DE3347456C2 - - Google Patents

Description

Die Erfindung geht aus von einem Verfahren zur Verar­ beitung des Winkelfluktuationsrauschens in einem Monopulsradar sowie einem Monopuls-Radarempfänger, in dem dieses Verfahren zur Anwendung kommt.

Ein Monopuls-Radarsystem ist bekanntlich ein Verfolgungs­ radar, das auf dem Vergleich von zwei oder mehr verschie­ denen Antennendiagrammen beruht, die auf dasselbe Ziel gerichtet sind. Es liefert einen Meßwert für den Ablage­ winkel zwischen der sich von der Radaranlage zum erfaßten Ziel erstreckenden Achse und der Achse der beiden vergli­ chenen Antennendiagramme. Es können eine oder mehrere Messungen vorgenommen werden, z. B. Höhenwinkel- und/oder Seitenwinkelmessungen. Die empfangsseitigen Antennendia­ gramme werden in wenigstens zwei Empfangskanälen ausge­ wertet, die als "Summenkanal" zur Verarbeitung eines Summensignals und als "Differenzkanal" zur Verarbeitung eines Differenzsignals für die betrachtete Bezugsebene (z. B. Höhenwinkel oder Seitenwinkel) bezeichnet werden.

Wenn sich das Ziel in der betrachteten Ebene nicht auf der Antennenachse befindet, empfangen die beiden Empfangskanä­ le verschiedene Signale, und durch Vergleichen der empfan­ genen Signale kann die Lage des Ziels in bezug auf die Antennenachse bestimmt werden. Es ist keine leichte Auf­ gabe, zwei Signale unterschiedlicher Amplitude und Phase miteinander zu vergleichen, und es wird in der Praxis stets angestrebt, eine Annäherung an einen der beiden folgenden Fälle vorzunehmen, die zwei Arten der Monopuls- Verarbeitung entsprechen:

• - "Phasen-Monopuls", d. h. die verglichenen Signale haben möglichst gleiche Amplituden, aber variable relative Phasen;
• - "Amplituden-Monopuls", d. h. die miteinander vergliche­ nen Signale haben möglichst gleiche Phasen, aber variab­ le relative Amplituden.

Zur Vereinfachung sind die nun folgenden Betrachtungen auf eine Ebene bezogen; sie gelten jedoch allgemein.

Es soll zunächst angenommen werden, daß ein punktförmiges Ziel vorliegt, das also aus einem einzigen reflektieren­ den Punkt besteht, und daß dieses Ziel eine Winkelablage R gegenüber der Antennenachse aufweist.

Wenn eine Verarbeitung der zweiten Art vorgenommen wird, also "Amplituden-Monopuls", so empfängt der Summenkanal das Signal und der Differenzkanal das Signal , wobei diese Signale gleichphasig sind oder entgegengesetzte Phasenlage haben und folgende Vektorbeziehung erfüllen:

worin g ein Proportionalitätskoeffizient ist.

Durch Normalisierung des Ablagewinkels R gegenüber einem Winkel R₀ für den ||=|| , so wird folgende Beziehung erhalten:

worin der normalisierte Ablagewinkel ist.

Mit ε₀ wird der Ablagemessungs-"Rauschoperator" bezeich­ net, der in bekannter Weise durch das Verhältnis (1) des Skalarproduktes aus Summenvektor und Differenzvektor zum Quadrat des Betrages des Summenvektors definiert ist:

Wenn für ein punktförmiges Ziel keine störenden Rausch­ quellen vorhanden sind, so ist der Ablagemessungs-Rausch­ operator ε₀ gleich .

Wenn aber das Ziel aus einer Mehrzahl N von hellen Punk­ ten Mi besteht, wobei i zwischen 1 und N beträgt, so kön­ nen die Abtastwerte des Summenvektors und des Differenz­ vektors folgendermaßen geschrieben werden:

In diesen Beziehungen (2) und (3) ist a_i die Amplitude und ϕ_i die Phase des elementaren Summensignals, welches dem hellen Punkt Mi entspricht, während _i der normali­ sierte Ablagewinkel jedes hellen Punktes Mi gegenüber der Antennenachse ist.

Die elementaren Parameter a_i und _i zeigen nur eine sehr langsame zeitliche Entwicklung. Die elementare Phase ϕ_i zeigt jedoch eine schnelle Entwicklung. Sie variiert um 2 π, wenn die Entfernung des hellen Punktes Mi von der Antenne sich um λ/2 verändert, worin λ die Wellenlänge des gesendeten Signals ist.

Die durch den Ablagemessungs-Rauschoperator ε₀, der oben durch die Gleichung (1) definiert ist, gegebene Richtung ist also mit Fluktuationen behaftet, die dazu führen können, daß ein Punkt angezielt wird, der sich weit außerhalb der Gesamtgröße E des Zieles befindet.

Diese als Winkelfluktuation bezeichnete Erscheinung ("glint") ist besonders störend, wenn ein Flugkörper wie eine Rakete auf ein komplexes Ziel gerichtet werden soll.

Es ist daher erforderlich, diese Erscheinung weitestgehend auszuschalten, d. h. die Winkelfluktuationsstörungen oder das Winkelfluktuationsrauschen zu reduzieren.

Es wurden bereits mehrere Verfahren vorgeschlagen, um diese Winkelfluktuationsstörungen zu vermindern. Davon seien hier zwei genannt:

Das erste Verfahren besteht darin, die von verschiedenen hellen Punkten des Zieles kommenden Signale voneinander zu isolieren, indem der Dopplereffekt ausgenutzt wird, da ihre relativen Phasen sich im Verlauf der Zeit ändern. Falls dies möglich ist, so können die Richtungen jedes Punktes in bezug auf die Antennenachse getrennt gemessen werden.

Ein solches Verfahren ist insbesondere in der FR-PS 24 66 025 beschrieben.

Die so vorgenommene Filterung bewirkt aber eine große Verzögerung bei der Messung der Winkelablage.

