DE29824761U1

DE29824761U1 - System für drahtlose Kommunikation

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Publication number: DE29824761U1
Application number: DE29824761U
Authority: DE
Original assignee: AT&T Wireless Services Inc
Current assignee: AT&T Wireless Services Inc
Priority date: 1997-09-16
Filing date: 1998-08-31
Publication date: 2002-06-13
Anticipated expiration: 2008-09-01
Also published as: DE29824765U1; DE29824762U1; DE29824763U1; EP1372271A2; EP1372271A3; DE29824760U1

Description

G4780-03490

AT&T Wireless Services Inc. System für drahtlose Kommunikation

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf drahtlose Kommunikation und insbesondere auf Techniken für eine effektive drahtlose Kommunikation in Gegenwart von Schwund und anderen Verschlechterungen.

Die effektivste Gegenmaßnahme bei einem Mehrwegeschwund in einem drahtlosen Funkkanal besteht darin, den Effekt des Schwundes am Sender auszugleichen, indem die Leistung des Senders gesteuert wird. Das heißt, wenn die Kanalbedingungen am Sender (an einer Seite der Verbindung) bekannt sind, dann kann der Sender das Signal vorverzerren, um die Auswirkungen des Kanals an dem Empfänger (an der anderen Seite) zu überwinden. Jedoch gibt es bei dieser Herangehensweise zwei grundlegende Probleme. Das erste Problem ist der Dynamikbereich des Senders. Damit der Sender einen Schwund von &khgr; dB überwinden kann, muss er seine Leistung um &khgr; dB erhöhen, was in den meisten Fällen aufgrund von Begrenzungen der Abstrahlungsleistung sowie der Größe und Kosten der Verstärker nicht praktikabel ist. Das zweite Problem ist, dass der Sender keinerlei Wissen über den Kanal besitzt, wie dieser vom Sender gesehen wird (außer bei Systemen mit Zeitgetrenntlageverfahren (time division duplex), bei denen der Sender Leistung von einem bekannten anderen Sender über den gleichen Kanal empfängt). Wenn man daher einen Sender auf der Basis von Kanaleigenschaften steuern will, muss Kanalinformation vom Empfänger an den Sender übermittelt werden, wodurch eine Verschlechterung des Durchsatzes und eine zusätzliche Komplexität sowohl beim Sender wie auch beim Empfänger verursacht wird.

Andere effektive Techniken sind die Zeitdiversität und die Frequenzdiversität. Die Verwendung einer Zeitverschachtelung zusammen mit einer Kodierung kann eine Verbesserung der Diversität mit sich bringen. Das gleiche gilt für Frequenzsprungverfahren und die Spread-Spektrum-Technik. Allerdings führt die Zeitverschachtelung zu unnötig großen Verzögerungen, wenn der Kanal sich langsam ändert. Entsprechend sind Frequenzdiversitätstechniken ineffektiv, wenn die Kohärenzbandbreite des Kanals groß ist (geringe Verzögerungsspreizung).

Es ist allgemein bekannt, dass in den meisten streuenden Umgebungen eine Antennendiversität die zweckmäßigste und wirksamste Technik darstellt, um die Auswirkungen von Mehrwegeschwund zu verringern. Die klassische Herangehensweise an die Antennendiversität besteht darin, am Empfänger mehrere Antennen zu verwenden und eine Kombination (oder Selektion) durchzuführen, um die Qualität des empfangenen Signals zu verbessern.

Das Hauptproblem bei der Verwendung des Prinzips der Empfängerdiversität in üblichen drahtlosen Kommunikationssystemen wie IS-136 und GSM sind die Einschränkungen bei Kosten, Größe und Leistungsverbrauch der Empfänger. Aus offensichtlichen Gründen sind geringe Größe, Gewicht und Kosten vorrangig. Das Hinzufügen von mehrfachen Antennen und Funkketten (oder Auswahl- und Umschalt-Schaltkreisen) in Empfängern ist gegenwärtig nicht machbar. Daher wurden Diversitätstechniken oft nur verwendet, um die Übertragungsqualität in Aufwärtsrichtung (Empfänger an Basis) mit einer Vielzahl von Antennen (und Empfängern) an der Basisstation zu verbessern. Da eine Basisstation oft Tausende von Empfängern bedient, ist es ökonomischer, Basisstationen aufzurüsten als die Empfänger.

Kürzlich wurden einige interessante Ansätze für eine Senderdiversität angeregt. Ein Verzögerungs-Diversitätssystem wurde von A. Wittneben vorgeschlagen in &ldquor;Base Station Modulation Diversity for Digital SIMULCAST", Proceeding of the 1991 IEEE Vehicular Technology Conference (VTC 41 st), pp. 848-853, May 1991, und in &ldquor;A New Bandwidth Efficient Transmit Antenna Modulation Diversity Scheme For Linear Digital Modulation", in Proceeding of the 1993 IEEE International Conference on Communications (NCC
1993), pp. 1630-1634, May 1993. Der Vorschlag besteht darin, dass eine Basisstation eine Folge von Symbolen durch eine Antenne überträgt und dieselbe Folge von Symbolen - aber verzögert - durch eine andere Antenne.

