerfasser 214, der aufgrund des Ausgangssignals vom Frequenz-Spannungs-Geber 213 ein der Motordrehzahl entsprechendes Signal erzeugt, sowie einen Bezugsspannungsgeber 203.

Die kontaktlose Zündstufe 500 umfaßt einen Verstärker 501 zum Umformen der Wellenform eines Ausgangssignals der Geberspule 400, ein Verzögerungsglied 502, das aufgrund der Ausgangsspannung der Klopfregelungsstufe 200 den Zündzeitpunkt bestimmt, sowie den Lexstungstransistor 503, der in der Sekundärwicklung der Zündspule 600 eine hohe Spannung induziert.

Anschließend werden die Schaltungselemente der Klopfregelungsstufe 200 im einzelnen erläutert.

Fig. 2 zeigt den detaillierten Schaltungsaufbau des Klopffühlers 100, des Verstärkers 201, des Zündgeräusch-Sperrglieds 202 und des Bandpasses 204.

Der Klopffühler 100 ist ein kondensatorähnlicher Fühler mit einem piezoelektrischen Element und besteht effektiv aus einer Parallelschaltung aus einem Kondensator C und einer Konstantstromquelle.

Ein Widerstand R₁ ist mit dem positiven Anschluß des Klopffühlers 100 verbunden, und mit dem anderen Ende des Widerstands R. sind ein Kondensator C.., Widerstände R₂ und R₃, die Katode einer Z-Diode ZD₁ sowie der Kollektor eines Transistors T. gekoppelt. Das andere Ende des Kondensators C₁, das andere Ende des Widerstands R_, die Anode der Z-Diode ZD₁ sowie der Emitter des Transistors T₁ sind geerdet, und die Basis des Transistors T₁ ist mit dem monostabilen Kippglied (OSM) 212 über einen Widerstand R_g gekoppelt. Ferner ist der negative Eingang eines Rechenverstärkers OP₁ mit dem anderen Ende des Widerstands R₃ über einen Kondensator C₂ gekoppelt.

Der Rechenverstärker OP₁ ist über einen Widerstand R. gegengekoppelt, und Widerstände R₇ und R„ sind mit dem Ausgang des Rechenverstärkers OP. gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands»», ist geerdet, und Kondensatoren C. und C₅ sowie ein Regelwiderstand R. sind mit dem anderen Ende des Widerstands R- gekoppelt.

Der Verstärker 201 besteht aus den Widerständen R₁, R₂, R₃, R₄ und R-, dem Kondensator C₂ und dem Rechenverstärker OP₁, und das Zündgeräusch-Sperrglied 202 besteht aus dem Widerstand T₁ und dem Widerstand R_g.

Das andere Ende des Regelwiderstands R„ ist geerdet, und der negative Eingang eines Rechenverstärkers OP₂ ist mit dem anderen Ende des Kondensators C₄ gekoppelt. Der Ausgang des Rechenverstärkers OP₂ ist mit dem anderen Ende des Kondensators C_ gekoppelt. An den Rechenverstärker OP^ wird über einen Widerstand R₁₀ eine Gegenkopplung angelegt. Ferner ist ein Kondensator C₃ zwischen den positiven und den negativen Eingang des Rechenverstärkers OP₂ geschaltet. Der positive Eingang des Rechenverstärkers OP₃ ist mit dem positiven Eingang des Rechenverstärkers OP₁, dem positiven Eingang eines Rechenverstärkers OP. und einer Klemme Sg gekoppelt. Ferner sind Widerstände R₁₁ und R₁₇ mit dem Ausgang des Rechenverstärkers OP₂ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₁₇ ist geerdet, und das andere Ende des Widerstands R₁₁ ist mit einem Regelwiderstand R₁₂ und Kondensatoren Cg und C₇ gekoppelt. Das andere Ende des Regelwiderstands R₁₂ ist geerdet, und das andere Ende des Kondensators Cg ist mit dem negativen Eingang des Rechenverstärkers OP. gekoppelt. An den Rechenverstärker OP-wird über einen Widerstand R₁₃ eine Gegenkopplung angelegt. Ferner ist das andere Ende des Kondensators C₇ mit dem Ausgang des Rechenverstärkers OP- gekoppelt. Der positive Eingang des Rechenverstärkers OP₄ ist mit dem positiven Eingang des Rechenverstärkers OP₂ gekoppelt, und der Ausgang des

Rechenverstärkers OP. ist ferner mit einem Widerstand R₁₈ und einer Klemme S₅ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₁₈ ist geerdet.

Die Widerstände Rg, R_gf R_1Q, R^, R₁₃, R₁₃,R₁₇ und R_1Q, die Kondensatoren C₀, C,, C_c, C, und C- sowie die Rechenverstärker

0 4 D D /

OP₂ und OP. bilden den Bandpaß 204, dieser ist ein Zweistufenfilter.

Fig. 3 ist das detaillierte Schaltbild des Einweg-Gleichrichters 205 sowie des Klopfsignal-Blockierglieds 206, des Hintergrundpegel-Fühlers 207 und des Vergleichers 208, die für die Erfindung wesentlich sind.

Ein Kondensator C„ ist mit der Klemme S₅ verbunden, und sein anderes Ende ist mit dem negativen Eingang eines Rechenverstärkers OPg über einen Widerstand R--

gekoppelt. Der negative

Eingang dces Rechenverstärkers OP, ist ferner mit einem Widerstand R₃₅ und der Anode einer Diode D. gekoppelt. Die Katode der Diode D. ist mit dem Ausgang des Rechenverstärkers OPg und der Anode einer Diode D₂ gekoppelt. Die Katode der Diode D- ist mit einer Klemme S_, dem Widerstand R₃₅ sowie Widerständen R__fi und R₁₄ gekoppelt. Ferner ist der positive Eingang des Rechenverstärkers OP₄. mit dem anderen Ende des Widerstands R₂g und der Klemme S_g gekoppelt.

Der Einweg-Gleichrichter 205 besteht aus den Widerständen R₂^'

R₀,. und R₀T, dem Kor
Zo ζ ι

Rechenverstärker OP,

R₀,. und R₀T, dem Kondensator C₀, den Dioden D, und D₀ sowie dem

Zo Zl 0 \ Z

6*

Das andere Ende des Widerstands R₁₄ISt mit dem Emitter eines pnp-Transistors T₂ und einem Widerstand R._ gekoppelt. Der Kollektor des pnp-Transistors T₂ ist geerdet, und seine Basis ist mit einem Widerstand R₁₅ und dem Emitter eines npn-Transistors T₃ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₁₅ ist mit der Klemme S_g gekoppelt, und der Kollektor des

npn-Transistors T- ist mit einer Klemme S. gekoppelt. Die Basis des npn-Transistors T- ist mit dem Ausgang eines Rechenverstärkers OP₁₀ gekoppelt.

Die Widerstände R₁₄ und R₁- sowie die Transistoren T„ und T-. bilden das Klopfsignal-Blockierglied 206.