Da überdies die Frequenzen der verschiedenen Signale im Verlauf der Zeit variieren, ist es schwierig, diese von­ einander zu trennen.

Ein zweites Verfahren ist in der FR-PS 23 96 311 be­ schrieben. Es basiert auf der Anwendung des Prinzips, daß der Ablagemessung-Rauschoperator ε₀ "gut" ist, d. h. eine Richtung liefert, die nahe bei derjenigen des Schwer­ punktes des Zieles liegt, wenn der Betrag des Summensi­ gnals || ausreichend groß gegenüber seinem Mittelwert ||_moy ist.

Dieses Verfahren, das leistungsfähiger als das erste, auf Filterung beruhende ist, benötigt jedoch eine lange Ver­ arbeitungszeit, denn es muß abgewartet werden, daß der Betrag || des Summenvektors durch ein relatives Maximum geht, um über einen Ablagemeßwert von guter Qualität zu verfügen.

Diese beiden Verfahren veranschaulichen den Hauptmangel der früheren Methoden zur möglichst weitgehenden Unter­ drückung der Winkelfluktuationsstörungen, nämlich die durch ihre Anwendung bei der Berechnung des Ablagemes­ sungs-Operators verursachte Zeitverzögerung.

Der Erfindung liegt deshalb die Aufgabe zugrunde, für ein Verfahren zur Verarbeitung des Winkelfluktuationsrauschens in einem Monopulsradar mit kurzer Verarbeitungszeit zu sorgen.

Diese Aufgabe wird bei einem gattungsgemäßen Verfahren erfindungsgemäß durch die im Kennzeichen des Anspruchs 1 angegebenen Merkmale gelöst.

Ein Monopuls-Radarempfänger zur Durchführung des Verfahrens ist im Patentanspruch 6 angegeben.

Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind Gegenstand der Unteransprüche.

Das erfindungsgemäße Verfahren zur Verarbeitung des Winkelfluktuationsrauschens eines Zieles, angewendet auf einen Radarempfänger, ermöglicht es, die Richtung des Ziels ohne weitere Verzögerung und mit nur geringem Winkelfluktuationsrauschen zu gewinnen.

Gemäß der Erfindung wird ein gewichteter Mittelwert der abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren berechnet, die jeweils gleich den Verhältnissen der Ableitungen des Skalarproduktes aus Summenvektor und Differenzvektor zur empfangenen Leistung sind, wobei von den abgeleiteten Operatoren gezeigt werden kann, daß sie jeweils ein gewichteter Mittelwert der Ablagewinkel H_i jedes der hellen Punkte des Zieles sind.

Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele nachstehend erläutert.

In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Flußdiagramm, das die verschiedenen Schrit­ te des erfindungsgemäßen Verfahrens darstellt;

Fig. 2a bis 2c Diagramme, welche die zeitliche Veränderung der Leistung P des empfangenen Signals, des Ablage­ messungs-Rauschoperators und des zugehörigen Qualitätskoeffizienten zeigen;

Fig. 3a bis 3c Diagramme, welche die zeitliche Änderung des Betrags der ersten Ableitung der Leistung P, des abgeleiteten Ablagemessungs-Operators und des zugehörigen Qualitätskoeffizienten zeigen;

Fig. 4a bis 4c Diagramme, welche die zeitliche Änderung des Betrags der zweiten Ableitung der Leistung P, des abgeleiteten Ablagemessungs-Operators und des zugehörigen Qualitätskoeffizienten zeigen;

Fig. 5 ein Diagramm, welches die zeitliche Veränderung des Rauschoperators und des zusammengesetzten Ablagemessungs-Operators zeigt;

Fig. 6a eine Ausführungsform des Radarempfängers, in dem das in Fig. 1 gezeigte Verfahren zur Anwen­ dung kommt;

Fig. 6b eine erste detaillierte Ausführungsform des in Fig. 6a gezeigten Radarempfängers; und

Fig. 6c eine zweite detaillierte Ausführungsform des in Fig. 6a gezeigten Radarempfängers.

Da die nach dem Verfahren durchgeführ­ te Verarbeitung digital erfolgt, wird angenommen, daß die Radaranlage, in der das Verfahren durchgeführt wird, mit digitalen Verarbeitungsschaltungen und mit Abtast­ schaltungen ausgestattet ist, welche die von der Antenne abgegeben Summen- und Differenzsignale abtasten (mit der Frequenz 1/Te).

Es wird daran erinnert, daß für ein Ziel, welches aus N hellen Punkten Mi (i=i bis N) besteht, das Summen­ signal und das Differenzsignal folgendermaßen ge­ schrieben werden:

Aus den Gleichungen (2) und (3) können die Leistung P des empfangenen Signals

und das Skalarprodukt Q aus Summensignal - und Diffe­ renzsignal

abgeleitet werden.

Die aufeinanderfolgenden Ableitungen werden berechnet, indem nur die Phasenänderungen ϕ_i berücksichtigt werden, denn die Größen a_i und H_i zeigen nur langsame zeitliche Schwankungen:

In diesen Gleichungen bezeichnet der Term [cos (ϕ_i-ϕ_j)]^(k) die k-te Ableitung von cos (ϕ_i-ϕ_j).

Wenn mit γ_{k, i} der folgende Term bezeichnet wird:

so können die durch die Gleichungen (6) und (7) gegebe­ nen k-ten Ableitungen von P und Q einfacher durch die folgenden Beziehungen (8) und (9) ausgedrückt werden, denn die Formel (4) für P kann aus der Beziehung (5) für Q abgeleitet werden, indem _i für jeden Wert von i gleich 1 gesetzt wird.

Als abgeleiteter Operator ε_k wird folgendes Verhältnis definiert

dann kann festgestellt werden, daß ε_k ein gewichteter Mittelwert der Winkel H_i ist, die mit den Wichtungskoef­ fizienten γ_{k, i} behaftet sind.

Der abgeleitete Operator ε_k liefert eine Größe, die in homogener Beziehung zu einer Ablagemessung steht, deren "Qualität", d. h. Abweichung gegenüber dem Zielschwerpunkt, um so besser ist, je größer der Absolutwert des Nenners P^(k) ist, d. h. je größer die k-te Ableitung der empfange­ nen Leistung ist.