Das US-Patent 5,479,448, Nambirajan Seshadri, 26. Dezember 1995, offenbart eine ähnliche Anordnung, bei der eine Folge von Codes durch zwei Antennen übertragen wird. Die Codefolge wird durch einen zyklischen Schalter weitergeleitet, der jeden Code sukzessive an die verschiedenen Antennen lenkt. Da Kopien desselben Symbols durch verschiedene Antennen zu unterschiedlichen Zeiten übertragen werden, erreicht man sowohl eine Raum- wie auch eine Zeitdiversität. Ein MLSE (maximum likelihood sequence estimator, Maximalwahrscheinlichkeits-Sequenzabschätzer) oder ein MMSE- (minimum mean squared error, minimales mittleres Fehlerquadrat)^ Entzerrer wird dann be-

nützt, um die Mehrwegeverzerrung aufzulösen und einen Diversitätsgewinn zu erreichen. Siehe auch N. Seshadri, J.H. Winters, &ldquor;Two Signaling Schemes for Improving the Error Performance of FDD Transmission Systems Using Transmitter Antenna Diversity," Proceeding of the 1993 IEEE Vehicular Technology Conference (VTC 43^rd), pp. 508-511, May 1993; und J.H. Winters, &ldquor;The Diversity Gain of Transmit Diversity in Wireless Systems with Rayleigh Fading," Proceeding of the 1994 icC/SUPERCOMM, New Orleans, Vol. 2, pp. 1121-1125, May 1994.

Ein weiterer interessanter Ansatz wird offenbart von Tarokh, Seshadri, Calderbank und Naguib in der US-Anmeldung Nr. 08/847635, vom 25. April 1997 (basierend auf einer vorläufigen Anmeldung vom 7. November 1996), bei der Symbole entsprechend den Antennen, durch welche sie gleichzeitig übertragen werden, codiert werden und decodiert werden, indem ein Maximum-Likelihood- (Maximalwahrscheinlichkeits-) Decodierer verwendet wird. Insbesondere bearbeitet der Prozess an dem Sender die Information in Blöcken von M1 Bits, wobei M1 ein Vielfaches von M2 ist, d.h., M1 = k*M2. Er wandelt jede aufeinanderfolgende Gruppe von M2 Bits in Informationssymbole um (und erzeugt dabei k Informationssymbole), codiert jede Sequenz von k Informationssymbolen in &eegr; Kanalcodes (entwickelt dabei eine Gruppe von &eegr; Kanalcodes für jede Sequenz von k Informationssymbolen) und wendet jeden Code einer Gruppe von Codes für eine unterschiedliche Antenne an.

Die Probleme der Systeme nach dem Stand der Technik werden überwunden und ein Fortschritt in der Technik wird erreicht mit einer einfachen Blockcodierungsanordnung, bei der Symbole über eine Vielzahl von Übertragungskanälen übertragen werden und die Codierung nur einfache arithmetische Operationen umfasst, wie beispielsweise Negation und Konjugation. Die Diversität, die von dem Sender erzeugt wird, verwendet Raumdiversität und entweder Zeitdiversität oder Frequenzdiversität. Raumdiversität wird erreicht, indem redundant über eine Vielzahl von Antennen übertragen wird; Zeitdiversität wird erreicht, indem redundant zu verschiedenen Zeiten übertragen wird; und Frequenzdiversität wird erreicht, indem redundant bei verschiedenen Frequenzen übertragen wird. Verwendet man beispielsweise zwei Sendeantennen und eine einzige Empfangsantenne, sorgt eine der gezeigten Ausführungsformen denselben Diversitätsgewinn wie das MRRC (maximal-ratio receiver combining, Maximalverhältnis- Empfängerkombinations)-System mit einer Sendeantenne und zwei Empfängerantennen. Die neuartige Vorgehensweise erfordert keine Bandbreitenerweiterung oder Rückkopplung von dem Empfänger zum Sender und besitzt dieselbe Decodierungskomplexität wie das MRRC. Die

Diversitätsverbesserung ist dieselbe wie bei der Verwendung von MRRC (maximal-ratio receiver combining) an dem Empfänger mit derselben Anzahl von Antennen. Die Grundlagen dieser Erfindung können auf Anordnungen mit mehr als zwei Antennen angewendet werden und eine beispielhafte Ausführungsform wird gezeigt, die denselben Raumsperrcode mit zwei Sende- und Empfängerantennen verwendet. Dieses System sorgt für denselben Diversitätsgewinn wie ein MRRC mit vier Zweigen.

Fig. 1 ist ein Blockdiagramm einer ersten Ausführungsform gemäß der Grundlagen
dieser Erfindung;

Fig. 2 zeigt ein Blockdiagramm einer zweiten Ausführungsform, bei der keine Kanalabschätzungen verwendet werden;

Fig. 3 zeigt ein Blockdiagramm einer dritten Ausführungsform, bei der Kanalabschätzungen von den wiedergewonnenen Signalen abgeleitet werden; und

Fig. 4 erläutert eine Ausführungsform, bei der zwei Sendeantennen und zwei Empfängerantennen verwendet werden.

Gemäß der Grundlagen dieser Erfindung wird eine effektive Kommunikation durch eine Codierung von Symbolen erreicht, die nur Negationen und Konjugationen von Symbolen umfasst (was in der Tat eine bloße Negation des Imaginärteils ist) in Kombination mit einer sendererzeugten Diversität. Raumdiversität und entweder Frequenzdiversität oder Zeitdiversität werden verwendet.