Das andere Ende des Widerstands R₄₀ ist mit dem positiven Eingang des RechenverstarkersOP-_Q und mit einem Kondensator C₁₆ gekoppelt. Das andere Ende des Kondensators C₁₆ ist mit der Klemme S_g gekoppelt. Der negative Eingang des Rechenverstärkers OP,- ist mit Widerständen R₄₃/ ^aλ ^un& ^R4c gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₄₃ ist mit einem Widerstand R₄₁ und einem Regelwiderstand R₄₂ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₄₁ ist mit einer Klemme S₂ gekoppelt. Ferner ist das andere Ende des Widerstands R₄₄ mit der Klemme S_ß gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₄₁. ist mit dem Ausgang des Rechenverstärkers OP₁₀ gekoppelt, dessen Ausgang ferner mit der Basis des npn-Transistors T₃ und dem negativen Eingang eines Vergleichers CO₁ gekoppelt ist.

Die Widerstände R_4n, 8.,₍ R₄₉

*% R₄₃, R₄₄ und R₄₅, der

Kondensator C₁₆ und der Rechenverstärker OP₁₀ bilden den Hintergrundpegel-Fühler 207.

Der positive Eingang des Vergleichers CO₁ ist mit der Klemme Stund sein Ausgang ist mit einem Widerstand R₁₆ sowie einer Klemme S₄ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₁₆ ist mit der Klemme S₁ gekoppelt.

Der Vergleicher CO₁ und der Widerstand R_1ß bilden den Vergleicher 208.

Fig. 4 zeigt den detaillierten Schaltungsaufbau des Sicherheitsglieds 209 und des Maskierglieds 210.

Widerstände R₃₂ und R₃₄ sowie eine Klemme S„ sind mit der Klemme S₃ von Fig. 3 gekoppelt. Ferner ist der positive Eingang eines Rechenverstärkers OP₇ mit der Klemme S- von Fig. 3 gekoppelt. Der negative Eingang des Rechenverstärkers OP _ ist mit Widerständen R... und R₃. gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₁₉ ist mit der Klemme S₆ von Fig. 3 und einer Klemme S„ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R_5n ist mit dem Ausgang des Rechenverstärkers 0P_

gekoppelt, dessen

Ausgang ferner über einen Widersand R₃₁ an den positiven Eingang eines Vergleichers CO₃ und die Anode einer Diode D₄ gelegt ist.

Der negative Eingang des Vergleichers CO₃ ist mit dem anderen Ende des Widerstands R₃₂ und mit einem Widerstand R₃₃ gekoppelt, dessen anderes Ende mit der Klemme S_n gekoppelt ist. Der Ausgang des Vergleichers CO₃ ist mit dem anderen Ende des Widerstands R₃₄ und der Anode einer Diode D- gekoppelt. Die Katode der Diode D- ist mit einem Widerstand R₀₀ gekoppelt, dessen anderes Ende mit einem Widerstand R₃₁ und einem Kondensator C₉ gekoppelt ist. Das andere Ende des Widerstands R₃₁ ist mi
gekoppelt.

R₃₁ ist mit einer Klemme S₁₃ und einem Widerstand R₃₃

Das andere Ende des Widerstands R₃₃ und das andere Ende des Kondensators Cq sind geerdet.

Die Widerstände R₁₉, Ron

, 1*21' ^22' ^23^f ^24^f ^31 ^Un(^ ^32^f Diode D-, der Kondensator C_n, der Rechenverstärker 0P_ und der

'7'

η, ucL ncuiiciiVciaLaLACi. ^wr"7

Vergleicher CO₀ bilden das Sicherheitsglied 209.

Die Anode einer Diode D₃ und die Anode einer Diode D₅ sind mit der Klemme S_{4 von P}i_g# 3 gekoppelt. Die Katode der Diode D₃ ist mit dem Kollektor eines Transistors T₄ und die Katode der Diode D₄ ebenfalls mit dem Kollektor des Transistors T₄ gekoppelt. Der Emitter des Transistors T₄ ist geerdet, und seine Basis ist

mit Widerständen R₀₀ und R₀₀ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₃₈ ist mit der Klemme S₃ von Fig. 2 und das andere Ende des Widerstands R_2g mit einer Klemme S₁₁ gekoppelt.

Ferner ist die Katode der Diode D₁. mit einem Widerstand R₃₀ und der Basis eines Transistors T- gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₃₀ und der Emitter des Transistors T₅ sind geerdet, und der Kollektor von T₅ ist mit einer Klemme S₁₀ gekoppelt.

Die Widerstände R₃₈ und R₂Q» die Diode D₃ und der Transistor T₄ bilden das Maskierglied 210.

Fig. 5 zeigt den detaillierten Schaltungsaufbau des monostabilen Kippglieds (OSM) 212.

Ein Widerstand R-. ist mit einem Eingang IG für das Zündsignal oder das Ausgangssignal vom Leistungstransistor 503 gekoppelt, und das andere Ende des Widerstands ist mit einem Kondensator C₁₂, der Katode einer Diode D_g und der Basis eines Transistors Tg gekoppelt. Das andere Ende des Kondensators C₁₂ und die Anode der Diode D_g sind geerdet. Der Emitter des Transistors T„ ist über einen Widerstand R₈₃ geerdet, und sein Kollektor ist mit Widerständen R₇₅ und R₇₆ gekoppelt. Das andere Ende von R₇₅ ist mit der Klemme S„ von Fig. 3 und das andere Ende von R₇₆ ist mit der Basis eines Transistors T₁₀ und einem Widerstand R₈₁ gekoppelt. Der Emitter des Transistors T₁₀ ist über einen Widerstand R₈₃ geerdet, und sein Kollektor ist mit der Katode einer Diode D₈ gekoppelt. Die Anode der Diode D₈ ist mit Widerständen R₇₈ und R₇₉ gekoppelt. Das andere Ende von R₇₈ ist mit der Klemme S₀ von Fig. 3 und das andere Ende von R__Q

^{2 79} ist

mit der Basis eines Transistors T₁₁ über einen Kondensator C₁₃ gekoppelt. Die Basis des Transistors T₁₁ ist mit der Klemme S₂ von Fig. 3 über einen Widerstand R₈₀ gekoppelt, und sein Emitter ist geerdet. Der Kollektor des Transistors T₁₁ ist mit

dem Widerstand R_Oi, einem Widerstand R__ und der Klemme S-, von

Ol öZ J

Fig. 2 gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₀₀ ist mit der Klemme S₂ von Fig. 3 gekoppelt.

Die Widerstände R₇₄, R₇₅, R₇₆, R₇₈, R₇₉, R_QQI R_Q1, R₃₃ und R₃₃, die Kondensatoren C₁₀ und C₁₀, die Dioden D, und D₀ sowie die

IZ IJ 0 O

Transistoren T₉, T₁₀ und T₁₁ bilden das monostabile Kippglied 212.

Fig. 6 zeigt den detaillierten Schaltungsaufbau des Frequenz-Spannungs-Gebers 213 sowie des Drehzahlerfassers 214.

Die Basis eines Transistors T, ist mit der Klemme S, von Fig. 5 über einen Widerstand R₃₃ verbunden. Der Emitter des Transistors T_g ist geerdet, und sein Kollektor ist mit einem Regelwiderstand R_₄ gekoppelt. Das andere Ende des Regelwiderstands Rg. ist mit dem negativen Eingang eines Rechenverstärkers OP₁₄/ einem Kondensator C₁₉ und einem Widerstand R₈₅ gekoppelt. Der Ausgang des Rechenverstärkers OP₁₄ ist mit dem anderen Ende des Kondensators C₁₉ bzw. dem Widerstand R₈₅ gekoppelt. Der Ausgang des Rechenverstärkers OP₁₄ ist ferner mit einem Widerstand Rg₇/ dem negativen Eingang eines Vergleichers CO₃ und dem negativen Eingang eines Vergleichers C0_ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₈₇ ist geerdet. Der positive Eingang des Rechenverstärkers OP₁₄ ist mit einer Klemme S₁₃ gekoppelt.

