DE3333393C2

DE3333393C2 -

Info

Publication number: DE3333393C2
Application number: DE3333393A
Authority: DE
Inventors: Ryoichi Hachioji Tokio/Tokyo Jp Kurosawa
Original assignee: Toshiba Corp
Current assignee: Toshiba Corp
Priority date: 1982-09-24
Filing date: 1983-09-15
Publication date: 1988-03-24
Also published as: KR840006410A; JPH0257650B2; GB8323849D0; KR910005302B1; JPS5954917A; GB2130032B; DE3333393A1; US4475105A; GB2130032A

Description

Die Erfindung betrifft eine Anordnung zum Feststellen der mechanischen Bewegung eines Körpers mit einem Drehfeldgeber mit Primär- und Sekundärwicklungen, wobei eine der Wicklungen mit dem Körper verbindbar ist, mit einer Erregerschaltung zur Versorgung der Primärwicklungen mit mehrphasigen, sinusförmigen Erregerspannungen, wobei sekundärseitig wenigstens ein sinusförmiges Signal induziert wird, wenn die Primärwicklungen erregt sind, mit einem Bezugssignalgenerator zur Erzeugung wenigsten eines Bezugssignals mit vorgegebener Frequenz, mit einem ersten Schaltelement zum Erzeugen von Impulsen mit einer von der Phasendifferenz zwischen Bezugssignal und induziertem Signal abhängigen Frequenz, mit einem Frequenzteiler zum Zählern der Impulse und zum Erzeugen eines ersten digitalen Signals, das zu jedem Zeitpunkt für den Zählwert repräsentativ ist, wobei die Erregerschaltung auf das erste Signal vom Frequenzteiler anspricht, um diie Augenblickswerte der Erregerspannung in jedem Augenblick festzulegen, und wobei der Drehfeldgeber, der Bezugssignalgenerator , das Schaltelement, der Frequenzteiler und die Erregerschaltung eine Phasen-Regelschleife bilden,welche die induzierte Spannung derart steuert, daß diese in einer vorbestimmten Phasenbeziehung zum Bezugssignal gehalten wird, und mit einem auf die Phasen-Regelschleife ansprechenden zweiten Schaltelement zur Erzeugung eines sich auf die Bewegung des Körpers beziehenden zweiten digitalen Signals.

Es ist eine Anordnung der genannten Art bekannt (DE 32 34 780 A1), bei welcher ein Drehfeldgeber mit zweiphasigen Ausgangssignalen erforderlich ist, wenn eine hohe Auflösung der Messungen erreicht werden soll.

Es ist auch eine ähnliche Schaltung mit einem zweiphasige Ausgangssignale liefernden Drehfeldgeber bekannt (DE 31 30 878 A1). Bei dieser Schaltung verändert sich der Ausgang des Drehfeldgebers, so daß es schwierig oder gar unmöglich ist, einen Phasenschieberkreis zu verwenden, weil keine Phasenverschiebung zur Verfügung steht, die die Phase eines Signals, dessen Frequenz sich verändert, um 90° verschieben kann.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Anordnung der genannten Art zu schaffen, die bei einfachem Aufbau ein schnelles Ansprechverhalten aufweist und eine hohe Auflösung des Meßergebnisses ermöglicht.

Dies wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß das erste Schaltelement aus folgenden Elementen besteht:

Einer Phasenschieberschaltung, welche das in der Sekundärwicklung induzierte Signal erhält und ein in der Phase verschobenes Signal erzeugt, dessen Phase gegenüber dem induzierten Signal um 90° verschoben ist, einem Phasenkomparator, welcher eine erste Menge von zweiphasigen, sinusförmigen Bezugssignalen mit einer zweiten Menge von zweiphasigen Signalen, die aus dem induzierten Signal und dem in der Phase verschobenen Signal bestehen, vergleicht, und ein Phasendifferenzsignal erzeugt, welches für die Phasendifferenz zwischen den beiden Mengen an Signalen bezeichnend ist, und einer auf das Phasendifferenzsignal ansprechenden Vorrichtung zur Erzeugung von Impulsen mit einer Phasendifferenz entsprechenden Frequenz.

Nach der Erfindung wird eine Phasenschieberschaltung verwendet, um ein in der Phase verschobenes Signal zu erzeugen, so daß der Drehfeldgeber selbst nicht Zweiphasensignale erzeugen muß. Infolgedessen ist ein Drehfeldgeber mit einer Einphasen- Sekundärwicklung verwendbar, der in der Konstruktion einfach ist. Hierdurch werden die Größe und Kosten der gesamten Anordnung beträchtlich verringert.

Nach einer zweckmäßigen Ausbildung der Anordnung erzeugt der Bezugssignal-Generator sinusförmige Zweiphasen-Signale mit einer Phase von sin R* bzw. cos R*, und es hält der Phasen-Komparator eine erste Multiplizierschaltung für die Multiplikation des induzierten Signals mit der Phase cos (R₀-R) und eines der ersten Menge von Signalen mit der Phase sin R*, um eine mit sin R* × cos (R₀-R) in Beziehung stehendes Signal zu erzeugen, und es ist eine zweite Multiplizierschaltung für die Multiplikation des phasenverschobenen Signals mit der Phase sin (R₀-R) und dem anderen der ersten Menge von Signalen mit der Phase cos R* vorgesehen, um ein mit cos R* × sin (R₀-R) in Beziehung stehendes Signal zu erzeugen, und es ist eine auf die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Multiplizierschaltung ansprechende Vorrichtung vorgesehen, um ein in Beziehung zu der Differenz

sin R* × cos (R₀-R)-cos R* × sin (R₀-R)=sin [R*-(R₀-R)]

stehendes Signal zu erzeugen, das als Ausgang des Phasenkomparators verwendet wird.