Figur 1 zeigt ein Blockdiagramm einer Anordnung, bei der zwei steuerbare Aspekte des Senders, die verwendet werden, Raum und Zeit sind. Das heißt, die Anordnung aus Fig. 1 umfasst mehrere Senderantennen (die für eine Raumdiversität sorgen) und verwendet mehrere Zeitintervalle. Insbesondere umfasst der Sender 10 beispielsweise die Antennen 11 und 12 und er bearbeitet ankommende Daten in Blöcken zu &eegr; Symbolen, wobei &eegr; die Anzahl der Sendeantennen ist, und in der beispielhaften Ausführungsform der Fig. 1 gleich 2 ist, und jeder Block dauert &eegr; Symbolintervalle, um übertragen zu werden. Ebenfalls beispielhaft umfasst die Anordnung der Fig. 1 einen Empfänger 20, der eine einzige Antenne 21 aufweist.

• &diams;&Ogr; &diams;

Zu einer gegebenen Zeit erfährt ein Signal, das von einer Sendeantenne gesendet wird, Interferenzeffekte von dem durchquerten Kanal, der aus der Sendekette, der Luftverbindung und der Empfangskette besteht. Der Kanal kann durch einen komplexen multiplikativen Verzerrungsfaktor modelliert werden, der aus einer Größenantwort und einer Phasenantwort zusammengesetzt ist. In der folgenden Darstellung wird daher die Kanalübertragungsfunktion von der Sendeantenne 11 zur Empfangsantenne 21 mit A₀ bezeichnet und von der Sendeantenne 12 zur Empfangsantenne 21 mit Ji_x, wobei

(1)

Rauschen von Störungen und anderen Quellen wird zu den beiden empfangenen Signalen addiert und daher ist das resultierende Basisbandsignal, das zu jeder Zeit empfangen wird und von der Empfangs- und Verstärkungseinheit 25 ausgegeben wird,

(2)

wobei s; und Sj die Signale sind, die jeweils von den Sendeantennen 11 und 12 gesendet werden.

Wie oben erwähnt, umfasst in der Zwei-Antennenausführungsform der Fig. 1 jeder Block zwei Symbole und man braucht zwei Symbolintervalle, um diese zwei Symbole zu übertragen. Insbesondere wenn die Symbole s, und Sj übertragen werden sollen, legt der Sender während eines ersten Zeitintervalls das Signal s_t an die Antenne 11 und das Signal Sj an die Antenne 12 an und in dem nächsten Zeitintervall legt der Sender das Signal -s, * an die Antenne 11 und das Signal s₀ * an die Antenne 12 an. Dies ist offensichtlich ein sehr einfacher Codierungsprozess, bei dem nur Negationen und Konjugationen verwendet werden. Wie weiter unten gezeigt wird, ist er ebenso effektiv wie einfach. Entsprechend den oben beschriebenen Übertragungen ist in dem ersten Zeitintervall das empfangene Signal

= h_os_i+h₁s_J+n(t), (3)

und in dem nächsten Zeitintervall ist das empfangene Signal

jS_i *+n(t + T).

(4)

Tabelle 1 erläutert das Übertragungsmuster über die beiden Antennen der Anordnung aus Fig. 1 für eine Folge von Signalen {s_o,s_l,s₂,s₃,s₄,s₅,...}.

Tabelle 1

Zeit:	t	t+T	⁵3	t + 3T	t + 4T	t + 5T	*■··*
Antenne 11		-C * ^&Lgr;1	^&Agr;3	*^S4*	_c * ^&Lgr;5	*...*
Antenne 12					f * *^&uacgr;4*

Das empfangene Signal wird an den Kanalabschätzer 22 angelegt, der Signale bereitstellt, welche die Kanalcharakteristiken oder vielmehr die besten Abschätzungen davon repräsentieren. Diese Signale werden an den Kombinierer 23 und an den Maximum-Likelihood-Detektor 24 angelegt. Die Abschätzungen, die von dem Kanalabschätzer 22 entwickelt werden, können gewonnen werden, indem ein bekanntes Trainingssignal gesendet wird, das der Kanalabschätzer 22 wiedergewinnt, und basierend auf dem wiedergewonnenen Signal werden die Kanalabschätzungen berechnet. Dies ist eine wohlbekannte Vorgehensweise.

Der Kombinierer 23 empfängt das Signal in dem ersten Zeitintervall, nimmt eine Zwischenspeicherung vor, empfängt das Signal in dem nächsten Zeitintervall und kombiniert die beiden empfangenen Signale, um die folgenden Signale zu entwickeln.

(5)

Setzt man Gleichung (1) in Gleichung (5) ein, erhält man:

s, = (ä² ₀ + SfJs₁ +h₀* n(t) + h,n *(t + T)

(6)

&phgr; 4 4 4 · "W * ···

wobei ag = h_oh_o * und &agr;/ =h₁h_l*, wodurch gezeigt ist, dass die Signale der Gleichung

(6) tatsächlich Abschätzungen der übertragenen Signale (innerhalb eines multiplikativen Faktors) sind. Entsprechend werden die Signale der Gleichung (6) an den Maximum-Likelihood-Detektor 24 gesendet.