Gemäß der Erfindung wird der Ablagemessungs-Operator ε folgendermaßen bestimmt:

Dies ist der gewichtete Mittelwert von (N′+1) abgelei­ teten Operatoren ε_k, wobei die Wichtung durch die "Qua­ litätskoeffizienten" β_k erfolgt, die also von der Quali­ tät des abgeleiteten Ablagemessungs-Operators ε_k gegen­ über dem Ablagemeßwert des Zielschwerpunktes abhängen.

Wie bereits erwähnt wurde, ist diese Qualität um so bes­ ser, je größer der Absolutwert des Nenners P^(k) des abgeleiteten Operators ε_k ist, so daß, jedoch ohne Ein­ schränkung, ein Qualitätskoeffizient β_k angenommen werden kann, der eine Funktion von |P^(k)| ist.

Hierdurch wird es nahegelegt, in einer ersten Lösung z. B. den Qualitätskoeffizienten β_k gleich dem folgenden Verhältnis αk anzunehmen:

Dies ist das Verhältnis des Betrages A_k der k-ten Ab­ leitung der Leistung P des empfangenen Signals zu die­ ser selben, "gefilterten" Größe A_k, zu dem Zweck, den Wert |P^(k)| zu normalisieren. Die gefilterte Größe A_kf ist z. B. gleich dem Mittelwert von A_k=|P^(k)| über das vorausgehende Zeitintervall.

Kleine Werte, d. h. solche, die kleiner als ein gewählter Schwellwert P_k von |P^(k)| sind, führen zu solchen Feh­ lern von ε_k, daß die Wichtung nicht ausreicht, um sie zu unterdrücken. In der Praxis wird bei diesen Werten der Qualitätskoeffizient mit Null angesetzt: Für Werte von |P^(k)|, die kleiner als ein oder gleich einem Schwellwert P_k sind, welcher einem Bruchteil σ_k des ge­ filterten Wertes |P^(k)|_f entspricht (oder wenn α_k klei­ ner als oder gleich σ_k ist), so wird der Qualitäts­ koeffizient β_k gleich Null gesetzt. Die Rechenschaltun­ gen zur Berechnung dieser Koeffizienten β_k sind in Fig. 6b dargestellt.

In einer zweiten Lösung können auch die Qualitätskoeffi­ zienten β_k jeweils gleich folgendem Ausdruck gesetzt werden: (τ_k ^k · P^(k))ⁿ, worin τ_k eine mit einer Zeit homo­ gene Konstante und n eine ganze natürliche Zahl ist, welche größer als oder gleich 2 ist, wobei die Einfüh­ rung des Koeffizienten τ_k ^k dazu bestimmt ist, den Aus­ druck des zusammengesetzten Ablagemessungs-Operators ε homogen zu machen.

Wenn die Verarbeitung digital erfolgt, so kann gemäß einem nicht einschränkenden Ausführungsbeispiel τ_k=Te gesetzt werden (für jeden Wert von k von 0 bis N′), worin Te die Abtastperiode ist. Wenn die Verarbeitung analog erfolgt, so kann τ_k gleich der Verarbeitungszeit­ kontante angesetzt werden. Die (N′+1) Qualitätskoeffizienten β_k, die für die Wichtung der abgeleiteten Operatoren ε_k (k=0 bis N′) angewendet werden, müssen nämlich nicht nur die Qualität der entsprechenden abgeleiteten Ablage­ messungs-Operatoren ε_k gegenüber der Ablagemessung des Zielschwerpunktes definieren, sondern sie dürfen darüber hinaus keinerlei Beeinträchtigung der spektralen Dichte des zusammengesetzten Ablagemessungs-Operators ε verur­ sachen, gleich bei welchem Signal/Rausch-Verhältnis und unabhängig von der Stärke der Zielfluktuation.

Im Falle eines Zieles, das mit keinerlei Fluktuation behaftet ist (oder nur sehr langsame Fluktuationen zeigt), welches jedoch von thermischem Rauschen einge­ hüllt ist, kann jedoch die spektrale Dichte des zusam­ mengesetzten Ablagemessungs-Operators, der mittels der Qualitätskoeffizienten β_k berechnet wird, sehr viel größer als die des Ablagemessungs-Rauschoperators ε₀ (oder nullte Ableitung des Operators) werden.

Die Qualitätskoeffizienten β_k nach der zweiten Lösung ermöglichen eine bessere Kompensation der relativen Schwankungen der aufeinanderfolgenden Ableitungen |P^(k)| der Leistung P, ohne die spektrale Dichte des zusammen­ gesetzten Ablagemessungs-Operators gegenüber derjenigen des Ablagemessungs-Rauschoperators zu verschlechtern.

Die nachfolgend angegebenen Berechnungsschritte bilden das erfindungsgemäße Verfahren, wie es in dem Flußdia­ gramm der Fig. 1 dargestellt ist:

Aus dem Summensignal und dem Differenzsignal , die von der Empfangsantenne abgegeben werden, werden nach­ einander berechnet:

• - das Skalarprodukt Q= der beiden Signale und sowie die aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen, k von 1 bis N′, dieses Skalarproduktes, d. h. Q^(k), nach der Zeit;
• - die Leistung P=||² des empfangenen Signals und ihre k-ten Ableitungen P^(k) nach der Zeit für k von 1 bis N′;
• - die (N′+1) abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren d. h. die Verhältnisse der Ableitungen Q^(k) des Skalarproduktes zu den Ableitungen P^(k) der Leistung p;
• - und die Qualitätskoeffizienten β_k, die zu den abgeleite­ ten Operatoren ε_k gehören und aus der k-ten Ableitung der Leistung P des empfangenen Signals berechnet werden, mit k zwischen 0 und N′; sowie
• - der zusammengesetzte Ablagemessungs-Operator

Die Fig. 2a bis 2c, 2a bis 3c, 4a bis 4c und 5 wurden durch digitale Simulierung erhalten, bei welcher das Ziel als aus sechs hellen Punkten (N=6) bestehend angenommen wird, welchen relative Amplituden der reflecktierten Si­ gnale entsprechen, die folgende Werte haben: zehn, neun, zwei, zwei, zwei, zwei; weiter wird angenommen, daß das Ziel sich relativ zu der Radarantenne bewegt. Die Dia­ gramme zeigen die zeitliche Veränderung bestimmter Größen. Der gering betrachtete Zeitabschnitt, nämlich 100 ms, verdeutlicht den pseudoperiodischen Charakter der Er­ scheinungen.

