DE3200934A1 - Verfahren und anordnung zum mischen von niederfrequenzsignalen, die in form digitaler abtastproben vorliegen - Google Patents

Description

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VERFAHREN UND ANORDNUNG ZUM MISCHEN VON NIEDERFREQUENZSIGNALEN, DIE IN FORM DIGITALER ABTASTPROBEN VORLIEGEN

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Anordnung zum Mischen von Niederfrequenzsignalen, die in Form digitaler Abtastproben in getrennten, zeitmultiplexierten Kanälen einer gemeinsamen Zeitmultiplexverbindung in Richtung auf ein Telefonempfangsorgan übertragen werden.

Durch ein solches Verfahren wird es insbesondere möglich, ein gleiches Telefonempfangsorgan, beispielsweise einen Telefonhörer oder einen an das Telefongerät angeschlossenen Lautsprecher mit mehreren getrennten Sendeorganen in Verbindung zu bringen. Man kann dann beispielsweise zu einem gerade sprechenden Teilnehmer zu Informationszwecken einen bestimmten Ton übertragen, oder eine Nachricht der Vermittlungszentrale an einen gerade sprechenden Teilnehmer übermitteln, oder auch in Form einer Konferenzschaltung mehrere Fernsprechteilnehmer miteinander verbinden.

In klassischen Telefonsystemen, in denen die Sprechsignale als elektrische Analogsignale übertragen werden, muß man zu diesem Zweck lediglich die von zwei Sprechstellen kommenden Signale überlagern, indem man die Verbindungsdrähte in Form eines Y verknüpft; bei mehr als zwei Teilnehmern einer Konferenzschaltung ist eine derartige Verknüpfung jedoch kaum zufriedenstellend.

Bei modernen PCM-Vermittlungsanlaqen werden die InformaLionen, die von elektronischen Quellen oder einem Sprecher stammen, in Höhe der Sprechstellen in digitale Form umgewandelt und so dem Vermittlungsamt zugeführt. Die übertragung erfolgt über Zeitmultiplexlextungen, deren Nutzungsdauer in Zeit-

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rahmen gleicher Struktur unterteilt ist, während jeder Zeitrahmen einerseits wieder in eine gegebene Anzahl gleicher Zeitintervalle unterteilt ist, die je einem Zeitkanal, d.h. einer Sprechstelle für die Dauer der zu übertragenden Botschaft zugeteilt sind. Jede TelefonsprechstelLe wandelt die zu übertragenden Informationen in eine Folge von digitalen Abtastproben um, die in einem ihnen zugeordneten Zeitkanal übertragen werden.

Üblicherweise werden die Tastproben nach einem bestimmten Gesetz komprimiert, um die Anzahl der zu übertragenden Binärelemente auf das Maß zu begrenzen, das für die verständliche Wiedergabe auf der Empfangsseite benötigt wird. Diese Kompression verhindert jedoch eine dekodierbare Summierung zweier Abtastproben und erschwert damit die Kopplung zweier Kanäle oder Sprechstellen.

Wenn es auch einfach ist, die von einem Teilnehmer ausgehenden Sprechsignale durch Verdopplung der Abtastprobe an mehrere Teilnehmer zu übertragen, so ist es jedoch schwierig, mehrere von verschiedenen Sprechstellen ausgehende Abtastproben- Folgen miteinander zu vereinen und in Form einer einheitlichen und dekodierbaren Folge von Abtastproben zu übertragen. Man müßte hierzu die Abtastproben zuerst dekomprimieren, dann miteinander addieren und schließlich das Summensignal wieder komprimieren, um ein übertragbares Signal zu erhalten.