Bei dem Versuch s. wiederzugewinnen werden zwei Arten von Signalen betrachtet: die Signale, die tatsächlich zur Zeit t und t+T empfangen werden, und die Signale, die hätten empfangen werden sollen, wenn s_t das Signal wäre, das gesendet wurde. Wie unten gezeigt, wird bezüglich des Wertes von s. keine Annahme gemacht. Das heißt, eine Entscheidung wird getroffen, dass s\ = s_x für den Wert von x, für den

d²\r(t),(h₀s_x +h_xSj)) + d²\r{t +T)X-Ksj *+h_os_x*)]
kleiner ist als (7)

d²[r(t),(h₀S_k +Vy)]+<*²[Kf+r),(-V7 *+V**)]>

wobei d²(x, y) der quadrierte euklidische Abstand zwischen den Signalen &khgr; und y ist, d.h.

Indem man erkennt, dass h₀ =h₀ +Rauschen, d. h. unabhängig von dem übertragenen Symbol ist, und dass A₁ =h_x +Rauschen, d. h. unabhängig von dem übertragenen Symbol ist, kann Gleichung (7) umgeschrieben werden und es ergibt sich

{a² ₀ + af ]s_x\²- s_iSx *-s_t *s_x < (a² ₀ + aj}s_k f -s_ts_k*-s, *s_k (8)

wobei or₀ ² =h_oh_o * und a² =h_xh_x *, oder gleichbedeutend,

Bei einer Phasenumtastungsmodulation (phase shift keying modulation) tragen alle Symbole dieselbe Energie, das bedeutet, dass s_x\ = s_k\ , und daher kann die Entscheidungsregel von Gleichung (9) vereinfacht werden zu

• · · * • · 1 • a	a a a ■ a	&diams; · · • ·	• · ·
• ·			• · · ·
■ · ·			*• ·**
> · · ·	• ·· · *	* · ·

wähle Signal S₁ = s_x genau dann, wenn t/²^.,^)^²^,^). (10)

Daher entwickelt der Maximum-Likelihood-Detektor 24 die Signale s_k für alle Werte von k mit Hilfe von A₀ und /T₁ von dem Abschätzer 22, entwickelt die Abstände rf²(5,,s_t), identifiziert x, für das die Gleichung (10) gilt und schließt, dass 5, =s_x. Ein ähnlicher Prozess wird angewendet, um s_y. wiederzugewinnen.

In der oben beschriebenen Ausführungsform wird jeder Block von Symbolen als ein Block mit Hilfe der Kanalabschätzungen A₀ und A, wiedergewonnen. Es können jedoch auch andere Vorgehensweisen zur Rückgewinnung der übertragenen Signale verwendet werden. Tatsächlich existiert eine Ausführungsform für die Rückgewinnung von übertragenen Symbolen, bei der die Kanalübertragungsfunktionen überhaupt nicht bestimmt werden müssen, vorausgesetzt, dass ein Anfangspaar von übertragenen Signalen dem Empfänger bekannt ist (z.B., wenn das Anfangspaar von übertragenen Signalen vorgegeben wird). Solch eine Ausführungsform ist in Fig. 2 gezeigt, wo der Maximum-Likelihood-Detektor 27 einzig dem Kombinierer 26 antwortet. (Elemente in Fig. 3, die mit Bezugszeichen versehen sind, welche mit den Bezugszeichen aus Fig. 1 übereinstimmen, sind entsprechende Elemente.) Der Kombinator 26 des Empfängers 30 entwickelt die Signale

r₀ =r(i) = Vo +Vi ⁺ⁿo

r_i=r(t+T) = h_]s_o*-h_os_l*+n_l (11)

r₂ = r(t + 2T) = h₀s₂ + A₁S₃ + n₂

r₃=r(i+ 3&Ggr;) = V₂*-V₃*+«3.
entwickelt dann die Zwischensignale A und B

-r₂r, *

*+_rir₃*_t (12)

und entwickelt schließlich die Signale

?₂ = As_x * +Bs₀

s,=-As₀*+Bs,, (13)

wobei N₃ und N4 Rauschtherme sind. Es kann angemerkt werden, dass das Signal r₂ tatsächlich r₂ =h₀s₂ + ä,s₃ =h₀s₂ + ä,s₃ + n₂ ist und in ähnlicher Weise für Signal r₃. Da die Verarbeitung der Signale A und B sie auch gleichsetzt

A = (a₀ ² + &agr;² Xs₂S₁ - s₃s₀ ) + JV₁

B = (&agr;² +a²)Cvo* +Vi*) + Ni, (I⁴)

wobei Ni und N₂ Rauschtherme sind, folgt, dass die Signale S₂ und S₃ gleich sind

s₂ = {al + al )(|s_o|² + |s, |² )s₂

s₃ =

₂
²

N₄. (15)

Wenn die Leistung aller Signale konstant (und auf 1 normalisiert) ist, reduziert sich die Gleichung (15) zu

s₂={al+af)s₂+N₃ s,={al+a?)s₃+N₄. (16)

Folglich sind die Signale S₂ und S₃ tatsächlich Abschätzungen der Signale s₂ und s₃ (innerhalb eines multiplikativen Faktors). Die Linien 28 und 29 zeigen den rekursiven Aspekt der Gleichung (13), bei der Signalabschätzungen I₂ und S₃ mit Hilfe der rückgewonnenen Signale s₀ und s,, die von dem Ausgang des Maximum-Likelihood-Detektors rückgekoppelt werden, ausgewertet werden.