Es wird angenommen, daß der Radarempfänger mit Abtast­ schaltungen zur Abtastung des Summensignals und des Differenzsignals versehen ist (wobei diese Schaltungen in den Figuren nicht dargestellt sind), die von der An­ tenne abgegeben werden, und digitale Verarbeitungsschal­ tungen enthält, welche das Summensignal - und das Diffe­ renzsignal in Form von codierten Abtastproben abgeben.

Die Fig. 2a, 3a und 4a zeigen die Schwankungen des Be­ trags der k-ten Ableitung P^(k) der Leistung P=||² des von der Antenne empfangenen Signals für k=0, 1 und 2 (N′=2).

Die Fig. 2b, 3b und 4b zeigen die Schwankungen des ab­ geleiteten Operators

(worin Q das Skalarprodukt aus Summensignal und Differenzsignal ist), wobei es sich um das Verhältnis der k-ten Ableitung des Skalarpro­ duktes Q zu der k-ten Ableitung der Leistung P handelt, für k=0, 1 und 2.

In diesen Figuren ist auch eine Gesamtgröße E des Ziels angegeben, um eine Beurteilung des Ablagemeßwertes zu er­ möglichen, der durch die abgeleiteten Operatoren ε_k (k= 0, 1, 2) geliefert wird, im Vergleich zu der Gesamtgröße E des Zieles und zu dem "Schwerezentrum" der hellen Punkte, die mit ihrer jeweiligen Amplitude behaftet sind.

In diesen Fig. 2b, 3b, 4b ist zu beachten, daß der abgeleitete Ablagemessungs-Operator, der zu verschiedenen Zeitpunkten berechnet wurde, den Bereich des Gesamtgröße E des Zieles verläßt und infolgedessen eine falsche Informa­ tion liefern würde. Dies gilt besonders im Falle der Fig. 2b für den unbereinigten Ablagemessungs-Operator (k=0), der z. B. in dem zweiten herkömmlichen Verfahren (vgl. Be­ schreibungseinleitung) verwendet wird, bei welchem die durch ε₀ gelieferte Ablagemeßinformation nur berücksich­ tigt wird, wenn die Leistung P^(k) des empfangenen Signals einen bestimmten Schwellwert überschreitet und ein rela­ tives Maximum erreicht, was im Fall der Fig. 2a und 2b nach einer Meßzeit von 40 ms der Fall ist.

Die Fig. 2c, 3c und 4c zeigen die Qualitätskoeffizien­ ten β_k (k= 0, 1, 2), die hier verwendet werden und fol­ gende Werte haben:

β_k ^k=(τ_k · P^(k))ⁿ

mit n=2 und τ_k ^k=Te, worin Te wieder die Abtastperiode bei der Abtastung von Summen- und Differenzsignal ist, die hier 10 ms beträgt.

Die Form der Kurven, welche die Schwankungen von β₀, β₁ und β₂ zeigen (Fig. 2c, 3c, 4c), ist analog den Kurven­ formen für die Schwankungen von P, |P⁽¹⁾| und |P⁽²⁾|.

Fig. 5 zeigt gleichzeitig die Schwankungskurve des beim Stand der Technik verwendeten Ablagemessungs-Rauschopera­ tors ε₀ und die des zusammengesetzten Ablagemessungs- Operators

wobei die Anzahl von abgeleiteten Operatoren ε_k auf 3 be­ schränkt ist (N′=2 und k=0, 1, 2). Der Maßstab der Fig. 5 ist gegenüber dem der Fig. 2b, 3b und 4b ge­ dehnt. Die Gesamtgröße E ist ebenfalls angegeben, um die Qualität des unbereinigten Operators ε₀ mit der des zu­ sammengesetzten Operators ε vergleichen zu können. Es läßt sich feststellen, daß die Schwankungen des zusammen­ gesetzten Ablagemessungs-Operators im Verlauf der Zeit vollständig innerhalb der Gesamtgröße E des Zieles liegen, was für den Fall des unbereinigten Operators ε₀ nicht zutrifft.

In den Fig. 2a, 3a und 4a haben die Größen P, |P⁽¹⁾|, |P⁽²⁾| niemals zeitlich zusammenfallende Minima. Wenigstens einer der unbreinigten bzw. abgeleiteten Operatoren ε₀, ε₁, ε₂ ergibt also eine Ablagemessung guter Qualität, und die gewichtete Linearkombination ε weist über den gesamten beobachteten Zeitbereich eine hohe Qualität auf.

Der zusammengesetzte Ablagemessungs-Operator ε kann als "Augenblickswert" angesehen werden, im Gegensatz zu dem gefilterten oder selektierten Ablagemessungs-Operator bei dem in der Beschreibungseinleitung angegebenen Stand der Technik. Jede Ableitung einer Funktion kann nämlich inner­ halb einer beliebig kurzen Zeitspanne berechnet werden. In der Praxis werden die Ableitungen über endliche Diffe­ renzen bestimmt. Die Verarbeitungszeit hängt also nur von der Abtastperiode der Signalabtastung und von der Ord­ nungszahl k der Ableitung ab.

Die Vornahme einer Filterung von |P^(k)| im Falle der Koeffizienten β_k nach der ersten Lösung stellt diese so­ fortige Verfügbarkeit nicht in Frage, denn β_k ist nur ein Qualitätskoeffizient, der auf ε_k angewendet wird.