Die Widerstände Rg₃» Rg₅ und Rg₇/ der Regelwiderstand R₈₄* der Kondensator C₁₉ und der Rechei
Frequenz-Spannungs-Geber 213.

Kondensator C₁₉ und der Rechenverstärker OP₁₄ bilden den

Die Klemme S₂ von Fig. 3 ist mit Widerständen R₃₃/ R₃₅, ^R-?7' ^R48' ^R49' ^R50 ^un<^ ^R51 ^un(^ ^ei-^ner Klemme S₁₄ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₃₃ ist mit einem Widerstand R₃₄, dem positiven Eingang des Vergleichers CO^ und der Anode einer Diode D₉ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₃₄ ist geerdet. Ferner ist die Katode der Diode D₉ mit dem Ausgang des

Vergleichers CO₃ über einen Widerstand R₃₉ gekoppelt. Der Ausgang des Vergleichers CO₃ ist ferner mit dem anderen Ende des Widerstands R₄₈ und einer Klemme S-,- gekoppelt.

Das andere Ende des Widerstands R₀.- ist mit einem Widerstand R₃,, dem positiven Eingang des Vergleichers CO. und der Anode einer Diode D..- gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₃, ist geerdet. Ferner ist die Katode der Diode D₁₀ mit dem Ausgang des Vergleichers CO. über einen Widerstand R._fi gekoppelt. Der Ausgang des Vergleichers CO. ist ferner mit dem anderen Ende des Widerstands R₄₉ und der Klemme S₁₂ von Fig. über eine Diode D₁₁ gekoppelt.

Das andere Ende des Widerstands R₃₇ ist mit einem Widerstand R₃₈, dem positiven Eingang des Vergleichers COc und einem Widerstand R₄₇ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₃₈ ist geerdet, und das andere Ende des Widerstands R₄₇ ist mit dem Kollektor eines Transistors T₇ gekoppelt, dessen Emitter geerdet und dessen Basis über einen Widerstand R₃₈ mit einer Klemme S₁₆ gekoppelt ist. Ferner ist der Ausgang des Vergleichers CO- mit dem anderen Ende des Widerstands R,-_o und der Basis eines Transistors T₁₂ gekoppelt, dessen Emitter geerdet und dessen Kollektor mit dem anderen Ende des Widerstands R51 ^{und der Klemme S}16 9^ekoPP^{elt ist}·

Die Widerstände R₃₃, R₃₄, R₃₅, R₃₆, R₃₇, R₃₈, R₃₉, R₄₆, R₄₇, R₄₈/ R₄₉r R₅₀r R₅₁ und R₈₈, die Dioden D₉, D₁₀ und D^, die Transistoren T₇ und T₁₂ sowie die Vergleicher CO₃, CO₄ und CO₅ bilden den Drehzahlerfasser 214.

Fig. 7 zeigt den detaillierten Schaltungsaufbau des Klopfsignalspannungs-Umsetzers 211.

Mit der Klemme S₁₄ von Fig. 6 sind Widerstände R₅₂' ^R54' ^R56' R(J₇, Rgg, Rg₈ und R₆₉ sowie eine Klemme S₈ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₅₂ ist mit einem Widerstand R₅₃ und dem Kollektor eines Transistdors T₁₃ gekoppelt. Die Basis

des Transistors T₁₃ ist mit der Klemme S₁₂ von Fig. 4 gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R^, ist mit der Basis eines Transistors T... gekoppelt. Die Emitter der Transistoren T₁₃ und T₁₄ sind geerdet. Ferner ist der Kollektor des Transistors T₁₄ mit dem anderen Ende des Widerstands R₅₄, der Katode einer Diode D₁₆ und einem Widerstand R^c gekoppelt. Die Anode der Diode D₁,- ist über einen Widerstand R^_n mit der

ι ο du

Anode einer Diode D₁₇ und dem negativen Eingang eines Rechenverstärkers OP₁₁ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R_cc ist mit der Basis eines Transistors T_1c gekoppelt, dessen Emitter geerdet und dessen Kollektor mit dem anderen Ende des Widerstands R₅₆ sowie mit einem Widerstand R₆₃ gekoppelt sind. Das andere Ende des Widerstands R₆₃ ist mit der Basis eines Transistors T_ß und einem Widerstand R₇₂ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₇₃ ist mit der Klemme S₁₆ gekoppelt. Ferner ist der Emitter des Transistors T₀ geerdet,

und sein Kollektor ist mit Widerständen R₈₉ und R₇₀ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₇₀ ist geerdet, und das andere Ende des Widerstands Rg₉ ist mit dem anderen Ende des Widerstands R,_g sowie dem negativen Eingang eines Rechenverstärkers OP₁₂ gekoppelt.

Die Klemme S₁,- von Fig. 6 ist mit der Anode einer Diode D₁₂ und einem Widerstand R,_o verbunden. Die Katode der Diode D₁₀ ist mit der Klemme S₁₁ von Fig. 4 gekoppelt. Ferner ist das andere Ende des Widerstands R-._o über eine Diode D₁-, mit einem Widerstand Rg₁/ der Katode einer Diode D₁₄ und dem negativen Eingang des Rechenverstärkers OP₁₁ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R^₁ ist mit der Klemme S₁₀ von Fig. 4 gekoppelt. Ferner ist die Anode der Diode D₁₄ mit dem Ausgang des Rechenverstärkers OP₁₂ über einen Widerstand R₆₅ gekoppelt. Der positive Eingang des Rechenverstärkers OP₁₂ ist mit dem Ausgang des Rechenverstärkers OP₁₁, dem positiven Eingang eines Vergleichers C0_g und einem Widerstand R₇₁ gekoppelt, dessen anderes Ende geerdet ist. Ferner ist der negative Eingang des Vergleichers COg mit dem positiven Eingang des Rechenverstärkers OP₁₁, der Klemme S₁₃ von Fig. 6, dem

Widerstand R₆₈ und einem Widerstand R_g_ gekoppelt, dessen anderes Ende geerdet ist. Der Ausgang des Vergleichers CO _ß ist mit dem anderen Ende des Widerstands R,_c und mit einem

ob

Widerstand R_g. gekoppelt, dessen anderes Ende mit der Katode der Diode D._ gekoppelt ist, deren Anode mit dem negativen Eingang des Rechenverstärkers OP₁₁ und der Anode der Diode D₁,

Il Ib

über den Widerstand Rg₀ gekoppelt ist.

Ferner ist das andere Ende des Widerstands R₅₇ mit den Widerständen R₅₈ und R₅₉ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₅₈ ist geerdet, und das andere Ende des Widerstands R,.. ist mit dem negativen Eingang des Rechenverstärkers OP₁₁ gekoppelt. Der negative Eingang und der Ausgang des Rechenverstärkers OP₁₁ sind durch eine Parallelschaltung aus einem Kondensator C₁₈ und einer Diode D₁₅ überbrückt. Ferner ist der Ausgang des Rechenverstärkers OP₁₁ mit einem Widerstand R₇^ und der Katode einer Z-Diode ZD₄ gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R₇₃ ist mit einem Kondensator C₁₁ und einem Ausgang SIG gekoppelt. Ferner sind die Anode der Z-Diode ZD. und das andere Ende des Kondensators C₁₁ geerdet.

