DE2853353C3

DE2853353C3 - Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von in einem Verstärker verstärkten, impulsförmigen Signalen

Info

Publication number: DE2853353C3
Application number: DE2853353A
Authority: DE
Inventors: Jules Arthur Maple Glen Pa. Eibner
Original assignee: Sperry Corp
Current assignee: Sperry Corp
Priority date: 1977-12-29
Filing date: 1978-12-11
Publication date: 1981-10-22
Also published as: JPS5748134Y2; JPS54103723U; US4241455A; DE2853353A1; DE2853353B2

Description

Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von in einem Verstärker verstärkten, impuisförmigen Signalen, insbesondere von optisch übertragenen Signalen, die eine Wechselspannungskomponente, der eine Gleichspannungskomponente überlagert ist, enthalten, wobei dem Verstärker ein Filter nachgeschaltet ist, das die Gleichspannungskomponente entfernt, wobei die Signale so einem Differenzverstärker zugeführt werden, daß dessen Ausgangssignal auf den Mittelwert der positiven und negativen Spitzenspannungen der impuisförmigen Signale zentriert ist, wobei die negative Spitzenspannung in einem Spitzenwertdetektor erfaßt und einem Anschluß eines Spannungsteilers zugeführt wird, dessen Mittelabgriff mit einem Anschluß des Differenzverstärkers verbunden ist, wobei dessen anderem Anschluß das gefilterte, impulsförmige Signal zugeführt wird.

Eine derartige Schaltungsanordnung ist aus der DE- AS 15 37 116 bekannt geworden. Dort werden die in einem Verstärker verstärkten impuisförmigen Signale über einen Filterkondensator einer Diode zugeführt, deren Kathode geerdet ist. Dadurch werden die Signale potentialmäßig so verschoben, daß ihre positiven Spitzenwerte um den Betrag der Durchlaßspannung der Diode über Massepotential liegen. Antiparallel zu dieser Diode liegt eine weitere Diode, deren Anode über einen Kondensator mit Masse verbunden ist. Hierdurch werden die negativen Spitzenspannungen der gefilterten Signale, vermindert um die Durchlaßspannung der weiteren Diode, in dem Kondensator gespeichert. Über einen Spannungsteiler werden diese negativen Spitzenspannungen einem Eingang eines Differenzverstärkers zugeführt, dessen anderem Eingang die positiven Spitzenapannungen zugeführt werden. Da der Spannungsteiler die negativen Spitzenspannungen im Verhältnis 1 :1 teilt, wird die Spannung an dem einen Eingang des Differenzverstärkers im Ergebnis auf den Mittelwert der positiven und negativer Spitzenspannungen der verstärkten, impuisförmigen Signale zentriert.

Nachteilig an dieser Schaltungsanordnung ist, daß die durch die erste Diode potentialmäßig verschobene, positive Spitzenspannung nahe Massepotential liegt. Hierdurch können Rauschspitzen, wie sie insbesondere bei einer Vorverstärkung auftreten, eine fehlerhafte Triggerung hervorrufen. Weiterhin ist nachteilig, daß eventuell durch Störungen, wie z. B. Leckverluste des Filterkondensators, vorhandene Gleichspannungskomponenten, insbesondere positive, zu einem übermäßigen Strom durch die erste Diode führen, was deren Zerstörung zur Folge haben kann. Auch können solche fehlerhaften Gleichspannungskomponenten dazu führen, daß die weitere Diode ständig gesperrt bleibt, so daß der Spitzenwertdetektor für die negativen Spannungen nicht anspricht.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, die eingangs genannte Schaltungsanordnung dahingehend zu verbessern, daß eine sichere Aufbereitung der Signale auch dann erfolgt, wenn Rausch- bzw.

Störsignale nahe dem Erdpotential liegen.

Diese Aufgabe wird durch die im KennzeichenteiJ des Patentanspruches 1 angegebenen Merkmale gelöst

Es werden also negative und positive Spitzenwerte erfaßt und gespeichert, wobei der Spannungsteiler nicht, wie beim Stand der Technik, zwischen dem negativen Spitzenwert und Masse liegt, sondern zwischen positiven und negativen Spitzenwerten. Zur weiteren Eindämmung von Störspannungen bzw. Rauschspitzen wird die Verstärkung des Verstärkers noch in Abhängigkeit von dem Betrag der Amplitude (Spitze-Spitze-Spannung) der Signale geregelt, so daß der Verstärker mit geringstmöglicher Verstärkung arbeitet, wodurch die Erzeugung von Rausch- bzw. Störsigrialen auf ein Minimum reduziert wird. Ein weiterer Vorteil der Schaltungsanordnung nach der Erfindung liegt darin, daß sich das Bezugspotential für den Differenzverstärker stets auf die Mitte der Nutzsignale einstellt, unabhängig von noch vorhandenen Gleichspannungskomponenten.