Die Signale S₂ und S₃ werden an den Maximum-Likelihood-Detektor 24 angelegt, wo die Wiedergewinnung mit dem Maßstab, der durch obige Gleichung (10) ausgedrückt ist, erreicht wird. Wie in Fig. 2 gezeigt, werden, wenn die Signale s₂ und s₃ rückgewonnen sind, diese zusammen mit den empfangenen Signalen r_2>r₃, r₄ und r₅ dazu verwendet, die Signale s₄ und S₅ rückzugewinnen und der Prozess wiederholt sich.

Figur 3 illustriert eine Ausführungsform, die nicht die Konstellation der übertragenen Signale benötigt, Symbole gleicher Leistung zu umfassen (Elemente in Fig. 3, die mit den gleichen Bezugszeichen versehen sind wie ip Fig,-,A, 5Jnd ähnliche Elemente.) In Fig. 3

antwortet der Kanalabschätzer 43 des Empfängers 40 auf die Ausgangssignale des Maximum-Likelihood-Detektors 42. Wenn der Kanalabschätzer 43 Zugang zu den rückgewonnenen Signalen s₀ und S₁ hat, bildet er die Abschätzungen

^r\ ^sx

(17)

und legt diese Abschätzungen an den Kombinator 23 und an den Detektor 42 an. Der Detektor 24 gewinnt die Signale s₂ und s₃ wieder, in dem er die Vorgehensweise verwendet, die von dem Detektor 24 der Fig. 1 benützt wird, ausgenommen, dass er nicht die Vereinfachung der Gleichung (9) verwendet. Die rückgewonnenen Signale des Detektors 42 werden an den Kanalabschätzer 43 rückgekoppelt, der die Kanalabschätzungen als Vorbereitung für den nächsten Zyklus aktualisiert.

Die Ausführungsformen der Fig. 1 bis 3 erläutern die Grundsätze dieser Erfindung für Anordnungen, die zwei Sendeantennen und eine Empfangsantenne haben. Diese Prinzipien sind jedoch breit genug, um eine Vielzahl von Sendeantennen und eine Vielzahl von Empfangsantennen zu umfassen. Um dies zu illustrieren, zeigt Fig. 4 eine Ausführungsform, in der zwei Sendeantennen und zwei Empfangsantennen verwendet werden; dabei sind die Sendeantennen mit 31 und 32, und die Empfangsantennen mit 51 und 52 bezeichnet. Das Signal, das von Antenne 51 empfangen wird, wird an den Kanalabschätzer 53 und an den Kombinator 55 angelegt, und das Signal, das von Antenne 52 empfangen wird, wird an den Kanalabschätzer 54 und den Kombinator 55 angelegt. Abschätzungen der Kanaltransferfunktionen A₀ und A₁ werden von dem Kanalabschätzer 53 an den Kombinator 55 und an den Maximum-Likelihood-Detektor 56 angelegt. In ähnlicher Weise werden Abschätzungen der Kanaltransferfunktionen A₂ und A₃ durch den Kanalabschätzer 54 an den Kombinierer 55 und an den Maximum-Likelihood-Detektor 56 angelegt. Die Tabelle 2 definiert die Kanäle zwischen den Sendeantennen und den Empfangsantennen, und Tabelle 3 definiert den Eindruck über die empfangenen Signale an den beiden Empfangsantennen.

	&diams; « ·	2	·'· ·' »	* *
&phgr; ·	v.fi	• *	* *
	Tabelle

	Antenne 51	Antenne 52
Antenne 31	K	-A₂
Antenne 32	A.	^Ä3

Tabelle 3

	Antenne 51	Antenne 52
Zeit t
Zeit t + T	^r\

Basierend auf dem Obigen kann gezeigt werden, dass die empfangenen Signale sind

>&Oacgr; = Vo + Vl ⁺ "&thgr;

>&Oacgr; =

r, =-h_n r₂ = h₂s₀ r₃=-/

J₀ * +/I₁ + n-,

(15)

wobei n_o,n,,n₂ und n₃ komplexe Zufallsvariable sind, die thermisches Rauschen, Störungen und dergleichen am Empfänger repräsentieren.

In der Anordnung von Fig. 4 entwickelt der Kombinator 55 die folgenden beiden Signale, die an den Maximum-Likelihood-Detektor gesendet werden:

=K *

*+h₂ V₂ +/i₃r₃ *

= A₁ * r₀ - A_Qr, * +A₃ *r₂-

(16)

Setzt man die jeweiligen Gleichungen ein, erhält man

J₀ = (al + &agr;,² + al + a₃ ² )j₀ + A₀ * »₀ + A,«, * +A₂ *n₂ + A₃n₃

f +a² ₂ +a² ₃)s, +h, *n₀ -h_on, *+h₃ *n₂ -h₂n₃*.

(17)

wodurch gezeigt wird, dass die Signale J₀ und Sj tatsächlich Abschätzungen der Signale j_ound j, sind. Entsprechend werden die Signale 3p_#und T₁ an deq Maximum-Likelihood-

* # 4 · · * &diams; * ft · it

Decodierer 56 gesendet, der die Entscheidungsregel der Gleichung (10) dazu verwendet, die Signale s₀ und s, rückzugewinnen.