Fig. 8 zeigt den detaillierten Schaltungsaufbau des Bezugsspannungsgebers 203.

Dabei ist eine Klemme V für die Speisespannung (üblicherweise die Batteriespannung) mit einem Widerstand R_g- gekoppelt, dessen anderes Ende mit einem Kondensator C₁₀, der Katode einer Z-Diode ZD₂, einem Dreiklemmenregler 50 (HA17MO8 von Hitachi) und der Klemme S₁ von Fig. 3 gekoppelt ist. Das andere Ende des Kondensastors C₁₀, die Anode der Z-Diode ZD„ und der Dreiklemmenregler 50 sind geerdet. Ferner ist der Ausgang des Dreiklemmenreglers 50 mit einem Kondensator C₁₄, einem Widerstand R₈₅ und der Klemme S₈ von Fig. 4 gekoppelt. Das andere Ende des Kondensators C₁₄ ist geerdet. Das andere Ende des Widerstands R_o_ ist mit einem Widerstand R_o<-, einem

ob ob

Kondensator C₁₅ und dem positiven Eingang eines

Rechenverstärkers OP₁,- gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands R_flg und das andere Ende des Kondensators C. _ς sind geerdet. Ferner sind der positive und der negative Eingang des Rechenverstärkers OP₁₅ durch einen Kondensator C._ miteinander verbunden. Der Ausgang des Rechenverstärkers OP₁₅ ist mit einem Widerstand R₈₇* einem Kondensator C₃₀, dem negativen Eingang des Rechenverstärkers OP..,- und der Klemme S_q von Fig. 4 gekoppelt. Das andere Ende des Widerstands Rg₇ und des Kondensators C₃₀ sind geerdet.

Die Widerstände Rg₅/ ^Rog und Rg-, die Kondensatoren C₁₄, C₁₇ und C₂₀ sowie der Rechenverstärker OP₁₅ bilden den Bezugsspannungsgeber 203.

Nachstehend wird die Funktionsweise der Klopfregelungsstufe erläutert.

Wenn ein Signal (A) von Fig. 9 an den IG-Eingang von Fig. 5 angelegt wird, wird aufgrund des Hochpegels dieses Signals der Transistor T_g stromführend, und der Transistor T₁₀ wird gesperrt. Wenn der Transistor T₁₀ gesperrt ist, ist für den Kondensator C₁₃ ein Stromweg, umfassend die Versorgungsklemme S₁, die Widerstände R₇₈ und R₇₉, den Kondensator C₁₃ und die Basis des Transistors T₁₁, gebildet. Andererseits wird aufgrund des Niedrigpegels des Basissignals der Transistor T_q gesperrt und der Transistor T₁₀ stromführend, so daß ein Stromweg, umfassend die Versorgungsklemme S₁, den Widerstand Rg₀/ den Kondensator C₁₃, den Widerstand R₇₉* die Diode D_g, den Transistor T_1Q, den Widerstand R₈₃ und Erde, gebildet ist. Die beiden Stromwege bilden einen Lade- und einen Entladekreis für den Kondensator C₁₃, und am Kollektor des Transistors T_{11 w}ird ein Impuls mit einer Impulsdauer t.. , der mit dem Zündzeitpunkt gemäß (B) in Fig. 9 synchronisiert ist, erzeugt. Dieses Signal wird der Basis des Transistors T₁ i_m zündgeräusch-Sperrglied 202 zugeführt zur Bildung eines Zündgeräusch-Sperrsignals, und das Signal wird ferner der Basis des Transistors T- im Maskierglied 210 zugeführt zur Durchführung der Zündgeräusch-

Sperrfunktion. Fig. 9(A) zeigt den Verlauf des Zündzeitpunktsignals, das tatsächlich das Basissignal zum Leistungstransitor 503 in der kontaktlosen Zündstufe 500 ist, die noch erläutert wird. Der Leistungstransistor 503 wird durch den Hochpegel des Basissignals stromführend, und er wird durch den Niedrigpegel des Basissignals gesperrt. In dem Intervall zwischen dem Ein- und Ausschalten des Transistors wird in der Zündspule ein Zündfunke erzeugt. Das Signal 9(B) ist das Ausgangssignal unveränderlicher Impulsdauer vom monostabilen Kippglied 212, dem das Basissignal zugeführt wird, so daß es durch seinen übergang vom Hochpegel zum Niedrigpegel umkippt unter Erzeugung eines Impulssignals der unveranderlichenlmpulsdauer t... D. h., das Signal (B) ist die Wellenform am Kollektor des Transistors

Eine Erhöhung der Ausgangsimpedanζ der Klopfregelungs-Einrichtung bewirkt die Überlagerung von Störgeräuschen. Typisch für Störgeräusche sind Zündgeräusche (Ig-Geräusch, das synchron mit dem Zündzeitpunkt erzeugt wird).

Nachstehend wird das Zündgeräusch in der Einrichtung erläutert.

Die Basis des Leistungstransistors 503 ist von einem Impuls gemäß Fig. 9(A) ansteuerbar. Der Leistungstransistor 503 wird stromführend, wenn der Impuls den Hochpegel annimmt, und wird gesperrt, wenn der Impuls den Niedrigpegel annimmt. Im Verlauf der Umschaltung zwischen den beiden Zuständen, oder wenn der Transistor 503 gesperrt ist, steigt die Sekundärspannung in der Zündspule sehr schnell an, und es werden Primärstörungen erzeugt. Ferner bewirkt der Anstieg der Sekundärspannung den Durchbruch der Isolierung der Luftschicht der Zündkerze, und es erfolgt die Zündung. Diese Zündung führt zu Sekundärstörungen. Die Sekundärstörungen umfassen Störungen infolge eines kapazitiven Entladestroms, der während der Anfangsperiode der Zündung fließt, und infolge eines induktiven Entladungsstroms, der wahrend der anschließenden Periode fließt. Die letztgenannte Störung ist eine starke Störquelle in den Sekundärstörungen.

Wenn die Eingangsimpedanζ erhöht wird, werden die Primärstörungen und die Sekundärstörungen (also das Geräusch der ersteren) dem Ausgangssignal des Klopffühlers als Störgeräusch überlagert, wodurch die Erkennung des Klopfsignals beeinträchtigt wird.

Solche Störgeräusche müssen beseitigt werden. Diese Störgeräusche dauern etwa 50-60 /is. Es ist also erforderlich, das Ausgangssignal des Klopffühlers während dieses Zeitraums zu maskieren bzw. zu verdecken. Zu diesem Zweck ist das Zündgeräusch-Sperrglied 202 vorgesehen. Die tatsächliche Maskierungsdauer ist jedoch auf eine Periode voreingestellt, die ausreichend langer als die Periode der Störungsdauer ist, z. B. auf ca. 0,8 ms.