Aufgabe der Erfindung ist es, diesen Nachteil zu beheben und ein Verfahren sowie eine Vorrichtung zum Mischen von Niederfrequenzsignalen anzugeben, d.h. Sprechsignalen oder ähnlichem, indem auf verschiedenen Zeitkanälen übertragene Signal miteinander in verwertbarer Form kombiniert werden.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäße dadurch gelöst, daß zuerst die für ein betreffendes Telefonempfangsorgan bestimmten Abtastproben nacheinander in ebensoviele Impulse dekodiert

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werden, deren Werte für die Abtastproben repräsentativ sind und deren Dauer gering im Verhältnis zur Dauer eines Zeitrahmens für die Verbindung ist, dann diese Impulse während eines Zeitrahmens zwischengespeichert werden, die innerhalb eines Zeitrahmens liegenden gespeicherten Impulse summiert werden und schließlich der Summenimpuls vor dem Empfang des ersten dekodierten Impulses des* Zeitrahmens übertragen wird.

Bezüglich von Merkmalen einer bevorzugten Vorrichtung zur Durchführung dieses Verfahrens wird auf die entsprechenden Ansprüche verwiesen.

Nachfolgend wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels mithilfe der Zeichnungen näher erläutert.

Fig. 1 zeigt ein allgemeines Schema eines PCM-Kopplers mit erfindungsgemäßen Vorrichtungen.

Fig. 2 zeigt Zeitdiagramme zur Betriebsweise einer Vorrichtung gemäß der Erfindung.

Fig. 3 zeigt ein Schaltbild einer erfindungsgemäßen Vorrichtung .

Fig. 4 enthält Zeitdiagramme zum Betrieb der Vorrichtung gemäß Fig. 3.

Wie bereits erwähnt sind das erfindungsgemäße Verfahren und die Vorrichtung zum Mischen von Niederfrequenzsignalen für PCM-Wählvermittlungsnetze bestimmt, in denen die Informationen in Form von Abtastproben, beispielsweise in kodierter Form, übertragen werden, wobei die Abtastproben eines Kanals innerhalb aufeinanderfolgender Zeitrahmen stets dieselbe Lage besitzen.

Fig. 1 zeigt ein Ausführungsbeispiel eines Kopplers, der mit erfindungsgemäßen Vorrichtungen ausgerüstet ist und zu einem

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Zeitschalt-Vermittlungsnetz wie oben erläutert gehört. Unter dem Begriff "Koppler" wird ein Gerät verstanden, das eine Zeitvermittlung von Abtastproben durchführt, die von verschiedenen Sprechstellen stammen.

Der Zeitkoppler nach Fig. 1 ist wie üblich über Ubertragungsleitungen LE und LS einerseits an örtliche Telefon-Endgeräte 1 angeschlossen und andererseits an entfernte Koppler CTE, die andere Endgeräte bedienen.

Wie üblich steuern eine Steuereinheit 3, die auf einem oder mehreren zentralisierten oder verteilten Prozessoren beruht, und ein Synchronisationstaktgeber 4 den Aufbau, die Unterhaltung und den Abbau einer Verbindung für die Endstellen 1, z.B. dieJEndstellen 1A und 1N, die mit dem Koppler verbunden sind.

Im in Fig. 1 gezeigten Beispiel sind die ankommende Verbindung LE1 und die abgehende Verbindung LS1 an Endgeräte 1 über Anpassungsschaltkreise 5 angeschlossen. Diese Schaltkreise enthalten Bauteile 51, die gewisse gemeinsame Funktionen erfüllen, Bauteile 52 zur Umwandlung der von den Verbindungsleitungen kommenden Signale in Analogsignale für den TeIe-. fonhörer oder einen Lautsprecher des Endgeräts, sowie Bauteile 53, mit denen Analogsignale des Endgeräts/auf der Verbindungsleitung übertragbare Signale umgewandelt werden.

Wie üblich enthalten die Bauteile 51 eine Logiksteuerung 510, die mit der Steuereinheit 3 und dem Taktgeber 4 verbunden ist, sowie eine Baugruppe 511, in der die üblichen Schaltkreise wie der überspannungsschutz oder die Zweidraht-Vierdraht-Gabel zusammengefaßt sind.