Vorteilhafte Ausgestaltungen und Weiterbildungen der Erfindung sind den Unteransprüchen zu entnehmen.

Bevorzugt wird die Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von optisch auf Lichtleitkabeln übertragenen Signalen verwendet Bei diesen Lichtleitkabeln wird bedeutend weniger Energie übertragen als bei herkömmlichen Koaxialkabeln, so daß die empfangenen Signale sehr hoch verstärkt werden müssen. Aufgrund der bei der hohen Verstärkung auftretenden Verzerrungen mußten bisherige, speziell für die Aufbereitung von optisch übertragenen Signalen zugeschnittene Schaltungsanordnungen eine erheblich größere Bandbreite aufweisen als die Frequenz der ursprünglichen digitalen Daten.

Zusammengefaßt schafft die vorliegende Erfindung eine Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von impulsförmigen Signalen. Diese digitale Daten darstellenden schwachen Signale werden verstärkt, wobei verzerrte digitale Datensignale entstehen, die eine Wechselspannungs- und eine Gleichspannungskomponente enthalten. Die Gleichspannungskomponente wird ausgefiltert, während die Wechselspannungskompenente in zwei, im wesentlichen eine Gleichspannung aufweisende Signale umgewandelt wird, die den Spitzen der Wechselspannungskomponenten entsprechen. Diese Signale werden an einen Spannungsteiler angelegt, der Spannungssignale liefert, die den Spitzenspannungen der ursprünglich erfaßten schwachen Signale entsprechen. Hieraus werden Zwischenspannungen erzeugt, die von Änderungen der Amplitude und Verzerrungen der Wechselspannungskomponenten der digitalen Datensignale unbeeinflußt sind. Zusätzlich wird die Verstärkung des Vorverstärkers in Abhängigkeit von der Amplitude der aufbereiteten Signale geregelt. Die Ausgangssignale der Schaltungsanordnung sind eine impuls- bzw. rechteckförmige Wiedergabe der ursprünglichen digitalen Daten und können direkt in einem Rechnersystem weiterverwendet werden. Ein Schaltkreis zum Erfassen der Nicht-Bereitschaft liefert ein Ausgangssignal, das anzeigt, wenn die von der Schaltungsanordnung empfangenen Signale unterhalb eines vorbestimmten Sicherheitspegels gefallen sind.

Im folgenden wird die Erfindung anhand eines Ausführungsbeispiels im Zusammenhang mit den Figuren ausführlicher erläutert. Es zeigt

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Schaltungsanordnung nach der vorliegenden Erfindung,

Fig.2 eine schematische Abbildung von Impulsen, die bei der Schaltungsanordnung der F i g. 1 auftreten, und

F i g. 3 ein detalliertes schematisches Schaltbild der Schaltungsanordnung einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung von F i g. 2.

In F i g. 1 wird ein Signal auf einem optischen Glasfaser-Wellenleiter 116 an einen optischen Detektor 126 angelegt, der ein Signal an der Leitung 136 erzeugt, das an einen Vorverstärker angelegt wild. Der Ausgang des Vorverstärkers 52 auf einer Leitung 53 wird einem Filter 54 zugeführt, das ein sich änderndes Wechselspannungssignal erzeugt, das über eine Leitung 55 an Detektoren 56 für positive und negative Spitzen angelegt wird, die auf einer Leitung 57 eine positive, im wesentlichen gleichspannungsförmige Spannung und auf einer Leitung 58 eine negative, im wesentlichen gleichspannungsförmige Spannung erzeugen, die einem Spannungsteiler 59 zugeführt werden. Der Ausgang des Spannungsteilers 59 wird über eine Leitung 61 an den negativen Hingang des Komparators 62 als eine Bezugsspannung angelegt Das sich ändernde Wechselspannungssignal <?us dem Filier 54 wird über eine Leitung 55 an den positiven Eingang des Spannungskomparators 62 angelegt der eine exakte Darstellung der ursprünglichen Datensignale auf einer Leitung 63 erzeugt.