Wenn somit ein Signal nach Fig. 9(C) vom Klopffühler 100 erzeugt wird, wird die Amplitude des Signals (D) verringert infolge der Widerstandsteilung durch die Widerstände R₁ und R~ und wird dann dem Zündgeräusch-Sperrglied 20 2 zugeführt. Das vom Klopffühler 100 erfaßte Signal schwankt zwischen positiv und negativ in bezug auf einen als Referenz dienenden Gleichspannungspegel Null. Das Zündgeräusch-Sperrglied 202 führt die Zündgeräusch-Sperrfunktion hauptsächlich durch den Transistor T₁ durch. Dieser wird aufgrund des Ausgangssignals vom monostabilen Kippglied 212 stromführend bzw. gesperrt. Das monostabile Kippglied 212 wird durch die abfallende Flanke des Basissignals des Leistungstransistors 503 gemäß Fig. 9(A) angesteuert, so daß ein Impuls mit der Maskierungs-Periode erzeugt wird. Fig. 9(B) zeigt dieses Ausgangssignal des monostabilen Kippglieds 202, und die Periode t₁ repräsentiert die Maskierungsperiode. Der Transistor T₁ wird nur während des Intervalls t.. stromführend, in dem der Ausgang des monostabilen Kippglieds 212 "1" wird. Während des Intervalls t.. wird also der Ausgang des Klopffühlers nach Erde kurzgeschlossen, so daß dem Rechenverstärker OP₁ kein Eingangssignal zugeführt und der Maskierungseffekt zur Maskierung der Zündgeräusche erzeugt wird.

Das Zündger'äusch-Sperrglied 202 erzeugt ein Signal (E) von Fig.

Das Signal (E) wird im Rechenversfärker OP. verstärkt und dann einer Gegenkopplung durch den Bezugsspannungsgeber 203 unterzogen, so daß ein Signal (F) von Fig. 9 als Gleichspannungspegel-Signal (3,0 V) am Ausgang des Rechenverstärkers OP₁ erzeugt wird.

Der Verstärkungsfaktor G des Rechenverstärkers OP- ist gegeben durch

Das Signal (E) von Fig. 9 wird dem Bandpaß 204 zugeführt.

Der Bandpaß 204 filtert das Klopfsignal aus (d. h. dämpft die übrigen Signale) und erzeugt es an seinem Ausgang, d. h. die Schaltung hat eine Charakteristik, die bei höheren Frequenzen als derjenigen des Klopfsignals aufgrund von Klopfen geringfug ig dämpft.

Im Einweg-Gleichrichter 205 wird nur die positive Komponente einweggleichgerichtet durch die Dioden D₁ und D₂ und wird dem Klopfsignal-Blockierglied 206 zugeführt. Nach Durchgang durch das Klopfsignal-Blockierglied 206 wird das Signal in einem Integrierglied, das durch den Widerstand R₄₀ und den Kondensator C₁₆ des Hintergrundpegel-Fühlers 207 gebildet ist, integriert und geglättet, vom Rechenverstärker OP^₀ verstärkt und dem Vergleicher 208 zugeführt.

-'■20'-

Der Verstärkungsfaktor G1 des Einweg-Gleichrichters 205 ist gegeben durch

Gl =

^R25

(D

27

und der Verstärkungsfaktor G2 des durch die Widerstände R.. und R₄₅ sowie den Rechenverstärker OP.» gebildeten Verstärkers ist gegeben durch

G2 = 1 +

^V45

(2)

44

In bezug auf den Verstärkungsfaktor G3 des Integrierglieds, das durch den Widerstand R₄₀ und den Kondensator C₁₆ gebildet ist und auf das zugeführte einweggleichgerichtete Signal anspricht, gilt, wenn E die Einweg-Spitzenspannung darstellt:

^40 dt c

mit t. <_ t < t : A = Esin ((Jt)

t_± < t < t₂ : B = 0

Daher ist die Klemmenspannung V (t) des Kondensators gegeben durch

^Vcl^(t» -

■isin(iDt) - ü)C₁₆R_4Osin(üit) V

^C16^R40

(4)

3A16358

mit t < t < t.
υ — —

V_c2(t) = V_cl(t₂)e " « (j)

Im eingeschwungenen Zustand erhält man somit ^Vcl^(t0⁾ = ^vc2^(t2>

Daher ist V ^t_n) gegeben durch

16 40 , e -1

(6)

Wenn man C₁₆R₄₀ (= 50 ms oder mehr) und f (= 5 kHz oder mehr) in Gleichung (6) substituiert, erhält man

V_cl(t₀) = E-G₂ « EA (7)

Mit anderen Worten erhält man folgende Beziehung hinsichtlich der Absolutwertspannung (der Klemmenspannung des Kondensators ^C16> ^Vc1⁽V^!

E = k · V_cl(t₀).

Wenn V_n die am Bandpaß 204 erzeugte Signalspannung ist, so ist die vom Hintergrundpegel-Fühler 207 erzeugte Hintergrundspannung V _GL gegeben durch

^VBGL = V_B - k · G1 · G2 (8).

Das Klopfsignal-Blockierglied 206, das für die Einrichtung wesentlich ist, wird nachstehend erläutert.

3A16358

Zuerst wird das Signal (P) von Fig. 9, das im Rechenverstärker OP. des Verstärkers 201 erzeugt wird, dem Bandpaß 204 zugeführt, so daß das Klopfsignal hervorgehoben wird, und ein Signal (G) von Fig. 9 wird vom Rechenverstärker OP. des Bandpasses 204 erzeugt. Das Ausgangssignal des Bandpasses 204 wird dem Einweg-Gleichrichter 205 zugeführt. Dieser liefert an das Klopfsignal-Blockierglied 206 und den Hintergrundpegel-Fühler 207 ein Signal, das um einen gegebenen Betrag verstärkt und einweggleichgerichtet wurde entsprechend (H) von Fig. 9.

In dem Hintergrundpegel-Fühler 207 wird das angelegte Signal integriert und geglättet durch das Integrierglied aus dem Widerstand R_An und dem Kondensator C₁ _c und wird dann mit einem Verstärkungsfaktor G2 durch den Rechenverstärker OP.» verstärkt. Das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP₁₀ ist ein Hintergrundpegel-Signal. Dieses dient als Aktivierungssignal für das Klopfsignal-Blockierglied 206.

In dem Klopfsignal-Blockierglied 206 wird das Klopfsignal durch die Transistoren T₂ und T- bei einer Hintergrundspannung blockiert. Es ist bekannt, daß bei einer Maskierung des ganzen Klopfsignals (das einen bestimmten Spannungswert übersteigt) die Hintergrundspannung übermäßig verringert werden würde, so daß ein Nicht-Klopfsignal als Klopfen erkannt werden würde. Wenn dagegen eine Hintergrundspannung aus dem ein Klopfsignal enthaltenden Signal erzeugt wird, wird die Hintergrundspannung übermäßig erhöht, so daß es unmöglich ist, das Klopfen exakt zu bestimmen. Um diese Nachteile auszuschalten, wird das Klopfsignal bei dem Hintergrundsignal blockiert, so daß das Hintergrundsignal den richtigen Wert annimmt. Mit anderen Worten wird die Hintergrundspannung aus einem Wert, bei dem das Klopfsignal blockiert ist, erzeugt.