Im vorliegenden Beispiel enthalten die Bauteile 51 außerdem einen Digital-Analog-Wandler 512, dessen Funktion weiter unten erläutert wird.

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In vielen Anwendungsfällen versucht man, in einem gemeinsamen integrierten Schaltkreis ein Höchstmaß an Funktionen miteinander zu vereinen, die in den Bauteilen 51, 52 und 53

zuverwenden verwirklicht werden, insbesondere sogenannte Codec-IC<*aie alle Umwandlungsfunktionen, die in den Bauteilen 51, 52 und 53 benötigt werden, baulich vereinigen.

Ein derartiger Codec-IC bewirkt beispielsweise die Umwandlung elektrischer Analogsignale, die von einem Endgerät 1A stammen, in eine Folge von auf der eingehenden Verbinduhgsleitung LE1 übertragbaren Abtastproben sowie die Umwandlung von Abtast-

die
probenfauf der ausgehenden Verbindungsleitung LS1 während gleicher Zeitlagen in aufeinanderfolgenden Zoitrahmen empfangen werden. Diese Abtastproben werden in Analogsignale unujewandelt, die im Endgerät 1 verwertbar sind.

Eine Kodierlogik 530, die mit einem Abtaster 531, einem Komparator 532 und dem Wandler 512 zusammenwirkt, wandelt die Analogsignale in Abtastproben aufgrund einer Steuerung durch die Steuerlogik 510 um.

Der Wandler 512, der mit einem Eingangsregister 520 und einem Halteschaltkreis 521 zusammenwirkt, wandelt die Abtastproben in analoge Signale unter Steuerung durch die Steuerlogik 510 um.

In bekannter Weise sind die verschiedenen Anpassungsschaltkreise 5 wie z.B. 5A und 5N und daher auch die verschiedenen Codec-ICs, aus denen sie gebildet sind, parallel mit den eingehenden und ausgehenden Verbindungsleitungen LE1 und LS1 verbunden, und zwar über ihre Kodierlogikschaltkreise 530 und ihre Eingangsregister 520, während die Steuereinheit 3 die Zuordnung der Zeitintervalle zu jedem aktiven Anpassungsschaltkreis 5 sichert.

Selbstverständlich erfolgt jede Umwandlung in einer bestimmten Zeit und die Erzeugung einer Abtastprobe aus analogen Signalen benötigt eine bestimmte Kodierzeit te (Fig. 2) für jede Abtastprobe des Spannungswerts UCD. In gleicher Weise benötigt man für die Dekodierung einer kodierten Abbastprobe und die Erzeugung eines Spannungsimpulses UDCD eine bestimmte Dekodierzeit td. Falls gewisse Bauteile, insbesondere der Digital-Analog-Wandler 512, für Umwandlungen in beiden Richtungen verwendet werden, muß man dafür sorgen, daß Überlappungen des Kodiervorgangs mit denTDekodiervorgang innerhalb eines gemeinsamen Anpassungsschaltkreises verhindert werden.

Besitzt man schnelle Codec-ICs, dann können die Zeiten te und td sehr kurz im Verhältnis zur Dauer eines Zeitrahmens gemacht werden, so daß man die Ausnutzung der Zeitdauer in Betracht ziehen kann, während der der Codec-IC für andere Operationen nicht benötigt wird, insbesondere zum Empfang von mehr als einer zu dekodierenden Abtastprobe. Man kann dann eine empfangende Sprechstelle an mehrere sendende Sprechstellen anschließen, die auf Zeitkanälen senden, die gegeneinander um eine Zeitlage verschoben sind, die größer als die für die Dekodierung im verwendeten Codec-IC benötigte Zeit ist.

Die Empfänger sind jedoch in der Regel nicht auf den gleichzeitigen Empfang von unterschiedlichen Informationen eingerichtet. So können in Telefonhörern oder Lautsprechern gleichzeitig ankommende Signale nicht in verständlicher Form hörbar gemacht werden.