Wie oben gezeigt, beruhen die Prinzipien dieser Erfindung darauf, dass der Sender eine Diversität in den Signalen, die vom Empfänger empfangen werden, erzwingt, und dass die Diversität auf verschiedene Art und Weise erreicht werden kann. Die beispielhaften Ausführungsformen beruhen auf einer Raumdiversität - hervorgerufen durch eine Vielzahl von Sendeantennen, und einer Zeitdiversität - hervorgerufen durch die Verwendung von zwei Zeitintervallen für die Übertragung der codierten Symbole. Man sollte sich dessen bewusst sein, dass zwei unterschiedliche Sendefrequenzen anstelle der zwei Zeitintervalle verwendet werden könnten. Solch eine Ausführungsform würde die Übertragungsgeschwindigkeit verdoppeln, aber sie würde auch den Hardwareaufwand in dem Empfänger erhöhen, weil zwei unterschiedliche Frequenzen gleichzeitig empfangen und verarbeitet werden müssen.

Die oben erläuterten Ausführungsformen sind offensichtlich nur beispielhafte Implementierungen der Prinzipien der Erfindung und verschiedene Abwandlungen und Erweiterungen können von einem Fachmann eingeführt werden, ohne von dem Grundgedanken und dem Umfang dieser Erfindung abzuweichen, welche durch die folgenden Patentansprüche definiert sind. Beispielsweise wurden alle gezeigten Ausführungsformen für die Wahl einer Raum-Zeitdiversität erläutert, aber wie oben erklärt, könnte man auch das Raum-Frequenzpaar wählen. Solch eine Wahl würde eine direkte Auswirkung auf die Konstruktion des Empfängers haben.

Claims

1. System für drahtlose Kommunikation umfassend:
einen Sender (10) mit einem Codierer, der Diversität bewirkt, wobei die Signale Blöcke von Symbolen umfassen, der Sender mindestens zwei Sendeantennen (11, 12) umfasst und wobei die Diversität Raumdiversität und eine Art von Diversität aus einer Gruppe, die Zeitdiversität und Frequenzdiversität umfasst, einschließt und wobei mindestens einige Blöcke von Symbolen, mit denen eine Sendeantenne versorgt wird, negierte und komplex konjugierte Replikationen von gesendeten Symbolen einschließen; und
einen Empfänger (20; 40; 50), der diverse Signale von dem Sender (10) empfängt;
wobei der Empfänger einen Kombinator (23) umfasst, der die empfangenen Signale kombiniert.

2. System nach Anspruch 1, wobei der Empfänger (20) einen Kanalabschätzer (22; 43) umfasst, der Abätzungen der Sendekanalcharakteristiken auf der Basis der empfangenen Signale entwickelt.

3. System nach Anspruch 1 oder 2, wobei der Empfänger weiterhin einen Maximum- Likelihood-Detektor (24; 42) umfasst, der die kombinierten Signale empfängt und die gesendeten Signale auf der Basis einer entwickelten Maximalwahrscheinlichkeitsentscheidung wiedergewinnt.

4. System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei:
der Kombinator (23) und der Maximum-Likelihood-Detektor (24) die Abschätzungen der Sendekanalcharakteristiken von dem Kanalabschätzer (22) empfangen und wobei
die Symbole Symbole sind, die gleiche Energie tragen.

5. System nach Anspruch 3, wobei der Maximum-Likelihood-Detektor eine Kanaltransferfunktion verwendet, die durch den Kanalabschätzer abgeschätzt wird, um einen Abstand zu bestimmen, für den eine Beziehung zwischen dem gesendeten Signal und den abgeschätzten Kanalcharakteristiken gilt.

6. System nach einem der Ansprüche 1 bis 3, wobei der Empfänger (50) weiterhin umfasst:
mehr als eine Antenne (51, 52), die jeweils die mehrfachen (diversen) Signale von dem Sender empfangen; und
mehr als einen Kanalabschätzer (53, 54), die jeweils die mehrfachen (diversen) Signale von einer der mehr als einen Antennen empfangen.

7. System für drahtlose Kommunikation umfassend:
eine Sendevorrichtung (10), die eintreffende Daten empfängt, wobei die eintreffenden Daten in Blöcken von Symbolen gehandhabt werden und wobei die Sendevorrichtung umfasst:
eine Codiervorrichtung, die eintreffende Daten codiert, wobei die Codierung Negation und komplexe Konjugation von ausgewählten Symbolen umfasst; und
eine Vielzahl von Sendeantennenvorrichtungen (11, 12) zum Senden der codierten Signale, wobei die Vielzahl von Sendeantennenvorrichtungen in den gesendeten Signalen Raumdiversität schafft und wobei die Sendevorrichtung einen weiteren Diversitätstyp in dem gesendeten Signal schafft, der aus einer Gruppe gewählt ist, die Zeitdiversität und Frequenzdiversität umfasst.

8. System nach Anspruch 7, wobei die eintreffenden Daten in Blöcken von n Symbolen gehandhabt werden und die Vielzahl von Sendeantennenvorrichtungen n Sendeantennenvorrichtungen umfasst.

9. System nach Anspruch 7 oder 8, weiterhin umfassend eine Empfängervorrichtung, die die gesendeten Signale empfängt, wobei die Empfängervorrichtung eine Vorrichtung zum Entwickeln von Abschätzungen der Sendekanalcharakteristiken auf der Basis der empfangenen Signale umfasst.

10. System nach Anspruch 9, weiterhin umfassend: eine Kombinatorvorrichtung (23; 26; 55), welche die Abschätzungen der Sendekanalcharakteristiken, die von den gesendeten Signalen entwickelt wurden, kombiniert.

11. System nach Anspruch 10, weiterhin umfassend: eine Maximum-Likelihood-Detektorvorrichtung (24; 27; 42; 56), die die kombinierten Signale empfängt und das gesendete Signal wiedergewinnt.

