DE2853890C2

DE2853890C2 - Verfahren zur Demodulation von phasen-, amplituden- oder frequenzmodulierten Signalen mit Hilfe eines Phasenregelkreises

Info

Publication number: DE2853890C2
Application number: DE2853890A
Authority: DE
Inventors: Michael Dipl.-Phys. 6600 Saarbrücken Hoffmann; Robert Prof. Dr.-Ing. Maurer
Original assignee: ANT Nachrichtentechnik GmbH
Current assignee: Bosch Telecom GmbH
Priority date: 1978-12-14
Filing date: 1978-12-14
Publication date: 1986-03-13
Also published as: JPS5583307A; DE2853890A1; GB2039179B; IT1127684B; GB2039179A; FR2444365B1; CA1158323A; JPS6351406B2; FR2444365A1; IT7928007A0

Description

Die vorliegende Erfindung betrifft ein Verfahren zur Demodulation von phasen-, amplituden- oder frequenzmodulierten Signalen mit Hilfe eines Phasenregelkreises, wobei das modulierte Eingangssignal mit einem Mischer mit dem Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators multipliziert und als dessen Steuerspannung die über einen Tiefpaß geleitete Ausgangsspannung des Mischers herangezogen wird.

Ein Phasenregelkreis PLL (Phase-Locked Loop) ist bekanntlich ein Regelsystem, in welchem die Momentanphase eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) auf die Momentanphase eines Eingangssignals (Breitband-PLL) oder die Phase der Trägerspektrallinie des Eingangssignals (Schmalband-PLL) nachgeführt wird. Fig. 1 zeigt das Blockschaltbild eines PLL, der ohne Eingangssignalbegrenzung arbeitet. In Fig. 1 ist M ein Mischer, VCO ein spannungsgesteuerter Oszillator und TP ein Tiefpaß. RF ist ein Regelfilter mit Tiefpaßeigenschaften, das nur beim Schmalband-PLL zum Einsatz kommt.

Es sei u[tief]E das Eingangssignal mit

u[tief]E(t) = û[tief]T sin(kleines Omega[tief]Tt + großes Phi(t) + großes Phi[tief]T). (1)

Ist u[tief]st die Steuerspannung des VCO und k[tief]os dessen Modulationsempfindlichkeit, so kann man ansetzen:

(2)

u[tief]E und u[tief]os werden im Mischer multipliziert und man erhält:

(3)

Bei geeigneter Dimensionierung des Tiefpasses TP wird die Spannung mit der Summenfrequenz unterdrückt und es folgt:

(4)

Beim Schmalband-PLL, dessen Oszillatorphase ja nur auf die Trägerspektrallinie des Eingangssignals nachgeführt werden soll, filtert das Regelfilter RF alle Spektralanteile von u[tief]N bis auf die mit niedrigsten Frequenzen weg und man erhält unter der Voraussetzung, daß Trägerfrequenz und Oszillatorfrequenz hinreichend nahe beieinander liegen

(5)

Diese Gleichung kann exakt gelöst werden (Blanchard, A.: Phase Locked Loops, John Wiley & Sons, New York, 1976, Chapter 10.1). Dabei stellt sich heraus, daß eine stationäre Lösung möglich ist, wenn gilt:

|kleines Omega[tief]T - kleines Omega[tief]os| < |1/2 k[tief]Mk[tief]Vk[tief]osû[tief]Tû[tief]os|. (6)

Man definiert daher

kleines Omega[tief]p: = |1/2 k[tief]Mk[tief]Vk[tief]osû[tief]os| û[tief]T. (7)

Aus (6) folgt dann

|kleines Omega[tief]T - kleines Omega[tief]os| < kleines Omega[tief]P. (8)

Der Parameter kleines Omega[tief]P ist daher für das Funktionieren des PLL von mitentscheidender Bedeutung. Bei Lösung der Gleichung (5) erfährt man, daß sich folgende asymptotische Werte einstellen:

kleines Omega[tief]os --> kleines Omega[tief]T (9)

großes Phi[tief]os --> großes Phi[tief]T + arcsin (kleines Omega[tief]T - kleines Omega[tief]os) : kleines Omega[tief]P (10)