Die im wesentlichen gleichspannungsförmigen Ausgänge aus den Spitzendetektoren 56 werden als parallele Eingänge auf Leitungen 64 und 65 an den Eingang eines Verstärkers mit automatischer Verstärkungsregelung (AVR) angelegt, wo die Verstärkung des Vorverstärkers 52 geregelt wird. Die Größe der im wesentlichen gleichspannungsförmigen Spannung, die an der Leitung 57 erscheint, ist ein Maß für die Stärke des digitalen Datensignals, das von dem optischen Empfänger empfangen wurde. Das positive Spannungssignal auf der Leitung 57 kann über eine Leitung 64 an den positiven Eingang des Spannungskomparators 68 angelegt werden. Eine vorbestimmte Bezugsspannung + Vwird über eine Leitung 69 an den negativen Eingang des Spannungskomparators 68 angelegt Daher wird, wenn die Ausgangsspannung aus dem Detektor für positive Spitzen anzeigt, daß ein schwaches Signal empfangen wurde, der Spannungskomparator 68 ein Ausgangssignal auf der Ausgangsleitung 71 erzeugen, das anzeigt, daß ein schwaches oder nicht verarbeitungsfähiges Signal vorliegt.

Die Impulswellenform von Fig.2a zeigt die ursprünglichen Datenimpulse 2Ii), 226 und 236. Die Impulswellenform 216, 22b und 236 erzeugen Impulswellenformen 256, 27b bzw. 286 am Ausgang des Filters 54. Die positiven Spitzen dieser Impulse sind mit Hilfe der Bezugslinie 57a und die negativen Spitzen dieser Impulse sind mit Hilfe der Bezugslinie 58a dargestellt, die eine Einhüllende für diese Impulse bilden. Durch Anlegen der Spannungsausgänge mit im wesentlichen gletchspannungsförmiger Spannung von df,n Spitzendetektoren 56 an den Spannungsteiler und durch Abgreifen eines Ausganges von dem Mittelabgriff auf der Leitung 61 wird eine Bezugsspannung erzeugt, die in der Mitte zwischen den Linien 57a und 58a auf der Bezugslinie 61a liegt. Es ist klar, daß sich die Amplitude der Impulse 256, 27b und 286 mit der Stärke des Emganges an der Leitung 136 ändert, daß jedoch der Bezugsspannungspegel 61a stets an dem Mittelpunkt zwischen den Spitzen der Ausgangsspannungen aus dem Detektor 56 gehalten wird. Da die Bezugsspannung

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auf der Leitung 61 an den negativen Eingang des Spannungskomparators 62 angelegt wird und in der Mitte zwischen den Spitzen der Spannungen gehalten wird, die an dem positiven Eingang des Spannungskomparators 62 über die Leitung 52 angelegt werden, wird die Breite der in Fig.2c dargestellten Impulse stets die Breite der ursprünglichen Impulse sein, die wie in F i g. 2a gezeigt, an das System angelegt werden. Die Rauschspitze 266 ist nicht ausreichend, den Bezugsspannungspegel 61a zu erreichen und erzeugt folglich keinen Ausgang auf der Leitung 63. Ein Vorteil des Systems von F i g. 1 liegt darin, daß die Bandbreite des Empfängers nicht breiter zu sein braucht, als die Bandbreite der Eingangsdigitaldatensignale.

F i g. 3 zeigt ein detailliertes schematisches Schaltbild der Schaltungsanordnung nach einer bevorzugten Ausführungsform der vorliegenden Erfindung. Das Lichtsignal an einem Wellenleiter 116 wird zu einem Strom auf einer Leitung 136 mittels einer optischen Diode 126 umgewandelt. Der Eingangsstrom an der Basis eines Transistors Ti wird verstärkt und erzeugt einen Ausgang an einem Lastwiderstand 72. Der Lastwiderstand 72 ist mit einer Spannungsversorgung verbunden, die über einen Widerstand 73 und einen Kondensator 74 entkoppelt ist. Der Ausgang des Transistors Ti auf einer Leitung 75 wird der Basis eines Emitter-Folger-Transistors Tt zugeführt, der seinerseits einen Ausgang an einem Lastwiderstand 78 erzeugt, wobei das Signal dem Signal auf der Leitung 75 gleich ist. Der Ausgang an dem Emitter des Transistors T2 auf einer Leitung 79 wird zu der Basis des Transistors Π über einen Rückkopplungswiderstand 81 rückgekoppelt Ein aus einem Widerstand 76 und einem Kondensator 77 bestehendes Kompensationsnetzwerk wird dazu verwendet, die Rückkopplung auf der Leitung 79 zu stabilisieren. Der Vorteil dieses Trans-Impedanzverstärkers liegt darin, daß die Spannung an dem Ausgang des Transistors T2 auf der Leitung 79 ungefähr gleich dem Strom ist, der an der Leitung i3b angelegt ist, multipliziert mit dem Wert des Rückkopplungswiderstandes Sl.