12. System nach einem der Ansprüche 7 bis 11, wobei die Symbole gleiche Energie haben.

13. System nach einem der Ansprüche 9 bis 11, wobei die Empfängervorrichtung weiterhin mindestens eine Kanalabschätzervorrichtung umfasst, die die Abschätzungen der Sendekanalcharakteristiken auf der Basis der empfangenen Signale ableitet.

14. System nach Anspruch 13, wobei die Empfängervorrichtung weiterhin umfasst: eine Vielzahl von Empfängerantennenvorrichtungen (51, 52) zum Empfangen der gesendeten Signale, wobei jede der Vielzahl von Empfangsantennenvorrichtungen gesendete Signale von der Vielzahl von Sendeantennenvorrichtungen (31, 32) empfängt.

15. System nach einem der Ansprüche 7 bis 14, wobei die eintreffenden Daten Blöcke von n Symbolen sind und die Vielzahl von Sendeantennenvorrichtungen n Sendeantennenvorrichtungen umfasst, und wobei das Codieren weiterhin ein Codieren eines eintreffenden Blocks von Symbolen s₁ und s₀* in einer Sequenz von Symbolen s₀ und -s₁* und in eine Sequenz von Symbolen s, und so* umfasst, wobei s_i* das komplex konjugierte Symbol zu s_i bedeutet.

16. System nach Anspruch 15, wobei die Vielzahl von Sendeantennenvorrichtungen n Sendeantennenvorrichtungen umfasst und wobei als Antwort auf eine Folge {s₀, s₁, s₂, s₃, s₄, s₅. . .} von eintreffenden Symbolen der Codierer eine Folge {s₀, -s₁*, s₂, -s₃*, s₄, -s5* . . .} entwickelt, die an eine erste Sendeantennenvorrichtung angelegt wird, und eine Folge {s₁, s₀*, s₃, s₂*, s₅, s₄* . . .}, die an eine zweite Sendeantennenvorrichtung angelegt wird, wobei s_i* die komplex konjugierte Form von s_i ist.

17. System für drahtlose Kommunikation mit
einem Sender (10) umfassend:
einen Codierer, der in Antwort und auf Basis von eintreffenden Symbolen einen Satz von Symbolen bildet, der Redundanz beinhaltet,
mindestens eine erste und zweite Antenne zum Erzielen von Raumdiversität, wobei diese Antennen gekoppelt sind mit einer Ausgangsstufe zum Empfangen und Senden der Sätze von Symbolen, die Redundanz beinhalten, über mindestens zwei verschiedene Kanäle über ein Übertragungsmedium,
wobei die eintreffenden Symbole von dem Codierer in Blöcken von Symbolen s₀ und s₁ gehandhabt werden, wobei jeder Block von dem Codierer in eine erste Symbolfolge s₀ und s₁* und in eine zweite Symbolfolge s₁ und s₀* codiert wird, wobei s_i* die komplex konjugierte Form von s ist, und
wobei die erste Folge über die erste Antenne gesendet wird und die zweite Folge über die zweite Antenne gesendet wird,
und mit einem Empfänger (20, 40) umfassend:
eine einzige Antenne (21) zum Empfangen von Signalen, die einen Strom von Symbolen darstellen, die Redundanz beinhalten, von mindestens zwei Antennen,
eine Empfangs- und Verstärkungssektion (25), die mit der Antenne (21) verbunden ist,
einen Kombinator (23), der mit der Empfangs- und Verstärkungssektion verbunden ist, wobei der Kombinator auf Signale anspricht, die von der Antenne empfangen werden und auf Kanalabschätzungen, die für mindestens zwei nebeneinanderlaufende (concurrent) raumdiverse Pfade entwickelt werden, über welche die Signale an der Antenne ankommen, um Sätze von Informationssyrinbolabschätzungen zu entwickelt, wobei der Kombinator diese Sätze von Informationssymbolabschätzungen entwickelt, indem er die Signale, die von der einzigen Antenne empfangen werden, mit den Kanalabschätzungen über Operationen kombiniert, die Multiplikationen, Negationen und die Bildung komplex konjugierter Formen beinhalten,
einen Detektor (24, 42), der mit dem Kombinator verbunden ist und der als Antwort auf die Sätze von Informationssymbolabschätzungen Maximum-Likelihood- (Maximalwahrscheinlichkeits)-Entscheidungen entwickelt bezüglich der Informationssymbole, die in die Kanalsymbole codiert sind und in den Signalen, die von der einzigen Antenne empfangen werden, eingebettet sind.

18. System nach. Anspruch 17, weiterhin umfassend einen Kanalabschätzer (22, 43), wobei der Kanalabschätzer mit dem Empfangs- und Verstärkungsbereich (25) verbunden ist und in Antwort auf die Signale, die von der einzigen Antenne empfangen werden, die Kanalabschätzungen entwickelt.