Aus den beiden letzten Gleichungen geht hervor, daß der PLL unter der Voraussetzung (8) die Oszillatorfrequenz auf die Trägerfrequenz des Eingangssignals nachzieht und ein festes Phasenverhältnis zwischen Trägerphase und Oszillatorphase herstellt: der PLL ist auf die Trägerphase "eingerastet". Falls Träger- und Oszillatorfrequenz hinreichend nahe beieinander liegen, ist dann der Phasenversatz zwischen u[tief]E und u[tief]os nahezu 90°. Die Argumente der Winkelfunktionen in den Gleichungen (4) und (5) müssen dann betragsmäßig viel kleiner als 1 sein. Man kann diese Gleichungen daher linearisieren, indem man die Winkelfunktionen durch ihr Argument ersetzt. Man erhält:

(11)

(12)

Nach Differentiation erhält man aus Gleichung (12) folgende Differentialgleichung

(13)

Dies ist die Gleichung eines Tiefpasses mit der Grenzfrequenz kleines Omega[tief]P/2 kleines Pi. Zusammen mit den Parametern des Tiefpasses TP und des Regelfilters RF wird daher auch die Größe kleines Omega[tief]P die Stabilität der Regelschleife beeinflussen.

Beim Breitband-PLL entfällt das Regefilter RF. Seine Aufgabe wird von dem Tiefpaß TP mit wahrgenommen. Im eingerasteten Fall wird dann aus Gleichung (4) bzw. (11) nach Differentiation:

(14)

Auch hier liegt wieder ein eindeutiges Tiefpaßverhalten mit der Grenzfrequenz kleines Omega[tief]P/2 kleines Pi vor, das ebenfalls die Stabilität der Schleife beeinflusst. Im Gegensatz zum Schmalband-PLL stellen sich jedoch, falls hinreichend klein ist, näherungsweise folgende asymptotische Werte ein:

(15)

(16)

Beim Breitband-PLL stellt sich also im Gegensatz zum Schmalband-PLL die Momentanphase des VCO-Signals auf die Momentanphase des Eingangssignals und nicht auf dessen Trägerphase ein. Für das Einrasten des Breitband-PLL muß statt (8) folgende Einschränkung erfüllt sein:

(17)

Neben der eben gezeigten Bedeutung von kleines Omega[tief]P für das Einrastverhalten und die Stabilität der Schleife, sowohl beim Breitband-PLL als auch beim Schmalband-PLL, spielt diese Größe meist auch bei der Weiterverarbeitung der im PLL gewonnenen Signale eine entscheidende Rolle. Zur Erläuterung werden drei Beispiele abgehandelt.

Der Schmalband-PLL kann bekanntlich als PM-Demodulator benutzt werden, wenn das Eingangssignal mit kleinen Phasenhüben moduliert ist. Wegen der Gleichungen (9) und (10) stellt sich nämlich im gerasteten Fall bei Abstimmung des VCO auf die Trägerfrequenz ein Oszillatorsignal

u[tief]os(t) = û[tief]os cos(kleines Omega[tief]Tt + großes Phi[tief]T) (18)

ein. Dann folgt für die Spannung u[tief]N(t) hinter dem Tiefpaß TP:

u[tief]N(t) = kleines Omega[tief]P : k[tief]os sin großes Phi(t). (19)

Bei Werten |großes Phi(t)| << 1 kann man näherungsweise setzen:

u[tief]N(t) asymptotisch gleich kleines Omega[tief]P : k[tief]os großes Phi(t). (20)

Damit ist einerseits gezeigt, daß am Tiefpaßausgang das demodulierte Signal ansteht, andererseits, daß die Amplitude des Ausgangssignals direkt von kleines Omega[tief]P abhängt.

Man kann bekanntlich den Schmalband-PLL auch zur synchronen Demodulation eines AM-Signals verwenden. Fig. 2 zeigt das Blockschaltbild dieses Demodulators.