Der Phasenkomparator erhält sinusförmige Signale, so daß die im Ausgangssignal des Phasenkomparators enthaltenden Komponenten diejenigen aufgrund der Stufenänderungen der digitalen Werte sin R* und cos R* sind. Infolgedessen sind die Wechselstromkomponenten von relativ hoher Frequenz, so daß die Grenzfrequenz des Steuerverstärkers höher gemacht werden kann, wodurch die Anordnung für die Tiefpaßfilteroperation einfacher gemacht wird, jedoch ist die Ausschaltung der Wechselstromkomponenten sichergestellt. Infolgedessen ergibt sich eine geringere Schwankung in der Frequenz des Spannungs-Frequenz-Wandlers, wodurch die Meß-Ansprechzeit verkürzt und die Meßgenauigkeit erhöht wird.

Weitere Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den übrigen Unteransprüchen.

Die Erfindung ist im folgenden anhand der Zeichnung an Ausführungsbeispielen näher erläutert. In der Zeichnung zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels der Erfindung,

Fig. 2 einen Ablaufplan bezüglich der Funktion des in Fig. 1 gezeigten Computers 100,

Fig. 3 ein Blockschaltbild, welches die innere Konstruktion eines Beispiels der in Fig. 1 gezeigten Erregerschaltung 80 zeigt,

Fig. 4 ein Blockschaltbild, welches die innere Konstruktion eines Beispiels der in Fig. 1 gezeigten Phasenverschiebungsschaltung 20 zeigt,

Fig. 5 ein Blockschaltbild, welches die innere Konstruktion eines Beispiels des in Fig. 1 gezeigten Bezugssignal- Generators 30 zeigt,

Fig. 6 ein Blockschaltbild, welches die innere Konstruktion eines Beispieles des in Fig. 1 gezeigten Phasen-Komparators 40 zeigt.

Fig. 7 und 8 Blockschaltbilder, die andere Ausführungsbeispiele der Erfindung zeigen,

Fig. 9 ein Zeitdiagramm, welches die Funktion der D-Flip-Flop- Schaltung 120 nach Fig. 8 zeigt.

In Fig. 1 ist ein Ausführungsbeispiel nach der Erfindung gezeigt.

Mit dem Bezugszeichen 10 ist ein Drehfeldgeber mit zweit Polen bezeichnet, der einen Stator und einen Rotor aufweist, die relativ zueinander bewegbar sind. Der Rotor kann mit einem überwachten Körper verbunden werden. Auf dem Stator sind Zweiphasen-Primärwicklungen 11 und 12 angeordnet. Auf dem Rotor ist eine Einphasen-Sekundärwicklung 13 montiert. Schleifringe 14 und Bürsten 15, die in Kontakt mit den Schleifringen 14 sind, dienen zur Verbindung der Wicklung 13 mit einer äußeren Schaltungsanordnung, die später beschrieben wird. Während des Betriebes wird die in der Wicklung 13 induzierte Spannung Vi zur äußeren Schaltungsanordnung übertragen. Die induzierte Spannung Vi ist sinusförmig, wenn die Primärwicklungen 11 und 12 durch sinusförmige Ströme erregt werden. Wie später erläutert, haben die den Primärwicklungen zugeführten Erregerspannungen Phasen, die durch cos R₀ und sin R₀ dargestellt sind. Dabei wird angenommen, daß die Drehposition der Rotorwicklung 13 in bezug auf die Statorwicklungen 11 und 12 durch einen Winkel R dargestellt wird. Dann wird die Phase der induzierten Spannung Vi dargestellt durch cos (R₀-R).

Die außerhalb des Drehfeldgebers 10 liegende Schaltung enthält eine Phasenverschiebungsschaltung 20, welche beispielsweise die Phase der Spannung Vi um 90° verzögert, um ein Signal mit einer Phase sin (R₀-R) zu erhalten.

Ein Bezugssignal-Generator 30 erzeugt zweiphasige sinusförmige Bezugssignale, die um 90° gegeneinander verschoben sind, und die eine vorbestimmte konstante Frequenz besitzen. Die Phasen der sinusförmigen Bezugssignale vom Bezugssignal-Generator 30 werden dargestellt durch cos R* und sin R*. Zusätzlich erzeugt der Bezugssignal-Generator 30 ein Bezugs-Takt-Signal, das ein periodisches Rechtecksignal ist und synchron zu den sinusförmigen Bezugssignalen erzeugt wird, wobei deren rückwärtige Kanten mit dem Phasenwinkel 0 (R*=0) der sinusförmigen Bezugssignale zusammenfallen.

Ein Phasen-Komparator 40 erhält die Zweiphasen-Signale, die aus der induzierten Spannung Vi und dem in der Phase verschobenen Signal von der Phasenverschiebungs-Schaltung 20 bestehen, und die Zweiphasen-Signale vom Bezugssignal-Generator 30, und er erzeugt ein Phasendifferenzsignal sin [R*-(R₀-R)], das bezeichnend ist für die Phasendifferenz zwischen den beiden Mengen an eingegebenen Zweiphasen-Signalen.

Ein Steuerverstärker 50 erhält das Ausgangssignal des Phasen- Komparators 40 und erzeugt ein entsprechendes Spannungssignal V₅₀. Neben der Steuerwirkung, z. B. einer Proportional und Intergral- Steuerwirkung, hat der Steuerverstärker 50 die Funktion eines Tiefpaßfilters, welches die Wechselstromkomponenten entfernt, um so eine Gleichspannung zu erhalten, deren Wert erhöht wird, wenn die Phasendifferenz positiv ist, und deren Wert herabgesetzt wird, wenn die Phasendifferenz negativ ist, und deren Wert unverändert gehalten wird, wenn die Phasendifferenz null ist.

Ein Spannungs-Frequenz-Wandler 60 (im folgenden als V/F-Wandler bezeichnet) erhält das Ausgangssignal des Steuerverstärkers 50 und erzeugt Impulse mit einer Frequenz F₆₀, die proportional dem Ausgangssignal des Steuerverstärkers 50 ist.