Das Ziel muß in korrekter Weise von dem Radar verfolgt werden; insbesondere ist eine gute Winkelverfolgung er­ forderlich, um in der Linearitätszone der Ablagemeßwerte zu bleiben.

Fig. 6a zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Teils eines Verfolgungs-Amplituden-Monopuls-Radarempfängers, bei dem das erfindungsgemäße Verfahren zur Anwendung gelangt und der zusammengesetzte Ablagemessungs-Operator ε wie im Fall der Fig. 5 durch lineare Kombination von drei abge­ leiteten und unbereinigten Ablagemessungs-Operatoren ε₀, ε₁, ε₂ (k=0, 1, 2) erhalten wird.

Diese Beschränkung der Anzahl von abgeleiteten Operatoren auf drei (N′=2) ergibt, wie auch aus Fig. 5 ersichtlich ist, einen zuverlässigen Ablage-Meßwert ε, im Gegensatz zu dem bloßen Ablagemessungs-Operator ε₀; nichtsdesto­ weniger handelt es sich um ein nicht einschränkendes Aus­ führungsbeispiel, das zur Vereinfachung der Beschreibung des Radarempfängers gewählt wurde. Die Anzahl N′ von Ope­ ratoren ist größer als oder gleich 2.

Die (nicht dargestellte) Antenne erzeugt in bekannter Weise aus den von dem Ziel zurückgeworfenen Signalen das Summensignal und das Differenzsignal, die vor ihrer digi­ talen Verarbeitung durch den in Fig. 6a gezeigten Radar­ empfänger abgetastet und dann (in nicht gezeigten) Schal­ tungen codiert werden, welche das Summensignal und das Differenzsignal abgeben.

Die Untergruppen 1, 2, 3 berechnen jeweils einen der ab­ geleiteten Ablagemessungs-Operatoren ε₀, ε₁, ε₂ aus den abgetasteten und codierten Summen- und Differenzsignalen und .

Die Untergruppen 4, 5, 6 bestimmen die Qualitätskoeffi­ zienten β₀, β₁, β₂, die der "Qualität" jedes bloßen bzw. abgeleiteten Ablagemessungs-Operators ε₀, ε₁, ε₂ entspre­ chen.

Schließlich berechnet die Untergruppe 7 aus den abgelei­ teten bloßen Operatoren ε₀, ε₁, ε₂ und den Qualitätskoeffi­ zienten β₀, β₁, β₂ den zusammengesetzten Ablagemessungs- Operator, welcher gleich der linearen Summe der mit den Qualitätskoeffizienten β₀, β₁, β₂ gewichteten bloßen Ab­ leitungen ε₀, ε₁, ε₂ ist:

Die erste Untergruppe 1 enthält eine erste Rechenschal­ tung 11, die das abgetastete und codierte Summensignal empfängt und die Leistung P des empfangenen Signals als Quadrat ||² des Betrages des Eingangssignals berechnet. Die erste Rechenschaltung kann eine Gleichrichterschaltung in Reihe mit einer Multiplizierschaltung (nicht darge­ stellt) enthalten, die an jedem ihrer beiden Eingänge das gleichgerichtete Signal empfängt. Die Untergruppe 1 ent­ hält ferner eine zweite Rechenschaltung 12, welche an ihren beiden Eingängen die abgetasteten und codierten Summen- und Differenzsignale und empfängt und das Skalarprodukt Q= · die beiden Signale berechnet.

Die beiden Signale P und Q, welche von den beiden Rechen­ schaltungen 11 und 12 ausgegeben werden, gelangen an den Eingang einer Teilerschaltung 13, die das Verhältnis Q/P Q/P=ε₀ berechnet, d. h. den abgeleiteten Ablagemessungs- Operator nullter Ordnung des bloßen Ablagemessungs-Opera­ tors.

Die zweite Untergruppe 2 enthält zwei Differenzierschal­ tungen 21 und 22, von denen die erste das Ausgangssignal P der ersten Rechenschaltung 11 und die zweite das Aus­ gangssignal Q der zweiten Rechenschaltung 12 empfängt und welche die Signale P⁽¹⁾ und Q⁽¹⁾ abgeben, also die ersten zeitlichen Ableitungen der an ihre Eingänge angelegten Signale P und Q. Die Untergruppe 2 enthält ferner eine Teilerschaltung 23, die von den Ausgangssignalen der Differenzierschaltungen 21 und 22, also von den Signalen P⁽¹⁾ und Q⁽¹⁾, gespeist wird und den abgeleiteten Ablage­ messungs-Operator ε₁ erster Ordnung ausgibt.

Die Signale P⁽¹⁾ und Q⁽¹⁾ gelangen ferner zu den Eingängen einer dritten und einer vierten Differenzierschaltung 31, 32, die mit einer Teilerschaltung 33 die dritte Untergrup­ pe 3 bilden. Diese beiden Differenzierschaltungen 31 und 32 geben die Ausgangssignale P⁽²⁾ und Q⁽²⁾ aus, die der Ab­ leitung der Eingangssignale P⁽¹⁾ und Q⁽¹⁾ nach der Zeit, also der zweiten Ableitung nach der Zeit der Signale P und Q entsprechen, die von der ersten bzw. zweiten Rechen­ schaltung 11, 12 ausgegeben werden. Die Signale P⁽²⁾ und Q⁽²⁾ gelangen an die Eingänge der Teilerschaltung 33, die aus ihnen das Verhältnis

berechnet, also die zweite Ableitung des Ablagemessungs-Operators.

Für eine größere Anzahl von abgeleiteten Ablagemessungs- Operatoren (N′<2) werden die Operatoren ε_k durch Unter­ gruppen berechnet, die jeweils aus zwei Differenzierern und einer Teilerschaltung wie die Untergruppen 2 und 3 ge­ bildet sind.

Die Untergruppen 4, 5, 6 bestimmen die Qualitätskoeffizien­ ten β_k (k=0, 1, 2) für die Wichtung der bloßen und abge­ leiteten Ablagemessungs-Operatoren ε_k.