Das amplitudenmodulierte Eingangssignal kann wie folgt dargestellt werden:

u[tief]E,AM(t) = û[tief]T (1 + m(t)) sin(kleines Omega[tief]Tt + großes Phi[tief]T) (21)

mit

||m(t)|| kleiner/gleich 1. (22)

Wenn die im Spektrum von m(t) enthaltenen Frequenzen einen minimalen Wert f[tief]min > 0 nicht unterschreiten, lässt sich bei geeignetem Aufbau des Regelfilters RF wiederum ein Steuersignal gemäß Gleichung (12) ableiten, das den VCO auf die Trägerfrequenz des Eingangssignals nachzieht und die VCO-Phase asymptotisch auf den durch Gleichung (10) gegebenen Wert einstellt. Dann ist das VCO-Signal im gerasteten Fall und bei Abstimmung der VCO-Ruhefrequenz auf die Trägerfrequenz wie in Gleichung (18) gegeben. Nach Phasenschiebung um 90° erhält man daraus eine Spannung u[tief]Q(t):

u[tief]Q(t) = û[tief]os sin (kleines Omega[tief]Tt + großes Phi[tief]T). (23)

In einem Mischer M2 wird u[tief]Q(t) mit dem Eingangssignal multipliziert und man erhält eine Mischerspannung

u[tief]M2(t) = k[tief]M2û[tief]osû[tief]T (1 + m(t)) sin[hoch]2 (kleines Omega[tief]Tt + großes Phi[tief]T)

= ½ k[tief]M2û[tief]osû[tief]T (1+m(t)) (1 - cos(2 kleines Omega[tief]Tt + 2 großes Phi[tief]T)). (24)

Dimensioniert man den Tiefpaß TP2 so, daß Signale mit Frequenzen nahe 2f[tief]T hinreichend stark, Signale mit Frequenzen im NF-Band aber praktisch nicht abgeschwächt werden, so gewinnt man am Ausgang von TP2:

u[tief]AM(t) = ½ k[tief]M2k[tief]V2û[tief]osû[tief]T (1 + m(t)). (25)

Die Verstärkung der Mischer M1 und M3 sowie der Tiefpaßblöcke TP1 und TP2 sind festeingestellt. Daher kann ein festes Verhältnis k[tief]M2k[tief]V2

k[tief]AM: = _______________________________

|k[tief]M1k[tief]V1k[tief]os| (26)

definiert werden. Damit folgt:

u[tief]AM(t) = k[tief]AM kleines Omega[tief]P (1 + m(t)). (27)

Am Ausgang des Tiefpasses TP2 steht somit das demodulierte Signal mit einer überlagerten Gleichspannung an. Erneut zeigt sich, daß die Amplitude des Ausgangssignals über kleines Omega[tief]P von der Trägeramplitude des Eingangssignals abhängt.

Durch einen Breitband-PLL kann bekanntlich eine FM-Demodulation erreicht werden. Die Schaltung wird gemäß Fig. 1 und ohne Regelfilter RF vorausgesetzt. Als Ausgang wird der Ausgang des Tiefpasses TP mit der Ausgangsspannung u[tief]N(t) gewählt.

Das Eingangssignal sei wie in Gleichung (1)

u[tief]E(t) = û[tief]T sin(kleines Omega[tief]Tt + großes Phi(t) + großes Phi[tief]T). (28)

Dann ist die zu übertragende Information in der zeitlichen Ableitung von großes Phi(t) enthalten.

Gemäß Gleichung (14) gilt im gerasteten Fall und bei Abstimmung des VCO auf die Trägerfrequenz des Eingangssignals

(29)

Die Spannung u[tief]st(t) lässt sich somit als Ausgangsspannung eines Tiefpasses auffassen, der mit der Eingangsspannung eingespeist wird und dessen Grenzfrequenz kleines Omega[tief]P/2 kleines Pi beträgt. Bei hinreichend großem kleines Omega[tief]P ist daher u[tief]st(t) = u[tief]N(t) die demodulierte Information, welche nicht von der Trägeramplitude des Eingangssignals abhängt. Dennoch ist über die Grenzfrequenz kleines Omega[tief]P der Einfluß der Trägeramplitude bedeutend: falls kleines Omega[tief]P/2 kleines Pi kleiner wird als f[tief]NF,max, ist eine starke Verzerrung der Information zu erwarten.

Die genannten Beispiele zeigen den bedeutenden Einfluß von kleines Omega[tief]P auf ein zufriedenstellendes Ergebnis der Schaltungsfunktion auf.