Ein Frequenzwandler 70 zählt die Ausgangsimpulse des Wandlers 60 und erzeugt den Zählwert in Form eines digitalen Signales, das bezeichnend ist für den elektrischen Phasenwinkel R₀. Das digitale Signal ist deshalb von einem Wert, der sich mit einer Geschwindigkeit ändert, die proportional der Ausgangsspannung des Steuerverstärkers 50 ist, und die auf null zurückkehrt, wenn die Spannung einen Wert entsprechend 360° erreicht.

Eine Erregerschaltung 80 erhält den Zählwert R₀ vom Frequenzteiler 70 und erzeugt zwei Signale mit Augenblickswerten, die proportional sind zu sin R₀ und cos R₀. Die Aufeinanderfolgen dieser beiden Signale bilden, sofern die Geschwindigkeit der Änderung vo R₀ im wesentlichen konstant ist, im wesentlichen sinusförmige Wellenformen, die um 90° gegeneinander verschoben sind, d. h. E sin R₀ und E cos R₀, wobei E eine Konstante ist und R₀ sich verändert. Die Ausgangssignale E sin R₀ und E cos R₀ der Erregerschaltung 80 werden den Primärwicklungen 11 bzw. 12 zugeführt.

Der Drehfeldgeber 10 und die Schaltungen 20, 30, 40, 50, 60, 70 und 80 bilden eine Phasen-Regelschleife (PLL), welche die Phasen der beiden Mengen an Signalen vergleicht und dazu dient, eine Null-Phasen-Beziehung zwischen den beiden Mengen an Signalen beizubehalten. Durch die Funktion des PLL wird das Ausgangssignal R₀ des Frequenzteilers 70 so gesteuert, daß die induzierte Spannung (R₀-R) in Phase mit den Bezugssignalen R* gehalten wird.

Im einzelnen ist das Ausgangssignal des Phasen-Komparators 40, wie oben beschrieben, bezeichnend für sin [R*-(R₀-R)], was linear in Beziehung steht zu [R*-(R₀-R)], soweit [R*-(R₀-R)] klein ist und die Richtung (Polarität) der Änderung von sin [R*-(R₀-R)] identisch ist zu derjenigen der Änderung von [R*-(R₀-R)], sofern die Größe [R*-(R₀-R)] 90° nicht überschreitet. Infolgedessen läuft eine Steuerung zur Annäherung von sin [R*-(R₀-R)] auf eine Steuerung hinaus, den Ausdruck [R*-(R₀-R)] an null anzunähern. Solange die Null-Phasen-Beziehung aufrechterhalten wird, wird der Ausgangspegel des Steuerverstärkers 50 unverändert beibehalten. Ferner wir die Ausgangsfrequenz F₆₀ des V/F-Wandlers 60 unverändert gehalten, und es wird die Geschwindigkeit der Änderung von R₀, das von dem Frequenzteiler 70 ausgegeben wird, d. h. die Frequenz der erregenden Spannungen, unverändert gehalten. Wenn die induzierte Spannung (R₀-R) nacheilt, was zu einem positiven Wert des Phasendifferenz- Signals sin [R*-(R₀-R)] führt, so wird der Ausgangspegel des Steuerverstärkers 50 erhöht, es wird die Ausgangsfrequenz F₆₀ des V/F-Wandlers 60 erfüllt, und es wird die Geschwindigkeit der Änderung von R₀ das durch den Frequenzteiler 70 ausgegeben wird, d. h. die Frequenz der erregenden Spannungen, erhöht, so daß die induzierte Spannung (R₀-R) vorgeschoben wird, um das Bezugssignal R* einzuholen. Wenn die induzierte Spannung (R₀-R) voreilt, wird die Ausgangsfrequenz des V/F-Wandlers 60 verringert, und es wird die Frequenz der erregenden Spannungen verringert, so daß die induzierte Spannung (R₀-R) verzögert wird, so daß sie mit den Bezugssignalen R* übereinstimmt.

Wie beschrieben, dient die PLL dazu, die folgende Beziehung aufrechtzuerhalten

R₀-R=R*

und damit

R=R₀-R*

R₀ und R* sind die Winkel der Ausgangssignale des Frequenzteilers 70 und des Bezugssignal-Generators. Somit kann, wenn Signale erhalten werden, die für die Werte R₀ ud R* bezeichnet sind, der Wert von R welcher die Rotation-Position darstellt, durch Subtraktion von R* von R₀ bestimmt werden.

Wenn wahlweise ein Taktimpuls erzeugt wird, wenn einer der Werte R₀ oder R* sich auf einem bestimmten Wert befindet, beispielsweise T₀ oder T*, und wenn ein Signal erhalten wird, das für den anderen Wert von R₀ und R* bezeichnet ist, kann kann der Wert von R entweder durch Subtraktion von T* von R₀ oder durch Subtraktion von R* von T₀ bestimmt werden. Wenn ein solcher Taktimpuls erzeugt wird, wenn einer der Größen von R₀ und R* null ist, so ist der Wert von R gleich R₀ oder -R*.

In dem Ausführungsbeispiel nach Fig. 1 wird der Wert R₀ in dem Augenblick ausgelesen, wenn R*=0 ist, und es wird dieser Wert als Wert verwendet, der für R bezeichnend ist. Um dieses Konzept zu verwirklichen, ist eine Verriegelungsschaltung 90 vorgesehen, welche das Bezugs-Takt-Signal Sr vom Bezugssignal-Generator 30 erhält und den Zählwert R₀ vom Frequenzteiler 70 ausliest und speichert, wenn die Rückwärtige Kante des Bezugs-Takt-Signals Sr erscheint, d. h., wenn R*=0 ist. Das Ausgangssignal der Verriegelungsschaltung 90 ist bezeichnend für den Wert von R, d. h., die Position des überwachten Körpers beim letzten vorhergehenden Auftreten der rückwärtigen Kante des Bezugs-Takt-Signales Sr, und dieses Ausgangssignal ändert sich jedesmal dann, wenn die rückwärtige Kante erscheint, d. h. mit jedem Zyklus des Bezugssignals.