19. System nach Anspruch 17 oder 18, wobei der Kombinator Signale, die in zwei aufeinanderfolgenden Zeitintervallen empfangen werden, kombiniert, um folgende Signale zu entwickeln:
&wedgeq;_i = &wedgeq;₀*r(t) + &wedgeq;₁r*(t + T)
&wedgeq;_j = &wedgeq;₁*r(t) - &wedgeq;₀r*(t + T)
wobei das Signal, das von der Antenne empfangen wird, zu einem bestimmen Zeitintervall
r(t) = h₀s_i + h_is_j + n(t)
entspricht, und in einem nächsten Zeitintervall
r(t + T) = -h₀s_j* + h₁s_i* + n(t + T),
wobei h₀ eine Transferfunktion eines Kanals ist, über den ein Symbol s_i zu einer gegebenen Zeit übertragen wird, h₁ eine Transferfunktion eines Kanals ist, über den ein Symbol s_j zu einem gegebenen Zeitintervall übertragen wird, n(t) und n(t + T) Rauschsignale zu jeweils dem gegebenen Zeitintervall und dem nächsten Zeitintervall sind und ein *, der an eine Signalbezeichnung angefügt wird, das komplex konjugierte Signal zu dem Signal bedeutet; und wobei &wedgeq;_i die Abschätzung der Kanaltransferfunktion h_i ist,

20. System nach Anspruch 19, wobei sich der Detektor auf das Symbol &wedgeq;_i = s_x einstellt genau dann, wenn d²( &wedgeq;_i, s_x) ≤ d²( &wedgeq;_i, s_k), wobei d²( &wedgeq;_i, s_x) dem Ausdruck (s_i - s_x)(s_i* - s_x*) entspricht.

21. System nach Anspruch 1 oder 9 oder 17, wobei der Empfänger weiterhin umfasst: mindestens einen Kanalabschätzer (22; 43; 54), der Abschätzungen von Sendekanalcharakteristiken erzeugt und die Abschätzungen an den Kombinator und an den Maximum-Likelihood-Detektor weiterleitet.

22. System nach Anspruch 21, wobei die codierten Signale Blöcke von Symbolen s₀ und s₁ umfassen, die in Symbolfolgen so und -s₁* und in Symbolfolgen s₁ und s₀* codiert wurden, wobei s_i* die komplex konjugierten Form von s_i ist.

23. System nach Anspruch 22, wobei der Kombinator 2 × 2 Blöcke von Symbolen kombiniert.

24. System nach einem der Ansprüche 21 bis 23, wobei der Maximum-Likelihood- Detektor von dem Kombinator empfangene Signal &wedgeq;_i und &wedgeq;_j empfängt und Signale s_k für alle Werte von k für jedes Signal s_i und s_j erzeugt, euklidische Abstände
d²( &wedgeq;_i, s_x), d²( &wedgeq;_i, s_k), d²(s_j, s_x) und d²( &wedgeq;_j, s_k),
und Werte x bestimmt, für die gilt:
d²( &wedgeq;_i, s_x) ≤ d²( &wedgeq;_i, s_k) und d²( &wedgeq;_j, s_x) ≤ d²( &wedgeq;_j, s_k)
alles jeweils entsprechend, um die gesendeten Signale S_i und s_j zu bestimmen.

25. System nach Anspruch 24, weiterhin umfassend einen Kanalabschätzer, der eine Vielzahl von Kanalabschätzungen &wedgeq;_n erzeugt, wobei jede Kanalabschätzung einem Kanal entspricht, der einer der Vielzahl von raumdiversen Antennen zugeordnet ist, und wobei der Maximum-Likelihood-Detektor Signale s_k entwickelt, die teilweise auf der Vielzahl von Kanalabschätzungen &wedgeq;_n basieren.

26. System nach Anspruch 22, wobei der Kanalabschätzer weiterhin für den Maximum- Likelihood-Detektor mindestens erste und zweite Kanalabschätzungen &wedgeq;₀ und &wedgeq;₁ erzeugt, wobei die ersten und zweiten Kanalabschätzungen &wedgeq;₀ und &wedgeq;₁ jeweils ersten und zweiten raumdiversen Antennen entsprechen, und
wobei der Maximum-Likelihood-Detektor Signale s_k für alle Werte von k für die empfangenen Signale &wedgeq;_i und &wedgeq;_j erzeugt,
jeweils entsprechend den ersten und zweiten raumdiversen Antennen, und eine maximale Wahrscheinlichkeit davon bestimmt, was die gesendeten Signale s_i und s_j sind, auf der Basis der empfangenen Signale und der folgenden Gleichungen:
(α₀ ² + α₁ ²-1)|s_x|² + d²( &wedgeq;_i, s_x) ≤ (α₀ ² + α₁ ²-1)|s_k|²+d²( &wedgeq;_i, s_k)
(α₀ ² + α₁ ²-1)|s_x|² + d²( &wedgeq;_i, s_x) ≤ (α₀ ² + α₁ ²-1)|s_k|²+d²( &wedgeq;_i, s_k)
wobei α₀ ² = &wedgeq;₀4h₀ * und α₁ ² = &wedgeq;₁4h₁ * und d² einem euklidischen Abstand zwischen zwei Werten entspricht, die in Klammern dargestellt sind und durch ein Komma getrennt sind.

27. System nach einem der Ansprüche 1 oder 11 oder 17, wobei der Maximum- Likelihood-Detektor von dem Kombinator Signale empfängt, die komplex konjugierte Werte darstellen, die Symbolen entsprechen, welche von der Vielzahl von raumdiversen Antennen gesendet werden, wahrscheinliche Werte für die gesendeten Signale erzeugt und einen maximalwahrscheinlichen Wert für die gesendeten Signale auf der Basis eines minimalen euklidischen Abstands zwischen den wahrscheinlichen Werten und den empfangenen Signalen bestimmt.