Während der Startperiode des Motors ist jedoch das Hintergrundsignal die Bezugsspannung (3 V) plus 0 V im Klopfsignal-Blockierglied 206. Infolgedessen umfaßt, wenn das Klopfsignal

bei der Hintergrundspannung auch während der Startperiode blockiert ist, die Hintergrundspannung immer nur die Bezugsspannung und kann nicht weiter ansteigen. D. h., Die Klopfregelungsstufe 200 selbst wird nicht aktiviert. Somit ist die Klopfregelungsstufe 200 bei der: Aktivierungsspannung des Klopfsignal-Blockierglieds 206, die aus der Bezugsspannung (3 V) plus 0,7 V besteht, aktivierbar. Wenn also die Hintergrundspannung geringer als die Bezugsspannung (3 V) plus 0,7 V ist, wird das Klopfsignal-Blockierglied 206 nicht aktiviert, und damit wird bei der Erzeugung der Hintergrundspannung das ganze Signal genutzt. Wenn also der gemittelte Wert des Ausgangssignals des Einweg-Gleichrichters 205 die Bezugsspannung (3 V) plus 0,7 V übersteigt, wird das vom Einweg-Gleichrichter 205 erzeugte Signal, dessen Wert höher als die Bezugsspannung (3 V) plus 0,7 V ist, gemäß (I) in Fig. 9 blockiert.

Wenn also die Hintergrundspannung die Bezugsspannung (3 V) plus 0,7 V übersteigt, wird das Klopfsignal-Blockierglied 206 aktiviert, und ein Hintergrundsignal wird durch das blockierte Signal erzeugt.

Infolgedessen werden das vom Hintergrundpegel-Fühler 207 und das vom Bandpaß 204 erzeugte Signal im Vergleicher 208 verglichen entsprechend (J) in Fig. 9. Der Vergleicher CO„ im Vergleicher 208 erzeugt ein Rechtecksignal entsprechend (K) von Fig. 9. Dieses Impulssignal wird dem Klopfsignalspannungsümsetzer 211 durch das Maskierglied 210 zugeführt.

In dem Maskierglied 210 wird der Transistor T. durch das Ausgangssignal des monostabilen Kippglieds 212 stromführend, so daß der Ausgangsstrom des Vergleichers 208 durch den Transistor T₄ zu Masse fließt und maskiert wird. Wenn der Transistor T₄ gesperrt ist, wird das Ausgangssignal des Vergleichers 208 dem Transistor T₅ durch die Diode D,- zugeführt, und der Transistor Tr wird stromführend.

In dem Klopf s.ignalspannungs-Umsetzer 211 von Fig. 7 bilden der Rechenverstärker OP₁ _Λ, der Kondensator C₁₀ und die Diode D_1C

Il Io Ij

ein Ausgangsintegrierglied, und der Rechenverstärker OP.₂, die Widerstände R₆₅» Rgg und R₃₇ sowie die Diode D₁₄ bilden ein Höchstspannungs-Blockierglied. Ferner bilden der Vergleicher CO₁-f die Widerstände R₆₇* R₆₄ und R₇₁ sowie die Diode D₁₇ ein Niedrigstspannungs-Blockierglied.

Aufgrund des Ausgangssignals des Vergleichers 208 bzw. des Klopfsignals wird der Transistor T₁- synchron mit dem Klopfsignal stromführend. Wie aus (K) in Fig. 9 hervorgeht, wird während der Periode der Klopfsignal-Impulsdauer t₀ (ca. 40-70 /as) der Transistor T₅ stromführend, und ein Strom i.. fließt vom Rechenverstärker OP₁₁ durch den Kondensator C₁₀

^{11 18}, den

Widerstand R_g1 und den Transistor T₅ nach Erde. Zu diesem Zeitpunkt beträgt die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP₁₁ 3,0 V.

Zu diesem Zeitpunkt wird somit die Spannungsanstiegsrate je Impuls (Spannungsanstieg/Impuls) V₁ des Rechenversdtärkers OP₁₁ erhalten aus

• _ 3.0

da ^V₁ = -i- t₀

Dabei bezeichnet die Kapazität C die Kapazität des Kondensators C₁₈. Wie aus der Gleichung (10) ersichtlich ist, steigt die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP₁₁ proportional zu der Anzahl Klopfimpulse an.

Die Zenerspannung der Z-Diode ZD. beträgt 6 V. Ferner führt der negative Eingang des Rechenverstärkers OP₁₁ -3 V. Infolgedessen nimmt jedesmal, wenn dem Rechenverstärker OP₁₁ vom Vergleicher 208 ein Impuls zugeführt wird, die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP₁₁ mit folgender Spannungsabfallrate (Spannungsabfall/Periode) AV₂ ab:

.: _ 6 - 3.0 ₍₁₁₎

^{2 R}59 ^R57

Daher gilt

^ΔΥ2 = "If- *1 (12)

Die Spannungsabfallrate ^vV₂ ist auf ca. 1/50 der Spannungsanstiegsrate A-V₁ voreingestellt im Hinblick auf das Leistungsverhalten des Motors wie Motordrehmoment und Leistung. Das Ausgangssignal des Ausgangsintegrierglieds ist derart blockiert, daß sein Höchstwert bei der Blockierspannung des Höchstwert-Blockierglieds und sein Niedrigstwert bei der Blockierspannung des Niedrigstwert-Blockierglieds blockiert ist.

Das Ausgangsintegrierglied ist so ausgelegt, daß während der Startperiode des Motors der Transistor T. durch die Ausgangsspannung des 350-U/min-Erfassungsglieds des Drehzahlerfassers 214 stromführend wird und das Ausgangssignal des Vergleichers 208 maskiert wird, so daß ein bestimmter Zündverstellwinkel-Verlauf (Vorverstellwinkel) erhalten wird. Gemäß diesem Zündverstellwinkel-Verlauf erzeugt das Ausgangsintegrierglied des Klopfsignalspannungs-ümsetzers 211 einen Befehl, und das Verzögerungsglied 502 bewirkt die eigentliche Vorverstellung (Verzögerung) des Zündverstellwinkels. Dieses Verzögerungsglied 50 2 kann von dem Typ sein, wie er in der eigenen US-Patentanmeldung Serial-Nr. 80202 vom 1. Oktober 1979 angegeben ist.

Nachstehend wird die Funktionsweise des Verzögerungsglieds erläutert.

Normalerweise ist der Zündzeitpunkt-Verlauf relativer Art und ist durch den Verteiler und einen bestimmten Betriebsmodus gegeben, der durch das verwendete Zündsystem bestimmt ist. Eine maximale Verzögerungscharakteristik für Klopfen ist ebenfalls vorbestimmt, so daß diese Charakteristik beim Auftreten von Klopfen angewandt wird. Fig. 10 zeigt die Zündvor- und Zündnachverstell-Charakteristik; dabei zeigt die Vollinie eine Niedrigstverzögerungs-Charakteristik (Niedrigst-Blockierspannung) in einem bestimmten Betriebsmodus, und die Strichlinie zeigt eine Höchstverzögerungs-Charakteristik (Höchst-Blockierspannung) unter Klopfbedingungen. Bei Niedrigdrehzahlen des Motors, die z. B. unter 350 ü/min liegen, erfolgt die Klopfregelung derart, daß die durch die Zündzeitpunkt-Charakteristik bestimmte maximale Vorverstell-Charakteristik angewandt wird. Der Grund für die Verwendung dieser Charakteristik liegt darin, daß der Motor beim Anlassen positiv gestartet werden soll. D. h., wenn während des Anlassens des Motors der Zündzeitpunkt verzögert wird, wird ein Gegendrehmoment erzeugt, und die auf den Anlasser wirkende Last steigt stark an. Infolgedessen wird der Antriebsstrom des Anlassers übermäßig erhöht, und der Motor springt nicht an, so daß ein Fehlstart resultiert. Um einen solchen Fehlstart zu verhindern, wird während des Anlasserbetriebs bei z. B. weniger als 350 U/min die durch die Zündzeitpunkt-Charakteristik bestimmte maximale Vorverstell-Charakteristik angewandt.