Ein Computer, wie Mikrocomputer 100, liest die in der Verriegelungsschaltung 90 gespeicherten Werte. Er führt auch die arithmetischen Operationen aus, um die Geschwindigkeit des überwachten Körpers zu bestimmen und die Positionen oder die Geschwindigkeit des überwachten Körpers zu kontrollieren.

Die Geschwindigkeit des Körpers kann in Übereinstimmung mit der Differenz zwischen den Auslesungen an zwei getrennten Augenblicken, geteilt durch den zeitlichenAbstand zwischen den beiden getrennten Augenblicken, bestimmt werden. Dies kann erfolgen, indem die Differenz zwischen den aufeinanderfolgenden Auslesungen der Verriegelungsschaltung 90 genommen wird, da die Länge der Periode eines Zyklus des Bezugssignals Sr konstant ist.

Der Vorgang zur Bestimmuung der Geschwindigkeit ist in Fig. 2 gezeigt. Die rückwärtige Kante des Bezugs-Takt-Signals Sr wird zum Einleiten der Unterbrechung verwendet (Schritt 1000). Dann wird der Wert R, der in der Verriegelungsschaltung 90 gespeichert ist, ausgelesen und in einem nicht gezeigten ersten Register (1001, 1002) gespeichert. Der in dem ersten Register gespeicerte Wert wird subtrahiert von dem in einem nicht gezeigten zweiten Register gespeicherten Wert, welches der in dem zuletzt vorhergehenden Zyklus aus der Verriegelungsschaltung 90 ausgelesene Wert ist (1003). Das Ergebnis, d. h. die erhaltene Differenz, ist bezeichnend für die Geschwindigkeit, und es wird in einem nicht gezeigten dritten Register für eine weitere Verwendung oder Verarbeitung (1004) gespeichert. Dann wird der Wert in dem ersten Register in das zweite Register übertragen (1005). Dies beendet das Unterbrechungsprogramm, und es wird die Rückkehr zum Hauptprogramm bewirkt (1006).

Für die weitere Beschreibung des Ausführungsbeispiels nach Fig. 1 wird angenommen, daß beispielsweise die maximale Rotationsgeschwindigkeit 1920 U/min ist. Es wird ferner angenommen, daß die gewünschte Auflösung bei der Positionsbestimmung 15 bits ist, d. h. 2^-15 × 360° (0,003% × 360°). In diesem Falle enthält der Ausgang des Frequenzteilers 70 einen Zähler von 15 bits. Mit anderen Worten, es ist der Teilungsfaktor N₇₀ des Frequenzteilers 2¹⁵=32 768.

Da die PLL dazu dient, die folgende Beziehung aufrechtzuerhalten:

R₀-R=R*,

i. e., ω₀-ω=ω*

wobei ω₀, ω, ω* Winkelfrequenzen und

Infolgedessen ist,

f₀-f=f*

wobei f₀, f, f* Frequenzen sind und

Die Frequenz f kann einen Wert im Bereich zwischen -f _max und f _max annehmen, wobei f _max die maximale Frequenz entsprechend der maximalen Rotationsgeschwindigkeit in einer Richtung oder in Vorwärtsrichtung des untersuchten Körpers ist, das ist f _max=1920 U/min /60=32 Hz.

Die Frequenz f₀ der erregenden Ströme kann einen Wert über dem Bereich zwischen (f*-f _max ) und (f*+f _max ) annehmen. Die Frequenz f* des Bezugssignals wird beispielsweise gewählt mit 128 Hz, so daß f₀=f*-f immer positiv ist, und so daß der Bereich der Änderung von f₀ in bezug auf die Mittelfrequenz f* verhältnismäßig klein ist.

Die maximale Frequenz f _0max der erregenden Ströme ist f*+f _max =128+32=160 Hz. Da der Teilungsfaktor N₇₀ des Frequenzteilers 70 32 768 ist, muß der V/F-Wandler 60 in der Lage sein, einen Ausgang bis zu etwa 5,3 MHz (160 ×32 768) zu erzeugen.

Die Verriegelungsschaltung 90 ist so gewählt, daß sie 15 Bits besitzt, ebensoviele wie der Frequenzteiler 70.

Mit der oben beschriebenen Anordnung wird die Messung der Position R₀ des überwachten Körpers bei jeder Abtastperiode von 7,8 msek, vorgenommen, und es besitzt der gemessene Wert eine Auflösung von 2^-15 × 360°.

Die Messung der Rotationsgeschwindigkeit erfolgt ebenfalls während jeder Abtastperiode von 7,8 msek die Anzahl von Bits des gemessenen Wertes der Geschwindigkeit hängt von der Geschwindigkeit ab. Wenn die Geschwindigkeit 960 U/min (=16 U/min) beträgt, tritt 1/8 (=2^-3) Umdrehungen über der Abtastperiode von 7,8 msek auf, so daß der gemessene Wert als ein Wert von 12 Bits gegeben ist.

Fig. 3 zeigt im einzelnen ein Beispiel der Erregerschaltung 80, die ein paar Festwertspeicher (ROM's) 81, 82 enthält, die als eine Adresse die 8 Bits mit hohem Stellenwert den 15 Bits des Signals R₀ vom Frequenzteiler 70 erhalten. Der Speicher 81 speichert an den 256 (2⁸) Adressen, deren Werte identisch mit den 8 Bits hohen Stellenwertes R₀ sind, die Werte von sin R₀. Der Speicher 82 speichert an den 256 (=2⁸) Adressen, deren Werte identisch sind mit den 8 Bits hohen Stellenwertes R₀, die Werte von cos R₀. Wenn die 8 Bits hohen Stellenwertes von R₀, als Adressen in die Speicher 81, 82 eingegeben werden, werden die Inhalte der Adressen in Form von digitalen Signalen ausgegeben, die bezeichnend sind für sin R₀ ud cos R₀. Die Aufeinanderfolge der digitalen Signale sin R₀ bzw. cos R₀ bilden Sinus- und Cosinus- Wellenformen, d. h. Zweiphasen-Sinus-Wellen.