Die bislang bekannten technischen Lösungen begegnen der Abhängigkeit des PLL von der Trägeramplitude des Eingangssignals durch Vorschalten eines Begrenzerbandpasses (Limiter-Bandpaß) bei Verarbeitung von winkelmodulierten Signalen. Bei Einsatz eines Limiters muß vor diesen noch ein stark selektives Filter geschaltet werden, da ansonsten der Limiter seine amplitudenstabilisierende Funktion nicht erfüllt. Durch die extreme Nichtlinearität des Limiters wird Anlaß zu Intermodulationsproblemen gegeben. Schließlich verschlechtert der Limiter das Signal-Rauschverhältnis innerhalb des PLL (Springett, J. C. Simon, M. K.: An Analysis of the Phase Coherent-Incoherent Output of the Bandpass Limiter, IEEE Trans. Comm. Techn., Vol. COM-19, No. 1, Feb. 1971, pp. 42 - 49). Bei amplitudenmodulierten Signalen ist bisher ein Glied vor den PLL geschaltet worden zur automatischen Verstärkungsregelung.

Eine Amplitudenregelung vor dem PLL wurde bereits untersucht (Blanchard, A.: Phase Locked Loops, John Wiley + Sons, New York, 1976, Chapter 11.2; Jaffee, R. Rechtin, E.: Design and Performance of Phase Locked Circuits Capable of Near-Optimum Performance over a Wide Range of Input Signal and Noise Levels, IRE Tans. Inform. Theory, vol IT-1, pp. 66 - 76, Mar. 1955).

Die Aufgabe der Erfindung ist es nun, ein Verfahren zur Demodulation von phasen-, amplituden- oder frequenzmodulierten Signalen mit Hilfe eines Phasenregelkreises zu schaffen, mit verbessertem Verhalten bezüglich der Regeleigenschaften des Phasenkreises, seiner Stabilität und des Signal-Rauschverhältnisses.

Die Aufgabe wird erfindungsgemäß dadurch gelöst, daß mindestens einer der Parameter des Phasenregelkreises, welche sich zusammensetzen aus der Amplitude des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators, der Spannungsverstärkung im Tiefpaß und dem Gewinn des Mischers, so geregelt wird, daß das Produkt aus diesen Parametern und der Trägeramplitude des Eingangssignals einen gewünschten konstanten Wert annimmt.

Verfahren zur Gewinnung der Trägeramplitude des Eingangssignals und zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators, der Spannungsverstärkung im Tiefpaß, der Modulationsempfindlichkeit des spannungsgesteuerten Oszillators und des Gewinns des Mischers sind den Ansprüchen 2 bis 6 zu entnehmen.

Ein wesentlicher Vorteil der Erfindung ist, daß ohne die Nachteile der Amplitudenregelung vor dem PLL eine interessante Klasse von Demodulatoren, den sogenannten "adaptiven" Demodulatoren, aufgebaut werden kann.

Gemäß Gleichung (29) wirkt der Breitband-PLL-FM-Demodulator wie ein Tiefpaß mit der Grenzfrequenz kleines Omega[tief]P/2 kleines Pi. Ein herkömmlicher FM-Demodulator verschlechtert bei Unterschreiten des eingangsseitigen Signal-Rauschverhältnisses unter den Demodulatorschwellwert das ausgangsseitige Signal-Rauschverhältnis derart, daß eine Demodulation nicht mehr möglich ist. Ein "adaptiver" PLL-Demodulator nutzt die Tiefpaßeigenschaften aus, um den Schwellwert unter bestimmten Bedingungen herabzusetzen.

Die Verbesserung des Schwellwertes erfolgt, wenn die Größe kleines Omega[tief]P in Abhängigkeit von û[tief]T wie folgt gesteuert oder geregelt wird: fällt die Eingangsamplitude unter einen vorzugebenden Wert u[tief]Tmin, so soll kleines Omega[tief]p monoton mit û[tief]T fallen. Für û[tief]T größer/gleich û[tief]Tmin soll kleines Omega[tief]p gleich kleines Omega[tief]po sein, wobei kleines Omega[tief]Po ein für die Einhaltung der Systemspezifikationen minimaler Wert sein soll. Sinkt also û[tief]T unter û[tief]Tmin, so wird automatisch die NF-Bandbreite kleiner. Damit verringert sich auch die NF-Rauschleistung. Unter Verzicht auf NF-Informationsbandbreite wird somit das ausgangsseitige

Signal-Rauschverhältnis verbessert. Ein adaptiver Demodulator arbeitet demzufolge (mit eingeschränkter Informationsbandbreite) auch dann noch, wenn herkömmliche Demodulatoren versagen.