Meist hilft man sich in derartigen Fällen durch zeitlich begrenzte Dämpfung der von einem Kanal kommenden Signale, beispielsweise wenn die Vermittlungszentrale sich in ein Gespräch einschalten will, oder aber durch ein entsprechend

angepaßtes Verhalten der Konferenzteilnehmer, um zeitlich begrenzt die auf einem Kanal ankommenden Informationen zu Lasten der anderen Kanäle zu bevorzugen. Die von dem Codec-IC kommenden Signale entsprechen den Schweigesignalen für alle empfangenen und dekodierten Kanäle mit Ausnahme eines einzigen. Fig. 2 zeigt ein Beispiel in Anwendung auf einen Codec-IC, der auf einem Zeitkanal V7 entsprechend dem Zeitintervall IT7 sendet und auf den Zeitkanälen V12, V18 und V26 entsprechend den Zeit interval lon IT12, IT 18 und I¹VZh empfängt. Wenn der Codec-IC in der Lage ist, drei verschiedene Spannungsimpulse ausgehend von den in den Zeitkanälen 12, 18 und 26 empfangenen Tastproben zu erzeugen, dann empfängt der Telefonhörer oder Lautsprecher, der aus diesem Codec-IC bedient wird, entweder drei aufeinanderfolgende Spannungsimpulse während eines Zeitrahmens, oder nur den ersten Impuls entsprechend der Art des Halteschaltkreises 521 .

Nimmt man beispielsweise an, daß nur der den Kanal V12 benutzende Teilnehmer spricht, während die anderen Teilnehmer auf den Kanälen V18 und V26 während einer gegebenen Zeitdauer schweigen, dann entsprechen die auf den Kanälen V18 und V26 während dieser Zeit vorliegenden Tastproben den Spannungssignalen des Werts Null, und nur der Kanal V12 liefert Spannungsimpulse. Daher erzeugt auch der Halteschaltkreis 521 Spannungssignale, deren Dauer praktisch gleich der Zeitdauer ist, die zwischen den Zeitkanälen V12 und V18 liegt, wie die Kurve US1 zeigt, falls der Halteschaltkreis für jeden der drei Kanäle V12, V18 und V26 aktiviert ist.

Wenn es durch geeignete Vorkehrungen möglich wird, trotzdem ein brauchbares Signal im Endgerät 1 zu erhalten, so gilt ebenso, daß ohne derartige Vorkehrungen die übertragenen Signale US1 keine genaue Wiedergabe der ursprünglich ausgesandten Signale ermöglichen.

Hier setzt die Erfindung ein, indem eine Vorrichtung zum Mischen der Kanäle hinzugefügt wird, in der die Summierung Von Impulsen erfolgt und die zwischen den Dekodierausgang des Digital-Analog-Wandlers 512 und den Eingang des Haltekroisos 521 eingefügt ist, derart, daß nicht versehentlich signifikative Spannungen am Eingang des Halteschaltkreises unterdrückt werden.

Wie die Kurve US2 zeigt, bleibt dann stets eine repräsentative Spannung am Eingang des Halte kreises 521 erhalten, derart, daß einer der Kanäle V12, V18 oder V26 eine"Abtastprobe erzeugt, die nicht ein Schweigesignal ist, und zwar im Laufe der aufeinanderfolgenden Zeitrahmen.

Erfindungsgemäß ist der Digital-Analog-Wandler 512 an ein bistabiles Schaltelement 522 angeschlossen, das eine direkte Verbindung vom Halteschaltkreis 521 zum Wandler 512 herste] Lt., wenn das EndgorüL 1A nur über einen einzigen Zeitkanal sendet, d.h., bei einer üblichen Telefonverbindung.