Wenn die Qualitätskoeffizienten β_k gemäß der ersten Lösung, wie be­ reits unter Bezugnahme auf Fig. 1 erwähnt, gleich Null oder gleich dem Verhältnis

gesetzt werden, worin A_k=|P^(k)| der Betrag der k-ten Ableitung der Leistung k des empfangenen Signals und |P^(k)|_f der gefilterte Wert A_kf der Größe A_k=|P^(k)| ist, so können die Untergruppen 4, 5, 6 in vollkommen gleicher Weise wie in Fig. 6b gezeigt und weiter unten unter Bezug­ nahme auf diese Figur beschrieben wird, ausgebildet werden.

Das Signal |P^(k)|, das für die erste Untergruppe 4 durch die erste Rechenschaltung 11 (k=0) für die Untergruppe 5 durch den ersten Differenzierer 21 (k=1) oder für die Untergruppe 6 durch den dritten Differenzierer 31 (k=2) ausgegeben wird, wird durch die Schaltung 10 gleichge­ richtet.

Das gleichgerichtete Signal A_k=|P^(k)| ist an den Eingang einer Normierungsschaltung 20 angelegt. Diese Schaltung 20 enthält z. B. ein Filter 201, das an den ersten Eingang einer Teilerschaltung 202 ein gefiltertes Signal |P^(k)|_f abgibt, während der zweite Eingang dieser Teilerschaltung 202 das Ausgangssignal |P^(k)| des Gleichrichters 10 emp­ fängt. Die Teilerschaltung 202 berechnet das Verhältnis

der Eingangssignale, wobei dieses Verhältnis α_k ein nor­ malisierter Wert des gleichgerichteten Signals A_k=|P^(k)| und ferner ein unkorrigierter Wert des Qualitätskoeffi­ zienten β_k ist.

Wie bereits oben erwähnt wurde, führen kleine Werte von |P^(k)| zu Fehlern von ε_k, die unterdrückt werden können, wenn der entsprechende Qualitätskoeffizient β_k zu Null angesetzt wird. Der Vergleich des oben definierten Ver­ hältnisses α_k mit dem Schwellwert σ_k wird durch eine Schaltung 30 durchgeführt, die ein Impulssignal Y abgibt, dessen Pegel folgende Werte hat:

• - "0", wenn |P^(k)|≦σ_k · |P^(k)|_f
• - "1", wenn |P^(k)|<σ_k · |P^(k)|_f

Dies kann z. B. durch eine Multiplizierschaltung 301 und eine Vergleicherschaltung 302 verwirklicht werden, welche die Schaltung 30 bilden.

Die Multiplizierschaltung 301 empfängt das Signal |P^(k)|_f vom Ausgang des Filters 201 der Normierschaltung 20 und aus einem äußeren, nicht dargestellten Speicher einen Schwellwert τ_k, um das Signal τ_k · |P^(k)|_f an den Eingang des Vergleichers 302 abzugeben. Der zweite Eingang des Vergleichers 302 empfängt das Signal |P^(k)| vom Ausgang der Gleichrichterschaltung 10.

Das Impulssignal Y vom Ausgang des Vergleichers 302 und das Signal

das von der Teilerschaltung 202 der Normierschaltung 20 ausgegeben wird, werden jeweils an einen der beiden Eingänge einer Multiplizierschaltung 40 angelegt, deren Ausgangssignal β_k gleich dem Verhältnis α_k ist, wenn dieses Verhältnis größer als σ_k ist, und gleich Null ist, wenn dieses Verhältnis kleiner als oder gleich σ_k ist.

Dieser korrigierte Wert β_k wird für die Wichtung der bloßen abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren ε_k in der Untergruppe 7 der Fig. 6a verwendet: β₀ (k=0) für die Untergruppe 4, β₁ (k=1) für die Untergruppe 5, β₂ (k=2) für die Untergruppe 6.

Wenn die Qualitätskoeffizienten β_k (k=0, 1, 2) für die Wichtung der abgeleiteten bloßen Ablagemessungs-Operatoren ε_k der zweiten Lösung gleich dem Ausdruck [τ_k ^k · P^(k)]ⁿ gewählt werden, so können die Untergruppen 4, 5, 6 in völlig gleicher Weise wie in Fig. 6c gezeigt, ausgebildet werden.

Das Signal P^(k), das für die Untergruppe 4 durch die erste Rechenschaltung 11 (k=0), für die Untergruppe 5 durch den ersten Differenzierer 21 (k=1) und für die Untergruppe 6 durch den dritten Differenzierer 31 (k=2) ausgegeben wird, wird in einer Schaltung 100 mit einer Konstante multipli­ ziert, nämlich der mit der Zeit homogenen Konstante τ_k, nachdem ihre k-te Potenz in einer Potenzierschaltung 200 berechnet wurde, mit k=0 (also τ_k ^k=1) für die Unter­ gruppe 4, k=1 (also τ_k ^k=τ_k) für die Untergruppe 5 und k=2 (also τ_k ^k=τ_k²) für die Untergruppe 6 und für die in Fig. 6a gezeigte Ausführungsform. Das Ergebnis τ_k ^k · P^(k) wird dann in einer Schaltung 300 in die n-te Potenz er­ hoben (n≧2), so daß diese Schaltung 300 den Qualitäts­ koeffizient β_k=(τ_k ^k · P^(k))ⁿ abgibt.

Die letzte Untergruppe 7, welche die gewichtete Kombina­ tion der Operatoren ε_k durchführt, enthält drei Multi­ plizierschaltungen 71, 72, 73, die jeweils einem der abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren sowie den zugehö­ rigen Qualitätskoeffizienten empfängt, also ε₀ für die Ordnungszahl Null des bloßen Operators (vom Ausgang der Untergruppe 1), ε₁ für die Ordnungszahl Eins (vom Aus­ gang der Untergruppe 2), ε₂ für die Ordnungszahl Zwei (vom Ausgang der Untergruppe 3) sowie β₀ (vom Ausgang der Untergruppe 4), β₁ (vom Ausgang der Untergruppe 5) und β₂ (vom Ausgang der Untergruppe 6). Die Multiplizie­ rer 71, 72, 73 geben die Signale β₀ · ε₀ bzw. β₁ · ε₁ bzw. β₂ · ε₂ aus.