Aus der DE-OS 23 02 690 ist ein Demodulator für frequenzmodulierte Trägersignale bekannt, dessen Bandbreite als Funktion der Trägersignalstärke verringert wird, wodurch das Signalrauschverhältnis des demodulierten Ausgangssignals verbessert wird.

Durch die Regelung oder Steuerung von kleines Omega[tief]P bleibt ein großer Dynamikumfang erhalten. Prinzipiell arbeitet der adaptive Demodulator auch ohne Regelung oder Steuerung von kleines Omega[tief]P oder û[tief]T. Es ergeben sich dann jedoch erhebliche Stabilitätsprobleme.

Ähnliche adaptive Demodulatoren lassen sich für Breit- oder Schmalband-PM aufbauen.

Weil eine Amplitudenbegrenzung vor FM- oder PM-Systemen bislang immer als notwendig erachtet wurde, blieb das adaptive Verhalten bisher unerkannt. Erst durch die erfindungsgemäße PLL-Regelung lässt sich dieses Konzept optimal ausschöpfen.

Anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele wird die Erfindung nachfolgend erläutert. Es zeigt

Fig. 1 Phasenregelkreis

Fig. 2 AM-Demodulator mit PLL-Trägerrückgewinnung

Fig. 3 Schaltung zur Gewinnung der Trägeramplitude des Eingangssignals

Fig. 4 Schaltung zur Regelung der Amplitude des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators

Fig. 5 Schaltung zur Regelung der Spannungsverstärkung im Tiefpaß

Fig. 6 Schaltung zur Regelung des Mischergewinns.

Der Ausdruck

kleines Omega[tief]P = |1/2 k[tief]Mk[tief]osk[tief]Vû[tief]os| û[tief]T,

der sich aus den Parametern des Phasenregelkreises und der Trägeramplitude des Eingangssignals zusammensetzt, wird konstant gehalten, indem erfindungsgemäß mindestens einer der Parameter k[tief]M, k[tief]os, k[tief]V oder û[tief]os umgekehrt proportional zu û[tief]T verändert wird. Um diese Parameter in der richtigen Weise regeln oder steuern zu können, muß zunächst eine Information über die Größe û[tief]T beschafft werden. Dies kann grundsätzlich durch eine kohärente oder inkohärente Amplitudendemodulation geschehen, die aber so selektiv erfolgen muß, daß ein Nachbarkanalsignal auf der Eingangsseite die Information nicht verfälscht.

Fig. 3 zeigt das Prinzipschaltbild dieser AM-Demodulation, bestehend aus der Kettenschaltung D des Mischers M2, des Tiefpasses TPS und des Regelfilters RF2. Das Eingangssignal u[tief]E(t) wird in einem Mischer M2 mit einem Lokaloszillator u[tief]Lo(t) multipliziert:

u[tief]M2(t) = k[tief]M2u[tief]Lo(t)u[tief]E(t). (31)

Der Tiefpaß TPS muß eine hohe Selektivität besitzen. Seine Bandbreite muß kleiner oder gleich der HF-Kanalbreite sein. Dadurch wird vermieden, daß Nachbarkanalsignale einen Beitrag zu dem Tiefpaßausgangssignal u[tief]TPS(t) leisten. Mit

u[tief]E(t) = û[tief]T(1 + m(t)) sin(kleines Omega[tief]Tt + großes Phi(t) + großes Phi[tief]T) (31)

und

u[tief]Lo(t) = û[tief]Lo sin(kleines Omega[tief]Tt + großes Phi[tief]Lo) (32)

erhält man dann

u[tief]TPS(t) = ½ k[tief]M2k[tief]Sû[tief]Tû[tief]Lo (1 + m(t)) cos(großes Phi(t) + großes Phi[tief]T - großes Phi[tief]Lo). (33)

Dieses Signal muß in einem selektiven Regelfilter RF2 so weiter aufgearbeitet werden, daß nur der zeitinvariante Anteil als Stell- oder Steuersignal u[tief]RF2 übrig bleibt. Dies kann beispielsweise durch Bildung der Wurzel des Spannungsquadratmittelwertes (rms-Wert) geschehen. Dann folgt:

u[tief]RF2 = ½ k[tief]M2k[tief]Sk[tief]RF2û[tief]Tû[tief]Lo (34)

Damit ist eine zu û[tief]T proportionale Größe gefunden.