Fig. 10 zeigt die Charakteristik des Verzögerungsglieds 502, das zur Erzielung der vorgenannten Aufgaben erforderlich ist. Das Verzögerungsglied hat eine Verzögerungscharakteristik in Form eines Neigungsverlaufs mit unveränderlichem Winkel in bezug auf das Ausgangssignal des Ausgangsintegrierglieds im Klopfsignalspannungs-Umsetzer 211 oder die Ausgangsspannung des Rechenverstärkers OP₁₁. d. h., es ist so ausgelegt, daß der

Zündzeitpunkt um einen vorbestimmten Winkel in jedem Zyklus vorverlegt wird, während die Verzögerung nach Maßgabe der Anzahl Klopfimpulse erfolgt.

Nachstehend wird die Funktionsweise des Ausgangsintegrierglieds erläutert, das das vorgenannte Verzögerungsglied 502 steuert, und insbesondere dessen Startfunktion, die eine Startfunken-Vorverstellcharakteristik liefert.

Wenn der Motor durch den Anlasser gestartet wird und die Drehzahl unter 350 U/min liegt, erzeugt der Vergleicher CO₃ von Fig. 6 ein Hochpegel-Ausgangssignal, und der Transistor T₄ wird durch das Ausgangssignal CO₃ über die Diode D₁₂ und den Widerstand R₃₉ stromführend. Wenn der Transistor T₄ stromführend ist, wird das Ausgangssignal (Klopferfasssungssignal) des Vergleichers CO. im Vergleicher 208 von Fig. 3 maskiert. Infolgedessen wird der Zündzeitpunkt nicht um das Klopfsignal (das das Störsignal einschließt) verzögert. Ferner wird das Ausgangssignal des Vergleichers CO.. dem Ausgangsintegrierglied des Klopfsignalspannungs-Umsetzers 211 von Fig. 7 durch den Widerstand Rg₂ und die Diode D₁₃ zugeführt, wodurch die Höchstverzögerungs-Charakteristik beim Starten gemäß der Strichlinie von Fig. 10 gewählt wird.

Nachstehend werden der Frequenz-Spannungs-Geber 213 und der Drehzahlerfasser 214 von Fig. 6 erläutert. Der Transistor T, des Frequenz-Spannungs-Gebers 213 wird aufgrund der Ausbildung von zwei Bedingungen stromführend, nämlich, daß das Ausgangssignal des monostabilen Kippglieds 212 den Hochpegel annimmt und der Transistor T_g gesperrt wird. Somit wird der Transistor T_fi durch den Impuls mit der Dauer t. gemäß (B) von Fig. 9 stromführend. Die Dauer dieses Impulses ist der Motordrehzahl proportional, und somit wird der Transistor T_g nach Maßgabe der Motordrehzahl stromführend bzw. gesperrt. Die Spannung (ca. 1,7 V) am Verbindungspunkt der Widerstände Rg₇ und T_fi„ wird dem positiven Eingang des Rechenverstärkers OP... zugeführt. Wenn der Transistor T_g stromführend ist, wird ein Strompfad,

umfassend den Kondensator C._q, den Widerstand R_fl4, den Transistor T_g und Erde, vom Ausgang des Rechenverstärkers OP₁₄ aus gebildet, und der Kondensdator C.» lädt sich auf. Wenn der Transistor T, gesperrt wird, fließt die Ladung des Kondensators C.g zum Widerstand R₈-. Der Rechenverstärker OP₁₄ erzeugt ein Ausgangssignal entsprechend der Differenz zwischen den an seinen positiven und seinen negativen Eingang angelegten Spannungen, und sein Ausgangssignal wird dem negativen Eingang der Vergleicher CO₃ bzw.CO₄ bzw. CO₅ zugeführt. Eine durch die Spannungsteilungsfunktion der Widerstände R₃₃ und R₃₄ erzeugte Festspannung (2,0 V) wird an den positiven Eingang des Vergleichers C0_ angelegt. Dann wird die 1,7 V übersteigende Spannung, die der Motordrehzahl entspricht, dem negativen Eingang des Vergleichers CO₃ zugeführt und mit der Festspannung von 2 V verglichen. Das Ausgangssignal des Vergleichers CO₃ nimmt den Niedrigpegel an, wenn die Drehzahlspannung höher als 2 V ist, und nimmt den Hochpegel an, wenn die Drehzahlspannung unter 2 V liegt. Die Spannung von 2 V, die eine Bezugsspannung ist, entspricht Niedrigdrehzahlbetrieb. Insbesondere ist die der Spannung von 2 V entsprechende Motordrehzahl auf 350 U/min voreingestellt. Infolgedessen nimmt das Ausgangssignal des Vergleichers CO₃ nur dann den Hochpegel an, wenn die Motordrehzahl unter 350 U/min liegt.

Andererseits wird eine durch die Spannungsteilungsfunktion der Widerstände R₃₅ und R₃₆ erzeugte Festspannung (3,0 V) dem positiven Eingang des Vergleichers CO. zugeführt. Die Spannung, die höher als 1,7 V ist und der Motordrehzahl entspricht, wird dem negativen Eingang des Vergleichers CO₄ zugeführt und mit der Festspannung von 3 V verglichen. Das Ausgangssignal des Vergleichers CO₄ nimmt den Niedrigpegel an, wenn die Drehzahlspannung 3 V übersteigt, und nimmt den Hochpegel an, wenn die Drehzahlspannung unter 3 V liegt. Die Bezugsspannung von 3 V entspricht Hochdrehzahlbetrieb. Insbesondere ist die der Spannung von 3 V entsprechende Motordrehzahl auf 2000 U/min voreingestellt. Infolgedessen nimmt der Ausgang des Vergleichers CO₄ nur dann den Hochpegel an, wenn die

Motordrehzahl unter 2000 U/min liegt. Wenn die Drehzahl unter 2000 U/min liegt, wird der Transistor T₀ des

Klopfsignalspannungs-Umsetzers 211 von Fig. 7 stromführend. Wenn dies der Fall ist, verringert sich die dem negativen Eingang des Rechenverst^ärkers OP₁₂ zugeführte Spannung im Vergleich zu der Spannung, die bei gesperrtem Transistor T₀

anliegt. Es ist zu beachten, daß der Zweck der Diode D_1n und des Widerstands R._g die Bildung einer Hysterese-Charakteristik ist; da nämlich der Klopfsignalspannungs-Umsetzer 211 einige Zeit benötigt, um auf die Drehzahl von 2000 ü/min anzusprechen, und die Motordrehzahl während dieses Intervalls etwas ansteigt, wird ein Ausgangssignal erzeugt, das diese Drehzahlerhöhung berücksichtigt.