Die Digital-Analog-Wandler (im folgenden als D/A-Wandler bezeichnet) 83, 84 erhalten die digitalen Signale und wandeln sie in analoge Signale mit 256 Schritten in jedem Zyklus um. Tiefpaßfilter 85, 86 erhalten die analogen Signale von den D/A-Wandlern 83, 84 und entfernen die Stufenänderungen aus den Wellenformen, um sich kontinuierlich ändernde Sinus-Wellenformen zu erzeugen.

Es ist einzusehen, daß die Verwendung der Tiefpaßfilter 85, 86 die Verwendung aller 15 Bits von R₀ bei der Bestimmung sin R₀ und cos R₀ unnötig macht und nur die 8 Bits erfordert. Infolgedessen müssen die ROM's 81, 82 nur 256 (=2⁸) Adressen oder Bytes anstelle von 2₁₅ Adressen, die erforderlich sein würden, wenn alle 15 Bits verwendet würden, haben.

Fig. 4 zeigt im einzelnen ein Beispiel der Phasenverschiebungsschaltung 20. Dies ist eine an sich bekannte Schaltung, und sie wird eine Allpass-Filterschaltung genannt. Sie enthält einen Tiefpassfilter 21, einen Verstärker 22 und einen Subtrahierer 23. Wenn die Grenzfrequenz des Tiefpassfilters 21 so gewählt wird, daß sie die Sinuswellen-Eingangsfrequenz ist, ist das Ausgangssignal eine Sinuswelle, die hinter dem Eingang um 45° nacheilt und eine Amplitude von 1/2 besitzt. Die Amplitude des Ausgangssignals wird durch den Verstärker 22 verdoppelt. Der Subtrahierer 23 bestimmt die Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Verstärkers 22 und dem Eingang der Phasenverschiebungsschaltung 20:

Somit besitzt das Ergebnis, d. h. das Ausgangssignal des Subtrahierers 23 eine Phase, die dargestellt wird durch sin (R₀-R), die um 90° in bezug auf das Eingangssignal cos (R₀-R) verzögert ist.

Fig. 5 zeigt im einzelnen ein Beispiel des Bezugssignal-Generators 30. Wie gezeigt, enthält der Bezugssignal-Generator 30 einen Kristall-Oszillator 31, eine Oszillatorschaltung 32, die mit dem Kristalloszillator 31 zusammenarbeitet, um ein Signal mit einer Frequenz von beispielsweise 2²² Hz (=4 194 304 Hz) zu erzeugen. Der Bezugssignal-Generator enthält ferner einen Frequenzteiler 33, der einen Zähler von 15 Bits enthält, welcher das Ausgangssignal der Oszillatorschaltung 32 erhält und es in der Frequenz teilt durch einen Teilungsfaktor 2¹⁵ (=32 768), um ein Bezugs-Takt-Signal Sr von 128 Hz zu erzeugen. Die Verwendung des Kristall-Oszillators 31 ist insofern vorteilhaft, als die sich ergebende Schwingung stabil ist und die Oszillatorfrequenz genau ist.

Der Frequenzteiler 33 erzeugt auch den Zählwert R* von 15 Bits. Der Bezugssignal-Generator 30 enthält ferner ein paar Festwertspeicher (ROM's) 34, 35, die als eine Adresse die 8 Bits mit hohem Stellenwert unter den 15 Bits des Signals R₀ vom Frequenzteiler 33 erhalten. Der Speicher 34 speichert an 256 (=2⁸) Adressen, deren Werte identisch mit den 8 Bits hohen Stellenwertes von R₀ sind, die Werte von sin R₀. Der Speicher 35 speichert an den 256 (=2⁸) Adressen, deren Werte gleich mit den 8 Bits hohen Stellenwertes von R₀ sind, die Werte von cos R₀. Wenn die 8 Bits hohen Stellenwertes von R₀ als Adresse in die Speicher 34, 35 eingegeben werden, werden die Inhalte der Adressen in Form von digitalen Signalen ausgegeben, die bezeichnend sind für sind R₀ und cos R₀. Die Aufeinanderfolgen der digitalen Signale sin R₀ bzw. cos R₀ bilden Sinus- und Cosinus-Wellenform, d. h., Zweiphasen-Sinuswellen.

Fig. 6 zeigt im einzelnen ein Beispiel des Phasen-Komparators 40, der multiplizierende Digital-Analog-(D/A)-Wandler 41 und 42 enthält, von denen jeder eine Funktion der Multiplikation des analogen Eingangssignals mit einem digitalen Eingangssignal besitzt. Den Wandlern 41 und 42 werden als digitale Eingangssignale die Signale zugeführt, die bezeichnend sind für sin R* und cos R* von dem Bezugssignal-Generator 30. Als analoge Eingangssignale werden diejenigen Signale zugeführt, die bezeichnend für cos (R₀-R) und sin (R₀-R) von der Wicklung 13 und von der Phasenverschiebungs- Schaltung 20 sind. Die Ausgangssignale der Wandler 41 und 42 sind analoge Signale, die bezeichnend sind für die Produkte:

sinR* × cos (R₀-R), und cos R* × sin (R₀-R),

Ein Subtrahierer 43 subtrahiert das Ausgangssignal des Wandlers 43 von dem Ausgangssignal des Wandlers 41, um folgende Operation auszuführen:

sinR* × cos (R₀-R)-cos R* × sin (R₀-R),

um zu erhalten

sin [R*-(R₀-R)].

Somit wird ein analoges Signal erhalten, das bezeichnend ist für die Differenz zwischen R* (R₀-R).