Bei einem stets mit dem Eingangssignal synchron mitlaufenden Lokaloszillator LO würde sich die Ableitung der zu û[tief]T proportionalen Größe einfacher gestalten. Hier gilt nämlich

cos(großes Phi(t) + großes Phi[tief]T - großes Phi[tief]Lo) asymptotisch gleich 1 (35)

also

u[tief]TPS = ½ k[tief]M2k[tief]Sû[tief]Tû[tief]Lo (1 + m(t)). (36)

Durch Filtern mit einem Regelfilter RF2 hinreichend kleiner Bandbreite erhält man daraus:

u[tief]RF2 = ½ k[tief]M2k[tief]Sû[tief]Tû[tief]Lok[tief]RF2. (37)

Die Weiterverarbeitung des Signals hängt nun davon ab, welcher der Parameter k[tief]M, k[tief]V, k[tief]os oder û[tief]os beeinflusst werden soll.

Für eine Regelung der VCO-Amplitude û[tief]os bietet sich eine kohärente AM-Demodulation an. Fig. 4 zeigt das Blockschaltbild dieses geregelten PLL.

Die Blöcke M1, TP1, RF1 und VCO bilden den eigentlichen PLL. Für die PLL-Funktion kann der Regelverstärker RV als zum Oszillator gehörig betrachtet werden. Das Signal u[tief]os,2 ist um 90° gegenüber dem Signal u[tief]os,1 verschoben. Im gerasteten Fall wird daher durch die Blöcke M2 und TPS eine kohärente AM-Demodulation bewirkt. Im Block RF2 wird die Information beschafft, welche den Regelverstärker steuert. Durch eine Spannung u[tief]soll kann der Sollwert von kleines Omega[tief]P eingestellt werden.

Eine zweite Möglichkeit ist die Steuerung des Gewinns im NF-Pfad des PLL. Dies kann beispielsweise durch Veränderung der Spannungsverstärkung k[tief]V1 im Tiefpaßblock TP1 geschehen.

Dabei ist

u[tief]TP1 (kleines Omega)

k[tief]V1 = ______________________________________________

kleines Omega --> 0 u[tief]M1 (kleines Omega)

u[tief]TP1 (kleines Omega) ist das Tiefpaßausgangssignal, u[tief]M1 (kleines Omega) das Tiefpaßeingangssignal im Abhängigkeit von der Kreisfrequenz kleines Omega.

Eine Erhöhung der Modulationsempfindlichkeit k[tief]os würde ebenfalls im NF-Pfad durch Einflussnahme auf den Modulationsverstärker im VCO erfolgen.

Die Modulationsempfindlichkeit k[tief]os ist wie folgt definiert: Ist kleines Omega[tief]os(t) die Momentankreisfrequenz des VCO und u[tief]st(t) seine Steuerspannung, so gilt (falls u[tief]st hinreichend langsam veränderlich ist)

d kleines Omega[tief]os

k[tief]os: = ___________________________

d u[tief]st

Fig. 5 zeigt ein mögliches Blockschaltbild mit Regelung der Spannungsverstärkung k[tief]V vor Auskopplung von u[tief]N(t). Die Blöcke M1, TP1, RF1 und VCO bilden wieder den eigentlichen PLL. Der Multiplizierer M3 kann als NF-Verstärker mit variablem Gewinn und als zu dem Block TP1 gehörig betrachtet werden. Die AM-Demodulation wird wie in der vorangegangenen Schaltung durch den Schaltblock D vorgenommen. Im Unterschied dazu muß die Information u[tief]RF2 jedoch noch mit Hilfe eines Dividierblocks DIV invertiert werden. Mit einer Spannung u[tief]soll erhält man dann am Ausgang des Dividierers den gewichteten Reziprokwert von u[tief]RF2. Dieses so gewonnene Signal u[tief]R ist von der Form

u[tief]soll

u[tief]R = k _____________ .