Die Untergruppe 7 enthält ferner zwei Addierschaltungen 74 und 75. Die erste Addierschaltung 74 empfängt an ihren drei Eingängen jeweils die drei Signale β₀ · ε₀ bzw. β₁ · ε₁ β₂ · ε₂ von den Ausgängen der Multiplizierschaltungen 71 bzw. 72 bzw. 73 und gibt das Signal β₀ · ε₀+β₁ · ε₁+β₂ · ε₂ aus. Die zweite Addierschaltung 75 empfängt an ihren drei Eingängen jeweils die Signale β₀, β₁, β₂ vom Ausgang der Untergruppe 4 bzw. 5 bzw. 6 und gibt ein Signal β₀+β₁+β₂ ab.

Schließlich umfaßt die Untergruppe 7 eine Teilerschaltung 76, welche durch die Ausgangssignale der Addierschaltungen 74 und 75 gespeist wird und den zusammengesetzten Ablage­ messungs-Operator ausgibt, also das Verhältnis ihrer bei­ den Eingangssignale:

Wie bereits weiter oben erwähnt wurde, kann der so erhal­ tene Ablagemessungs-Operator ε als augenblicklich zur Ver­ fügung stehend angesehen werden, denn er steht nach einer Zeitspanne zur Verfügung, welche von der Abtastperiode und der maximalen Ordnungszahl (N′≧2) der abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren abhängt, welche in die Berech­ nung des zusammengesetzten Operators ε eingehen.

Der somit praktisch sofort oder unmittelbar zur Verfügung stehende zusammengesetzte Ablagemessungs-Operator ε, wel­ cher durch das erfindungsgemäße Verfahren erhalten wird, ist mit nur geringen Fluktuationsstörungen behaftet und ermöglicht eine bessere Zielverfolgung hinsichtlich Ver­ folgungspräzision und Meßzeit.

Claims (12)

1. Verfahren zur Verarbeitung des Winkelfluktuationsrauschens in einem Monopulsradar, dadurch gekennzeichnet, daß es nacheinander die folgenden Berechnungsschritte umfaßt, ausgehend von dem Summensignal und dem Differenzsignal , welche durch die Antenne gewonnen werden und deren Phase mit der Zeit variiert:

• - Berechnung der aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen Q^(k) des Skalarproduktes Q= · des Summensignals und des Differenzsignals nach der Zeit von k=0 bis k=N′ (N′2);
• - Berechnung der aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen P^(k) der Leistung P=||² des empfangenen Signals, das gleich dem Quadrat des Betrages des Summensignals ist, nach der Zeit von k=0 bis k=N′;
• - Berechnung der (N′+1) abgeleiteten Ablagemessungs- Operatoren für k=0 bis k=N′; und
• - Berechnung des zusammengesetzten Ablagemessungs-Operators ε nach folgender Beziehung: worin die (N′+1) Qualitätskoeffizienten β_k für k=0 bis k=N′ die abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren ε_k in bezug auf die Abweichung der Ablagemeßwerte vom Zielschwerpunkt kennzeichnen und aus der Leistung P sowie deren Ableitungen nach Zeit bestimmt sind.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Qualitätskoeffizienten β_k proportional zu dem Betrag A_k= |P^(k)| der Ableitung der Leistung P des empfangenen Signals nach der Zeit sind.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Qualitätskoeffizienten β_k jeweils gleich dem folgenden Verhältnis gesetzt werden: worin |P^(k)|_f ein durch Filterung bestimmter Mittelwert der Werte A_k über ein Zeitintervall ist.

4. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 bis 3, dadurch gekennzeichnet, daß die Qualitätskoeffizienten β_k gleich Null gesetzt werden, wenn A_k=|P^(k)| kleiner als ein oder gleich einem positiven Schwellwert P_k ist.

5. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die (N′+1) Qualitätskoeffizienten β_k mit k von 0 bis N′ folgende Werte haben: β_k=(τ_k ^k · P^(k))ⁿworin τ_k eine Zeitkontante und n eine ganze natürliche Zahl gleich 2 oder größer als 2 ist.

6. Monopuls-Radarempfänger zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 1 bis 5, in Verbindung mit einer Monopuls-Antenne, welche die von dem verfolgten Ziel zurückgeworfenen Signale empfängt und das Summensignal sowie das Differenzsignal erzeugt, und Abtast- und Codiereinrichtungen, welche das codierte Summensignal und das codierte Differenzsignal abgeben, dadurch gekennzeichnet, daß sie ferner enthält:

• - eine erste Vorrichtung (11, 21, 31) zur Berechnung der aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen P^(k) der Leistung P=||² des empfangenen Signals nach der Zeit für k zwischen 0 und N′ (N′≧2);
• - eine zweite Vorrichtung (12, 22, 32) zur Berechnung der aufeinanderfolgenden k-ten Ableitungen Q^(k) des Skalarproduktes Q= · aus dem Summensignal und dem Differenzsignal nach der Zeit für k zwischen 0 und N′;
• - eine dritte Vorrichtung (13, 23, 33) zur Berechnung des abgeleiteten Ablagemessungs-Operators der Ordnungszahl k zwischen 0 und N′, welcher gleich dem Verhältnis der k-ten Ableitungen des Skalarproduktes Q= · zu der Leistung P=||² nach der Zeit ist;
• - eine vierte Vorrichtung (4, 5, 6) zur Berechnung des Qualitätskoeffizienten β_k, der jeweils einem abgeleiteten Ablage­ messungs-Operator ε_k, der Ordnungszahl k zwischen 0 und N′ zugeordnet ist und den Operators ε_k in bezug auf die Abweichung des Ablagemeßwertes vom Zielschwerpunkt kennzeichnet;
• - eine fünfte Vorrichtung (7) zur Berechnung des zusammengesetzten Ablagemessungs-Operators ε, der gleich der Linearkombination der mit den Qualitätskoeffizienten β_k gewichteten (N′+1) abgeleiteten Ablagemessungs-Operatoren ε_k ist.

7. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Vorrichtung enthält:

• - eine erste Rechenschaltung (11) zur Berechnung der Leistung P⁰=P=||² des empfangenen Signals aus dem abgetasteten und codierten Summensignal , in Reihe mit
• - einer Mehrzahl N′ von Differenzierern (21, 31), die in Serie geschaltet sind, wobei der Differenzierer mit der Ordnungszahl k die Ableitung des an seinen Eingang angelegten Signals P^(k-1) nach der Zeit berechnet.

8. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Vorrichtung enthält:

• - eine erste Rechenschaltung (12) zur Berechnung des Skalarproduktes Q⁽⁰⁾= · aus dem Summensignal und dem Differenzsignal , nachdem diese abgetastet und codiert wurden, in Reihe mit
• - einer Mehrzahl von N′ Differenzierern (22, 32), die in Serie angeordnet sind, wobei der Differenzierer mit der Ordnungszahl k die Ableitung des an seinem Eingang angelegten Signals Q^(k-1) nach der Zeit berechnet.

9. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die dritte Vorrichtung eine Mehrzahl von (N′+1) Teilern enthält, wobei der Teiler mit der Ordnungszahl k zwischen 0 und N′ an seinem ersten Eingang das von der ersten Vorrichtung (11, 21, 31) abgegebene Signal P^(k) und an seinem zweiten Eingang das von der zweiten Vorrichtung (12, 22, 32) abgegebene Signal Q^(k) empfängt, um das Verhältnis ε_k des zweiten Eingangssignals zu dem ersten Eingangssignal zu berechnen.

10. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Vorrichtung eine Mehrzahl von (N′+1) Schaltungen (4, 5, 6) enthält, wobei die Schaltung der Ordnungszahl k zwischen 0 und N′ zusammengesetzt ist aus:

• - einer ersten Schaltung (10), welche den Betrag A_k des Signals P^(k) berechnet, das durch die erste Vorrichtung (11, 21, 31) ausgegeben wird;
• - eine Normierschaltung (20), welche den Betrag A_k des Signals P^(k) auf einen durch Filterung bestimmten Mittelwert der Werte A_k über ein Zeitintervall normiert;
• - eine Schwellwertschaltung (30), welche ein Impulssignal (Y) abgibt, dessen Pegel "0" für Werte von A_k ist, die kleiner als oder gleich einem positiven Schwellwert (P_k) sind, und gleich "1" für Werte von A_k ist, die größer als dieser Schwellwert (P_k) sind,
• - eine Multiplizierschaltung (40), die das von der Normierschaltung (20) ausgegebene normierte Betragssignal A_k sowie das Impulssignal (Y) empfängt, welches von der Schwellwertschaltung (30) abgegeben wird, und den Qualitätskoeffizienten (β_k) abgibt.

11. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die vierte Vorrichtung eine Mehrzahl von (N′+1) Schaltungen (4, 5, 6) enthält, wobei die Schaltung der Ordnungszahl k von 0 bis N′ zusammengesetzt ist aus:

• - einer ersten Rechenschaltung (200), welche eine Zeitkonstante (τ_k) in die k-te Potenz erhebt und einen Homogenisierungskoeffizienten (τ_k ^k) abgibt an den Eingang,
• - einer zweiten Rechenschaltung (100), welche das Produkt aus den von der ersten Vorrichtung (11, 21, 31) abgegebenen Signal P^(k) und dem Homogenisierungskoeffizienten (τ_k ^k), der von der ersten Rechenschaltung (200) abgegeben wird, abgibt und
• - einer dritten Rechenschaltung (300), welche das von der zweiten Rechenschaltung (100) abgegebene Produkt (τ_k ^k · P^(k)) in die n-te Potenz erhebt (n≧2) und den Qualitätskoeffizienten β_k=(τ_k ^k · P^(k))ⁿ an den Eingang der fünften Vorrichtung (7) abgibt.

12. Radarempfänger nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß die fünfte Vorrichtung enthält:

• - eine Mehrzahl von (N′+1) Multiplizierschaltungen (71, 72, 73), wobei die Multiplizierschaltung mit der Ordnungszahl k zwischen 0 und N′ an ihrem ersten Eingang den Qualitätskoeffizienten (β_k) der Ordnungszahl k empfängt, welcher durch die vierte Vorrichtung (4, 5, 6) ausgegeben wird, und an ihrem zweiten Eingang den abgeleiteten Ablagemessungs-Operator (ε_k) der Ordnungszahl k empfängt, der durch die dritte Vorrichtung (13, 23, 33) abgegeben wird, und das Produkt (β_k · ε_k) der an ihre Eingänge angelegten beiden Signale abgibt;
• - eine erste Addierschaltung (74) mit (N′+1) Eingängen, die jeweils durch eines der Ausgangssignale (β_k · ε_k) der (N′+1) Multiplizierschaltungen (71, 72, 73) gespeist werden, wobei diese Addierschaltung (74) die algebraische Summe ihrer Eingangssignale abgibt:
• - eine zweite Addierschaltung (75) mit (N′+1) Eingängen, die jeweils durch einen der Qualitätskoeffizienten (β_k) gespeist werden, welche durch die vierte Vorrichtung (4, 5, 6) berechnet werden, wobei diese Addierschaltung (75) die algebraische Summe ihrer Eingangssignale abgibt: und
• - eine Teilerschaltung (76), die an ihrem ersten Eingang das Ausgangssignal der ersten Addierschaltung (74) und an ihrem zweiten Eingang das Ausgangssignal der zweiten Addierschaltung (75) empfängt und das zusammengesetzte Ablagemessungs-Signal ε ausgibt, welches gleich dem Verhältnis des ersten Eingangssignals zu dem zweiten Eingangssignal ist.