Fig. 7 zeigt ein anderes Ausführungsbeispiel der Erfindung. Die mit den Bezugszeichen in Fig. 1 identischen Bezugszeichen bezeichnen identische oder ähnliche Komponenten. Wie ersichtlich, ist eine Geschwindigkeits-Meßschaltung 110 hinzugefügt, die einen Zähler 111 mit 15 Bits enthält, welcher die Ausgangsimpulse von dem V/F-Wandler 60 erhält und zählt. Ein monostabiler Multivibrator 112 erhält das Bezugs-Takt-Signal Sr, und er wird beim Auftreten der rückwärtigen Kante des Signals Sr in einem quasi-stabilen Zustand getriggert, und er kehrt nach einer kurzen Verzögerungszeit in den ursprünglichen stabilen Zustand zurück. Diese Verzögerungszeit ist kürzer als ein Zyklus des Ausgangssignals des V/F-Wandlers 60 (wenn es von höchster Frequenz ist). Der Zähler 111 erhält an der Lösch- Klemme CR das Ausgangssignal des monostabilen Multivibrators 112, und wenn der monostabile Multivibrator 112 in den ursprünglichen stabilen Zustand zurückgekehrt, wird der Zähler 111 gelöscht. Eine Verriegelungsschaltung 113 erhält das Ausgangssignal des Zählers 111. Sie erhält auch an der Takt-Klemme T das Bezugs-Takt-Signal Sr. Wenn die rückwärtige Kante des Signals Sr auftritt, speichert die Verriegelungsschaltung 113 den Zählwert des Zählers 111. Unmittelbar danach, d. h. nach Ablauf der Verzögerungszeit, kehrt der monostabile Multivibrator 112 in den stabilen Zustand zurück, und es wird der Zähler 111 dadurch gelöscht.

Es wird angenommen, daß die Frequenz des Signals Sr 128 Hz beträgt und daß der Ausgang des Frequenzteilers 70 15 Bits beträgt. Für die Geschwindigkeiten 0,960, -960 U/min (0,16, -16 U/sek) beträgt die Frequenz des Ausganges des V/F-Wandlers 60 41 94 304 (=2¹⁵ × 128) Hz, 4 718 592 (=2₁₅ × (128+16)) Hz, 36 70 016 (=2¹⁵ × (128-16)) Hz. Die Anzahl von Impulsen, die von dem V/F-Wandler 60 ausgegeben werden und während der Abtastperiode von 7,8 msek (=1/128 sek) in den Zähler 111 eingegeben werden, beträgt 32 768; 36 864; bzw. 28 672. Der Zähler 111 weist 15 Bits auf und überschreitet den Bereich mit dem 32 768ten Impuls. Infolgedessen ist am Ende der Abtastperiode der Zählwert des Zählers 111 (32 768-32 768), 4096 (36 864-32 768), 28 672. Diese Werte werden durch die Verriegelungsschaltung 113 gespeichert, und sie werden wiederum in dem Computer 100 weiterverarbeitet.

Wie üblich, werden die digitalen Werte innerhalb des Bereiches von Null bis zur Hälfte des Endwertes als positive Werte behandelt, und es werden die digitalen Werte innerhalb des Bereiches des Maximalwertes bis zum halben Wert als negative Werte behandelt, wobei die Größe gleich der Differenz zwischen dem maximalen Wert und dem in Frage stehenden digitalen Wert ist. Infolgedessen wird der erhaltene Wert 4096 als positiver Wert 4096 und der erhaltene Wert 28 672 als negativer Wert 4096 (=32 768-28 672) behandelt.

Wie oben erläutert, erzeugt die oben beschriebene Anordnung digitale Werte, die bezeichnend sind für die Geschwindigkeit, so daß der Computer 100 keine arithmetische Operation ausführen muß, um die Geschwindigkeit zu bestimmen, so daß die geladene Software verringert werden kann.

Fig. 8 zeigt eine andere Ausführung der Erfindung zur Erzeugung von Impulsen synchron mit der Rotation des überwachten Körpers. Die mit den Bezugszeichen in Fig. 1 identischen Bezugszeichen bezeichnen identische oder ähnliche Komponenten.

Es ist ein Impuls-Komparator 120 hinzugefügt, der eine D-Flip-Flop- Schaltung enthält, die an der Takt-Klemme CK die Ausgangsimpulse Qr von der Oszillator-Schaltung 32 innerhalb des Bezugssignal- Generators 30 erhält, der die innere Konstruktion nach Fig. 5 besitzt, und der an der Daten-Klemme D die Ausgangsimpulse vom V/F-Wandler 60 erhält.

Wenn die D-Flip-Flop-Schaltung 120 an den Klemmen CK und D Impulse verschiedener Frequenzen erhält, arbeitet sie in der in Fig. 9 dargestellten Weise und erzeugt Impulse verschiedener Frequenz an der Ausgangsklemme Q.

In Fig. 9 ist der Einfachheit halber angenommen, daß Impulse von 10 Hz der Klemme CK zugeführt werden und daß Impulse von 8 Hz der Klemme D zugeführt werden. Wie sich aus Fig. 9 ergibt, erscheinen in diesem Falle Impulse von 2 Hz an der Ausgangsklemme Q.

Das Ausgangssignal der Oszillator-Schaltung 32 besitzt eine Frequenz 32 768 × f*. Das Ausgangssignal des V/F-Wandlers 60 besitzt eine Frequenz 32 768 × f₀. Infolgedessen besitzt das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung 120 eine Frequenz von 32 768 × (f₀-f*). Wie vorher erläutert, ist f₀-f*=f, da das Ausgangssignal der Flip-Flop-Schaltung 120 eine Frequenz von 32 768 × f besitzt, mit anderen Worten, es werden Impulse mit einer Frequenz, die 32 768 × die Frequenz f entsprechend der Rotationsgeschwindigkeit des überwachten Körpers erzeugt. Es wird somit eine Anordnung erhalten, die äquivalent ist mit einem rotierenden Impulsgenerator, der 32 768 Impulse pro Umdrehung erzeugt, und sie kann deshalb für eine Bewegungsmessung mit hoher Auflösung verwendet werden.