Andererseits wird das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP₁. des Frequenz-Spannungs-Gebers 213 von Fig. 6 dem negativen Eingang des Vergleichers CO^ zugeführt. Eine durch die Spannungsteilungsfunktion des Serienwiderstands der Widerstände R₃₇ und R₃₈ erzeugte Festspannung (5,0 V) wird dem positiven Eingang des Vergleichers CO₅ zugeführt. Die 1,7 V übersteigende Spannung, die der Motordrehzahl entspricht, wird, dem negativen Eingang des Vergleichers CO₅ zugeführt und mit der Festspannung von 5 V verglichen. Das Ausgangssignal des Vergleichers CO₁. nimmt den Niedrigpegel an, wenn die Drehzahlspannung 5 V übersteigt, und nimmt den Hochpegel an, wenn sie unter 5 V liegt. Die Bezugsspannung von 5 V entspricht Hochdrehzahlbetrieb. Insbesondere ist die der Spannung von 5 V entsprechende Motordrehzahl auf 3800 U/min voreingestellt. Infolgedessen nimmt das Ausgangssignal des Vergleichers CO₁. nur dann den Hochpegel an, wenn die Motordrehzahl unter 3800 U/min liegt. Während der Zeit, in der das Ausgangssignal des Vergleichers CO₅ den Hochpegel hat, wird der Basisstrom des Transistors T„ im Klopfsignalspannungs-Umsetzer 211 von Fig. 7 vom Transistor T₁₅ abgezogen. Dies erfolgt wegen des Einschaltens des Transistors T^ durch das Ausgangs signal des Vergleichers CO₅. Wenn also die Motordrehzahl 3800 U/min übersteigt, nimmt das Ausgangssignal des Vergleichers CO₅ den Niedrigpegel an, und

der Transistor T₁₂ wird gesperrt. Infolgedessen nimmt die der Basis des Transistors T„ zugeführte Spannung den Hochpegel an, und der Transistor T₀ wird stromführend. Wenn der Transistor T₀

O

stromführend ist, wird die dem negativen Eingang des Rechenverstärkers OP-₂ zugeführte Spannung gegenüber der bei gesperrtem Transistor T_ft anliegenden Spannung verringert.

Nachstehend wird das Sicherheitsglied 209 von Fig. 4 erläutert. Dieses erfaßt einen ünterbrechungs- oder ein Kurzschlußzustand und entscheidet, ob ein Hintergrundsignal vorliegt. Zuerst wird das Ausgangssignal des Einweg-Gleichrichters 205 durch den Rechenverstärker OP_ und die Widerstände R₁„ und R₂₀ etwa um das Zehnfache verstärkt. Wenn also dieser Verstärkungsfaktor durch S. dargestellt ist, wird folgendes angenommen:

Der Zweck dieser Verstärkung ist die Erhöhung der Auflösung. Wenn kein Klopfen vorliegt, wird ein kleines Signal erzeugt, und dieses wird verstärkt, um einen Fehler im Klopffühler zu erfassen. Das verstärkte Signal wird mit einer Festspannung (4,0 V) verglichen und als Impulssignal erzeugt.

Wenn ein Unterbrechungszustand im Klopffühler 100 vorliegt, wird am Vergleicher CO₀ kein Ausgangssignal erzeugt. Im Normalzustand nimmt das Ausgangssignal des Vergleichers CO₂ den Hochpegel an aufgrund des Ausgangssignal vom Einweg-Gleichrichter 205. Der Kondensator C_g wird durch das Ausgangssignal des Vergleichers CO₂ aufgeladen. Infolgedessen ist die Spannung am Verbindungspunkt des Kondensators C_Q und des Widerstands R₀₀

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immer hoch. Aufgrund dieser Spannung wird der Transistor T₁., stromführend, und der Transistor T₁₄ wird gesperrt. Wenn der Transistor T₁₄ gesperrt ist, arbeiten der Widerstand R_gQ und die Diode D^ nicht. D. h., es geschieht nichts, wenn der Klopffühler 100 normal funktioniert.

Wenn im Klopffühler 100 ein Fehlerzustand auftritt, erzeugt der Vergleicher C0„ kein Ausgangssignal (Unterbrechungsfehler) oder nur gelegentlich ein Ausgangssignal (Kurzschlußfehler). Wenn der Klopffühler 100 auf diese Weise fehlerhaft arbeitet, ist der Kondensator C„ nicht geladen. Infolgedessen ist die Spannung am Verbindungspunkt zwischen dem Kondensator C_g und dem Widerstand Rg₉ immer niedrig. Daher ist der Transistor T-₃ von Fig. 7 gesperrt, so daß aufgrund des Sperzustands des Transistors T₁- der Transistor T-. stromführend und der Transistor T₁₅ gesperrt ist.

Der Transistor T-. wird ebenfalls aufgrund des Ausgangssignals von dem 2000 U/min-Erfassungskreis (Ausgangssignal der Diode D₁₁ von Fig. 6) stromführend gemacht bzw. gesperrt. Wenn also die Motordrehzahl unter 2000 U/min liegt, wird an der Diode D₁₁ ein Hochpegel-Ausgang erzeugt, und somit wird das Sicherheitsglied 209 aktiviert. Wenn die Motordrehzahl.unter 2000 U/min liegt und die Klemmenspannung des Kondensators C_g niedrig ist, wird der Transistor T₁₃ gesperrt und der Transistor T-. stromführend. In diesem Fall fließt ein Strom durch den Widerstand R_ß0 und die Diode D_1g. Infolgedessen bewirkt der Kondensator C₁₀, daß das Ausgangssignal des Rechenverstärkers OP₁₁ den Hochpegel annimmt. Gleichzeitig wird der Transistor T_g stromführend, und der Zündzeitpunkt wird auf den größten Verzögerungswinkel verzögert.

Bei der angegebenen Einrichtung besteht also keine Gefahr, daß der Hintergrundpegel durch irgendein Klopfsignal geändert wird.

Durch die Einrichtung wird somit die Genauigkeit der Klopferfassung erheblich verbessert.

Claims

Ansprüche

f 1.JKlopfregelungs-Einrichtung für Brennkraftmaschinen, mit — einem Verstärker, der ein von einem Klopffühler zur Erfassung von Schwingungen des Motors erzeugtes Signal verstärkt,

einem Bandpaß, der einen Klopffrequenzbereich eines Ausgangssignals des Verstärkers durchläßt, einem Einweg-Gleichrichter, der das Ausgangssignal des Bandpasses einweggleichrichtet, und einem ersten Glied zur Mittelung und Verstärkung eines Ausgangssignals des Einweg-Gleichrichters um einen vorgegebenen Betrag, so daß ein Ausgangssignal des Bandpasses mit einem Ausgangssignal des ersten Glieds verglichen wird unter Erzeugung eines Signals zur Verzögerung des ZündZeitpunkts nach Maßgabe der Klopfstärke, gekennzeichnet durch

ein Blockierglied (206), das das Ausgangssignal des Einweg-Gleichrichters (205) bei einer eine vorbestimmte Spannung übersteigenden Hintergrundspannung blockiert.
2. Einrichtung nach Anspruch 1,

dadurch gekennzeichnet,

daß die vorbestimmte Spannung eine Bezugsspannung plus 0,7 V

ist.

81-A8647-O3-Schö