Wenn dagegen die Steuerlogik 510 einen Befehl dahingehend erhält, daß Niederfrequenzsignale, die von mehreren Zeitkanälenstammen, gemischt werden sollen, also beispielsweise von den Kanälen V12, V18 und V26 in Richtung auf das Endgerät 1A, dann schaltet die Steuerlogik das Schaltelement 522 in die andere stabile Lage, so daß ein Summierglied in den Schaltkreis eingefügt wird, das im wesentlichen aus einem kapazitiv (Kondensator 524) rückgekoppelten Operationsverstärker 523 besteht. Dieser Operationsverstärker summiert die erhaltenen Spannungsimpulse auf und speichert sie.

Ein zweites Schaltelement 525 liegt zwischen dem Eingang des Halteschaltkreises 521 und dem Ausgang des Operationsverstärkers 523 und legt die gebildete Summenspannung an den Eingang des Haltekreises 521 während einer bestimmten Zeitspanne innerhalb jedes Zeitrahmens an. Diese Zeitspanne wird beispielsweise während der Zeit te gewählt, die für die Kodierung reserviert ist, so daß der Halteschaltkreis auf den

entsprechenden Spannungswert für die Dauer des nächstfolgenden Rahmens eingestellt wird. Dieses Ergebnis erhält man entweder durch Verwendung eines monostabilen Haltekreises 521 oder durch Verwendung eines Haltekreises 521, der von außerhalb über die Kodierlogik 510 gesteuert wird.

Im Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 3 findet man die oben erläuterten klassischen Bauteile wieder und zwar insbesondere den Digital-Analog-Wandler 512, der hier über einen Multiplexer 513 mit dem Ausgang des Eingangsregisters 520 verbunden ist, an das die Zeitmultiplexverbindungsleitung LS1 angeschlossen ist. Weiter findet man hier ebenfalls das Endgerät 1A und die Baugruppe 511, an die der Halteschaltkreis 521 angeschlossen ist. Letzterer besteht hier aus einem Operationsverstärker, dessen Ausgang an den invertierenden Eingang angeschlossen ist, und dessen nicht invertierender Eingang über einen Kondensator 529 nach klassischer Art an Masso an geschlossen ist.

Ebenso findet man die Kodierlogik 510 und den Operationsverstärker 523, der mit dem Kondensator 524 die Summierung durchführt.

Erfindungsgemäß ist der die dekodierten Impulse führende Ausgang des Digital-Analog-Wandlers 512 an einen Transistor 522A angeschlossen, der hier vom Typ CMOS ist und ebenso wie die anderen hier erwähnten Bauteile in einem IC realisiert werden kann. Dieser Transistor 522A wird von der Kodierlogik 510 durch ein Signal QX gesteuert und leitend gemacht, so daß er die dekodierten Impulse übertragen kann.

Der Transistor 522A ist mit einer Mehrzahl von Transistoren 526 verbunden, die je einen dekodierten Impuls während eines Zeitrahmens für die Summierung aufspeichern. Hierzu ist jeder dieser Transistoren zwischen dem Transistor 522A und einem Kondensator 528 eingefügt und wird von einem spezifischen Impuls Q aus der Kodierlogik 510 gesteuert. Im dargestellten

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Ausführungsbeispiel wurden drei Zweige mit je einem Transistor 526A, 526B bzw. 526C und einem Kondensator 528A, 528B bzw. 528 C gewählt, so daß gleichzeitig drei Teilnehmer oder Telefonsender mit dem Endgerät 1A in Verbindung treten können. Die Steuersignale QA, QB, QC für die Transistoren 526A, 526B und 526 C werden von der Kodierlogik so erzeugt, daß selektiv jeder der Kondensatoren 528 durch den in dem entsprechenden Zeitkanal ausgesandten Spannungsimpuls aufgeladen werden kann. Im Zeitkanal V12 wird also der Kondensator 528A, im Zeitkanal V17 wird der Kondensator 528B und im Zeitkanal V26 wird der Kondensator 528C aufgeladen. Diese Anordnung kann im Fall einer Verbindung zweier Endgeräte verwendet werden und entspricht praktisch dem ersten stabilen Zustand des Schaltorgans 522, wie es anhand von Fig. 1 erläutert worden ist.