û[tief]T

Durch Multiplikation der Spannungen u[tief]TP1 mit u[tief]R im Mischer M3 wird daher eine Elimination des Einflusses von û[tief]T auf kleines Omega[tief]P erzielt. Der Mischer M4 kann entfallen, wenn die AM-Information nicht ausgekoppelt werden soll.

Durch die Wichtung des Signals u[tief]R mit der Spannung u[tief]soll kann ein Sollwert von kleines Omega[tief]P eingestellt werden.

Weiterhin besteht die Möglichkeit, den Gewinn k[tief]M1 des Mischers M1 zu regeln. Eine Schaltung dazu zeigt die Fig. 6. In dieser Schaltung wird das Ausgangssignal u[tief]RF2 des AM-Demodulators D dem Mischer M1 zugeführt zur Regelung seines Gewinns k[tief]M1. In der Schaltung nach Fig. 6 ist das Signal u[tief]RF2 ebenfalls zur Regelung des Gewinns k[tief]M2 des Mischers M2 im AM-Demodulator herangezogen. Die Definition und Bedeutung des Mischergewinns geht aus Gleichung (3) hervor.

Claims

1. Verfahren zur Demodulation von phasen-, amplituden- oder frequenzmodulierten Signalen mit Hilfe eines Phasenregelkreises, wobei das modulierte Eingangssignal mit einem Mischer mit dem Ausgangssignal eines spannungsgesteuerten Oszillators multipliziert und als dessen Steuerspannung die über einen Tiefpaß geleitete Ausgangsspannung des Mischers herangezogen wird, dadurch gekennzeichnet, daß mindestens einer der Parameter des Phasenregelkreises, welche sich zusammensetzen aus der Amplitude des Ausgangssignals (u[tief]os) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO), der Modulationsempfindlichkeit (k[tief]os) des spannungsgesteuerten Oszillators, der Spannungsverstärkung (k[tief]v, k[tief]v1) im Tiefpaß (TP, TP1) und dem Gewinn (k[tief]M, k[tief]M1) des Mischers (M, M1), so geregelt wird, daß das Produkt (kleines Omega[tief]p) aus diesen Parametern und der Trägeramplitude (û[tief]T) des Eingangssignals einen gewünschten konstanten Wert annimmt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß eine Information über die Größe der Trägeramplitude (û[tief]T) des Eingangssignals (u[tief]E) mit Hilfe eines AM-Demodulators gewonnen wird, welcher aus der Kettenschaltung (D) eines Mischers (M2), eines Tiefpasses (TPS) und eines Regelfilters (RF2) besteht, wobei auf den Mischer (M2) das Eingangssignal (u[tief]E) und ein Lokaloszillatorsignal (u[tief]Lo) gegeben werden, so daß am Ausgang des Regelfilters (RF2) ein der Trägeramplitude (û[tief]T) proportionales Signal (u[tief]RF2) erscheint (vgl. Fig. 3).

3. Verfahren nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (u[tief]os) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) zusammen mit dem Ausgangssignal (u[tief]RF2) des AM-Demodulators (D) auf einen Regelverstärker (RV) gegeben wird, dessen geregelte Ausgangsspannung (u[tief]os,1) um 90° phasenverschoben dem Mischer (M2) des AM-Demodulators zugeführt wird (vgl. Fig. 4).

4. Verfahren nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (u[tief]TP1) des Tiefpasses (TP1) in einem Mischer (M3) mit dem invertierten Ausgangssignal (u[tief]R) des AM-Demodulators (D) multipliziert wird, wobei das Ausgangssignal (u[tief]os) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) um 90° phasenverschoben dem Mischer (M2) des AM-Demodulators zugeführt wird (vgl. Fig. 5).

5. Verfahren nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß einem Modulationsverstärker im spannungsgesteuerten Oszillator (VCO) das Ausgangssignal des AM-Demodulators zugeführt wird.

6. Verfahren nach den Ansprüchen 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß das Ausgangssignal (u[tief]RF2) des AM-Demodulators (D) dem Mischer (M1) zugeführt wird zur Regelung seines Gewinns (k[tief]M1) und das Ausgangssignal (u[tief]os) des spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) um 90° phasenverschoben auf den Mischer (M2) des AM-Demodulators (D) gegeben wird (vgl. Fig. 6.).