In den beschriebenen Ausführungsbeispielen werden Schleifringe und Bürsten verwendet, um die Wicklungen des Rotors mit einer außerhalb des Drehfeldgebers befindlichen Schaltung zu verbinden. Stattdessen kann aber auch ein rotierender Übertrager verwendet werden.

In den oben beschriebenen Ausführungsbeispielen sind auf dem Stator Wicklungen vorgesehen, und es ist die Sekundärwicklung auf dem Rotor vorgesehen. Jedoch können wahlweise die Primärwicklungen auf dem Rotor vorgesehen sein, während die Sekundärwicklung auf dem Stator vorgesehen sein kann.

In den beschriebenen Ausführungsbeispielen ist die Polpaar-Zahl des Drehfeldgebers 1. Jedoch kann wahlweise auch ein Drehfeldgeber mit m (m <1) Polpaaren verwendet werden. In diesem Falle wird der mechanische Rotationswinkel R auf den elektrischen Winkel m R reflektiert, so daß die Meß-Auflösung 1/m wird.

Die Erfindung ist auch anwndbar, wenn ein linearer Drehfeldgeber statt des beschriebenen rotierenden Drehfeldgebers verwendet wird, um die Position und die Geschwindigkeit einer linearen Bewegung zu messen.

Wie beschrieben, erhält der Phasen-Komparator 40 nach der Erfindung sinusförmige Signale, so daß die im Ausgangssignal des Phasen-Komparators 40 enthaltenden Komponenten diejenigen aufgrund der Stufen-Änderungen der digitalen Werte sin R* und cos R* sind. Infolgedessen sind die Wechselstromkomponenten von relativ hoher Frequenz, so daß die Grenzfrequenz des Steuerverstärkers 50 höher gemacht werden kann, wodurch die Anordnung für die Tiefpassfilteroperation einfacher gemacht wird, jedoch ist die Ausschaltung der Wechselstromkomponenten sichergestellt. Infolgedessen ergibt sich eine geringere Schwankung in der Frequenz des V/F-Wandlers 60, es wird die Meß-Ansprechzeit kürzer, und es wird die Meßgenauigkeit erhöht.

Ferner wird eine Phasenverschiebungs-Schaltung verwendet, um ein in der Phase verschobenes Signal zu erzeugen, so daß der Drehfeldgeber selbst nicht Zweiphasen-Signale erzeugen muß. Infolgedessen ist ein Drehfeldgeber mit einer Einphasen- Sekundärwicklung verwendbar, der in der Konstruktion einfach ist. Dieses verringert die Größe und die Kosten des gesamten Systems beträchtlich.

Claims

1. Anordnung zum Feststellen der mechanischen Bewegung eines Körpers mit einem Drehfeldgeber mit Primär- und Sekundärwicklungen, wobei eine der Wicklungen mit dem Körper verbindbar ist, mit einer Erregerschaltung zur Versorgung der Primärwicklungen mit mehrphasigen, sinusförmigen Erregerspannungen, wobei sekundärseitig wenigstens ein sinusförmiges Signal induziert wird, wenn die Primärwicklungen erregt sind, mit einem Bezugssignalgenerator zur Erzeugung wenigstens eines Bezugssignals mit vorgegebener Frequenz, mit einem ersten Schaltelement zum Erzeugen von Impulsen mit einer von der Phasendifferenz zwischen Bezugssignal und induziertem Signal abhängigen Frequenz, mit einem Frequenzteiler zum Zählen der Impulse und zum Erzeugen eines ersten digitalen Signals, das zu jedem Zeitpunkt für den Zählwert repräsentativ ist, wobei die Erregerschaltung auf das erste digitale Signal vom Frequenzteiler anspricht, um die Augenblickswerte der Erregerspannungen in jedem Augenblick festzulegen, und wobei der Drehfeldgeber, der Bezugssignalgenerator, das Schaltelement, der Frequenzteiler und die Erregerschaltung eine Phasen-Regelschleife bilden, welche die induzierte Spannung derart steuert, daß diese in einer vorbestimmten Phasenbeziehung zum Bezugssignal gehalten wird, und mit einem auf die Phasen-Regelschleife ansprechenden zweiten Schaltelement zur Erzeugung eines sich auf die Bewegung des Körpers beziehenden zweiten digitalen Signals, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Schaltelement aus folgenden Elementen besteht:
Einer Phasenschieberschaltung (20), welche das in der Sekundärwicklung (13) induzierte Signal erhält und ein in der Phase verschobenes Signal erzeugt, dessen Phase gegenüber dem induzierten Signal um 90°C verschoben ist,
einem Phasenkomparator (40), welche eine erste Menge von zweiphasigen, sinusförmigen Bezugssignalen mit einer zweiten Menge von zweiphasigen Signalen, die aus dem induzierten Signal und dem in der Phase verschobenen Signal bestehen, vergleicht und ein Phasendifferenzsignal erzeugt, welches für die Phasendifferenz zwischen den beiden Mengen an Signalen bezeichnend ist, und
einer auf das Phasendifferenzsignal ansprechenden Vorrichtung (50, 60) zur Erzeugung von Impulsen mit einer der Phasendifferenz entsprechenden Frequenz.

2. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Frequenz der durch das erste Schaltelement erzeugten Impulse unverändert gehalten wird, solange das induzierte Signal in Phase mit dem sinusförmigen Bezugssignal ist, daß die Frequenz der Impulse herabgesetzt wird, wenn das induzierte Signal in der Phase voreilt, und daß die Frequenz der Impulse erhöht wird, wenn das induzierte Signal in der Phase nacheilt.

3. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Erregerschaltung (80) einen Speicher (81, 82) enthält, der als eine Adresse die Zählwerte vom Frequenzteiler (70) erhält und als die Augenblickswerte die an diese Adresse gespeicherten Inhalte erzeugt, wobei die Folge der so erzeugten Inhalte sinusförmige Signale bildet.

4. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schaltelement eine auf den Bezugssignal- Generator (30) und den Frequenzteiler (70) ansprechende Vorrichtung für die Bestimmung der Differenz zwischen den Phasenwinkeln von deren Ausgängen erhält, wobei diese Differenz bezeichnend ist für die Position des überwachten Körpers und wobei das zweite digitale Signal bezeichnend für die Differenz ist.

5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignal-Generator (30) ein Bezugs- Taktsignal synchron zu den sinusförmigen Bezugssignalen erzeugt und daß das zweite Schaltelement eine Verriegelungsschaltung (90) enthält, welche den Zählwert vom Frequenzteiler (70) und das Bezugs-Taktsignal erhält und den Zählwert speichert, wenn das sinusförmige Bezugssignal einen vorbestimmten Phasenwinkel besitzt, wobei das zweite digitale Signal bezeichnend ist für den in der Verriegelungsschaltung (90) gespeicherten Zählwert.

6. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignal-Generator (30) ein Bezugs- Takt-Signal synchron mit den sinusförmigen Bezugssignalen erzeugt und daß das zweite Schaltelement (110) das Bezugs- Takt-Signal und die Impulse von dem ersten Schaltelement erhält und ein digitales Signal erzeugt, das bezeichnend ist für die Geschwindigkeit des überwachten Körpers.

7. Anordnung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schaltelement (110) einen Zähler (111), welcher die Impulse des ersten Schaltelements zählt, eine Verriegelungsschaltung (113), welche den Zählwert vom Zähler (111) und das Bezugs-Takt-Signal erhält und welche den Zählwert speichert, wenn das sinusförmige Bezugssignale einen Phasenwinkel aufweist, und eine Vorrichtung (112) enthält, welche das Bezugs-Takt-Signal erhält und den Zähler (111) löscht, unmittelbar nachdem der Zählwert in der Verriegelungsschaltung (113) gespeichert worden ist.

8. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignal-Generator (30) eine Taktimpulse mit vorbestimmter Frequenz erzeugende Vorrichtung (31, 32) und einen Frequenzteiler (33) enthält, welcher die Taktimpulse zählt und ein in der Frequenz geteiltes Signal erzeugt, welches als Bezugs-Takt-Signal verwendet wird.

9. Anordnung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schaltelement auf die Taktimpulse vom Bezugssignal-Generator (30) und die Impulse von dem ersten Schaltelement anspricht und Impulse mit einer Frequenz erzeugt, die gleich der Differenz zwischen den Frequenzen der Taktimpulse und der Impulse von dem ersten Schaltelement ist.

10. Anordnung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das zweite Schaltelement eine D-Flip-Flop- Schaltung (120) enthält, welche die Taktimpulse und die Impulse von dem ersten Schaltelement an der Taktimpuls- Eingangsklemme und an der Daten-Eingangsklemme erhält und die Impulse mit der Differenzfrequenz erzeugt.

11. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasen-Komparator (40) ein analoges Signal erzeugt, das bezeichnend ist für die Phasendifferenz zwischen den beiden Mengen an Signalen, und daß erste Schaltelement einen Spannungs-Frequenz-Wandler (60) enthält, welcher Impulse mit einer Frequenz erzeugt, die sich in Abhängigkeit von dem analogen Signal ändert.

12. Anordnung nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Schaltelement einen Steuerverstärker (50) enthält, welcher das analoge Signal erhält und welcher einen Proportional-Integral-Verstärkungsfaktor besitzt, wobei der Spannungs-Frequenz-Wandler (60) den Ausgang des Steuerverstärkers erhält.

13. Anordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignal-Generator (30) sinusförmige Zweiphasen-Signale mit einer Phase von sin R* bzw. cos R* erzeugt und daß der Phasen-Komparator (40) eine erste Multiplizierschaltung (41) für die Multiplikation des induzierten Signals mit der Phase cos (R₀-R) und eines der ersten Menge von Signalen mit der Phase sin R* enthält, um ein mit sind R* cos (R₀-R) in Beziehung stehendes Signal zu erzeugen, eine zweite Multiplizierschaltung (42) für die Multiplikation des phasenverschobenen Signals mit der Phase sin (R₀-R) und dem anderen der ersten Menge von Signalen mit der Phase cos R*, um ein mit cos R* × sin (R₀-R) in Beziehung stehendes Signal zu erzeugen, und eine auf die Ausgangssignale der ersten und der zweiten Multiplizierschaltung ansprechende Vorrichtung (43) enthält, um ein in Beziehung zu der Differenz sin R* × cos (R₀-R)-cos R* × sin (R₀-R)=sin [R*-(R₀-R)]stehendes Signal zu erzeugen, das als Ausgang des Phasen- Komparators verwendet wird.

4. Anordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet, daß der Bezugssignal-Generator (30) eine Vorrichtung (31, 32), welche Taktimpulse bei einer vorbestimmten Frequenz erzeugt, einen Frequenzteiler (33), welcher die Taktimpulse zählt und ein digitales Signal erzeugt, das bezeichnend ist für den Zählwert in jedem Augenblick, eine erste Speichervorrichtung (34), welche den Zählwert als Adresse erhält und die Speicherung des Inhaltes an der Adresse bewirkt, und eine zweite Speichervorrichtung (35) enthält, welche den Zählwert als Adresse erhält und die Speicherung des Inhaltes an der Adresse bewirkt, wobei die Folgen der durch die ersten und die zweite Speichervorrichtung erzeugten Inhalte die sinusförmigen Zweiphasen- Signale bilden.

15. Anordnung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß jede Multiplizierschaltung einen multiplizierenden Digital-Analog-Wandler (41, 42), welcher an einer Analog-Eingangsklemme ein Signal der zweiten Menge von Signalen erhält und an einer digitalen Eingangsklemme ein Signal der ersten Menge von Signalen erhält und ein analoges Signal erzeugt, das in Beziehung steht zu dem Produkt der eingegebenen Analog-Digital-Signale.