Die Kondensatoren 528 sind mit ihrem zweiten Anschluß an den invertierenden Eingang des parametrischen Verstärkers 523 angeschlossen, der seinerseits an einen der Anschlüsse des Kondensators 524 führt, wobei der andere Anschluß dieses Kondensators an den Ausgang des Verstärkers 523 in üblicher Weise angeschlossen ist.

Ein Transistor 527, der von einem Signal QS der Kodier logik 510 gesteuert wird, kann den Kondensator 524 zu Entladezwecken kurzschließen.

Ein Transistor 525, der von einem Signal QM gesteuert wird,, liegt zwischen dem Ausgang des Summierverstärkers 523 und dem nicht invertierenden Eingang des Halteverstärkers 521 und legt an diesen Punkt die erhaltene Summenspannung US2 an, die folgendermaßen ausgedrückt werden kann : US2 = - ig (UA + UB + UC)

Hierbei ist CS der Wert des Kondensators 524, CA der gemeinsame Wert der Kondensatoren 528A, 528B und 528C und UA, UB und UC sind die Spannungen an den Anschlüssen dieser Kondensa-

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toren. Es wird davon ausgegangen, daß die Lade- und Entladezeiten dieser Kondensatoren geeignet gewählt sind.

Während des Aufbaus einer Verbindung werden die Kondensatoren

528 über einen Transistor 522B entladen, der entgegengesetzt zum Transistor 522A von einem Steuersignal QX gesteuert wird. Dieses Steuersignal liegt beispielsweise zu einem Zeitpunkt tdc während der Kodierung der vom Endgerät 1A kommenden Abtastproben vor (siehe Fig. 4).

Vor dem Aufladen durch die erste Tastprobe, die beispielsweise auf dem Kanal V12 in dem Zeitrahmen T(n-1)auftritt, werden die Transistoren 522A und 526A leitend gesteuert und die Transistoren 526B, 526C und 527 gesperrt. Der übertragene Impuls wird daher in dem Kondensator 528A in Form einer Spannung UA gespeichert, und der Transistor 526A wird nach einer zulässigen Ladedauer gesperrt.

Die Aufladung des zweiten und dritten Kondensators 528B und 528C auf Spannungen UB und UC erfolgt danach in gleicher Weise.

Nach dem Aufladen des letzten im Zeit rnlimon T(n-1) crwai hilcn Impulses sperrt die Steuerlogik den Transistor 522A und isoliert somit vorübergehend die Summierglieder vom Wandler 512. Die Spannung US2 wird dann an den Anschlüssen des Summierverstärkers 523 während der Leitdauer der Transistoren 522B, 526A, 526B und 526C (Zeitpunkt tt) erhalten. Wenn die Summierung erfolgt ist, dann wird der Transistor 525 zum Zeitpunkt ts leitend gesteuert und bewirkt die übertragung der Summenspannung an die Anschlüsse des Ladekondensators 529 des Verstärkers 521. Letzterer hält diese mit UP bezeichnete Summenspannung am Eingang der Baugruppe 511, bis später der Transistor 525 im Laufe des nächsten Zeitrahmens Tn tätig wird.

Nun werden die Kondensatoren 524 und 528 entladen, indem gleichzeitig die Transistoren 522B, 526A, 526B, 526C und 527 zum Zeitpunkt tdc, d.h. während der Kodierphase der
Abtastproben im Zeitrahmen Tn leitend gemacht werden.

Dadurch wird es möglich, wie Fig. 4 zeigt, für den Zeitrahmen T(n+1) stets eine von Null verschiedene Spannung UP ausgehend von dem Augenblick an zu haben, an dem mindestens eine der dekodierten Abtastproben im Verlauf eines 2eitrahmens einer von Null verschiedenen Spannung entspricht.

Leerseite

Claims (1)

1. Fo 12390 D

   LA TELEPHONIE INDUSTRIELLE ET COMMERCIALE

   TELIC ALCATEL S.A.

   206, route de Colmar, 67023 STRASBOURG CEDEX Frankreich

   VERFAHREN UND ANORDNUNG ZUM MISCHEN VON NIEDERFREQUENZSIGNALEN, DIE IN FORM DIGITALER ABTASTPROBEN VORLIEGEN

   PATENTANSPRÜCHE

   M/- Verfahren zum Mischen von Niederfrequenzsignalen, die in Form digitaler Abtastproben in getrennten, zcitmultiplexierten Kanälen einer gemeinsamen Zejtmultiplexverbindung (LS) in Richtung auf ein Telefonempfangsorgan übertragen werden, dadurch gekennzeichnet, daß

   - zuerst die für ein betreffendes Telefonempfangsorgan (1A) bestimmten Abtastproben nacheinander in ebensoviele Impulse dekodiert werden, deren Werte für die Abtastproben repräsentativ sind und deren Dauer gering im Verhältnis zur Dauer eines Zeitrahmens für die Verbindung ist,

   - dann diese Impulse während eines Zeitrahmens zwischengespeichert werden,

   - die innerhalb eines Zeitrahmens liegenden gespeicherten Impulse summiert werden,

   - und schließlich der Summenimpuls vor dem Empfang dos orsLun dekodierten Impulses des nächsten Zeitrahmens übertragen'wird.

   2 - Vorrichtung zur Anwendung des Verfahrens nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß Summierglieder (52) vorgesehen sind, die zumindest einen Summier-Operationsverstärker (523) und einen dazu parallelen Speicherkondensator (524) aufweisen, die durch ein erstes

   Schaltorgan (522) an den Ausgang eines Digital-Analog-Wandlers (512) zur Dekodierung der über die Zeitmultiplex-Verbindung (LS1) an das Empfangsorgan (1A) übertragenen Abtastproben und über ein zweites Schaltorgan (525) an einen Halteschaltkreis (521) angeschlossen ist, der das für die ganze Dauer, eines Zeitrahmens konstante Ausgangssignal erzeugt, welches an den Niederfrequenzsignal-Eingang des Empfangsorgans (1A) angelegt wird.

   3 - Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Summierglieder im" wesentlichen einen Operationsverstärker (523) enthalten, der mit einem Speicherkondensator (524) zusammenwirkt, wobei letzterer zwischen den Eingang und den Ausgang des Operationsverstärkers parallel mit einem Entladetransistor (527) für diesen Kondensator (524) angeschlossen ist, und mindestens zwei Versorgungszwoige aufweisen, von denen jeder einen SchalttransisLor (526) und einen Ubertragungskondensatqr (528) in Reihe enthält und die einerseits an den Digital-Analog-Wandler (512) und andererseits an den Eingang des Operationsverstärkers (523) angeschlossen sind, zu dem auch der Speicherkondensator (524) führt,

   4 - Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß das erste Schaltorgan ein Transistor (522A) ist, der zwischen dem Digital-Analog-Wandler (512) und dem gemeinsamen Eingang der Versorgungszweige eingefügt ist, während das zweite Schaltorgan ein Transistor (525) ist, der zwischen den Ausgang des SummierrOperationsverstärkers (523) und den Eingang des Hai Lokreises eingefügt ist, wobei lotzLürer aus einem Operationsverstärker (521) besteht, dessen Ausgang an den nicht gesteuerten Eingang zurückgeschleift ist und dessen Steuereingang mit einem Speicherkondensator (529) verbunden ist, und daß außerdem ein Entladetransistor (522B) für die Ubertragungskondensatoren vorgesehen ist, der im Gegensinn mit dem das erste Schaltorgan bildendeuTransistor (522A) gesteuert wird.