Der Ausgang des Transistors T2 auf einer Leitung 79 wird über ein Wechselspannungs-Kopplungsfilter, das aus einem Kondensator 82 und einem Widerstand 83 besteht, an den positiven Eingang eines Linearverstärkers 84 angelegt In einer bevorzugten Ausführungsform besteht der Linearverstärker 84 aus dem Linearverstärker μΑ 733 der Firma Fairchild Semiconductor. Die Energieversorgungen + V und — V für den Linearverstärker 84 sind über Kondensatoren 85 bzw. 86 entkoppelt Der negative Ausgang des Linearverstärkers 84 auf einer Leitung 87 ist wechselspannungsmäßig durch ein Filter 54, das aus einem Kondensator 88 und einem Widerstand 89 besteht, mit dem Detektor 56 für positive und negative Spitzen gekoppelt Das oben genannte potentialfreie Wechselspannungssignal erscheint auf der Leitung 55 und wird über Widerstände 91 und 92 der Basis von Emitter-Folger-Transistoren T3 bzw. T5 zugeführt Der Ausgang der Emitter-Folger-Transistoren T3 und T5 erscheint an Lastwiderständen 93 bzw. 94 und ist in seiner Amplitude dem Signal auf der Leitung 55 gleich, abzüglich dem Diodenspannungsabfall der Basis-Emitterstrecke der Emitter-Folger-Transistoren TZ bzw. Γ5. Die an Punkten 95 und 96 an der Basis von Transistoren 7~4und TS erscheinenden Signale werden durch die Transistoren hindurch zu den Lasten geleitet die aus einem Widerstand 97 und einem Kondensator 98 bzw. einem Widerstand 101 und einem Kondensator 99 bestehen. Der Effekt des Koppeins des Transistors T4 an die Last 97, 98 besteht darin, daß der Kondensator 98 - bis auf den Spannungsabfall einer Diode — auf die an dem Punkt 95 erscheinende Spitzenspannung geladen wird. in gleicher Weise besteht der Effekt des Koppeins des Transistors 7"6 an den Kondensator 99 darin, den Kondensator 99 — bis auf den Spannungsabfall einer Diode — auf die an dem Punkt 96 erscheinende negative

ίο Spitzenspannung zu laden. Der Diodenspannungsabfall an dem Transistor Γ4 wird durch den Dioden-Spannungsabfall an dem Transistor Γ3 kompensiert und der Diodenspannungsabfall an dem Transistor Γ6 wird durch den Diodenspannungsabfall an dem Transistor TS kompensiert, in der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden gepaarte Transistoren verwendet, um sicherzustellen, daß die Diodenspannungsabfälle gleich sind und selbst-kompensierend. Dementsprechend sind die an den Ausgangsleitungen 57 und 58 des Spitzendetektors erscheinenden Ausgangsspannungen eine unverfälschte Darstellung der Spitzenspannungen, die auf der Leitung 55 an die Eingänge der Detektoren für positive und negative Spitzen angelegt werden. Die Ausgänge der Detektoren für positive und negative Spitzen auf den Leitungen 57 und 58 werden an den Spannungsteiler 59 angelegt, der aus gepaarten Widerständen 102 und 103 besteht In dem dargestellten bevorzugten Ausführungsbeispiel der vorliegenden Erfindung ist die Mittelabgriffsleitung zwischen den gepaarten Transistoren 102 und 103 angeschlossen, um einen Spannungspegel zu liefern, der sich selbst in der Mitte zwischen den Spitze-zu-Spitze-Spannungen, die auf den Leitungen 57 und 58 auftreten, zu halten. Der Ausgang auf der Mittelabgriffsleitung 61 wird dem negativen Eingang eines Komparators 62 zugeführt. Das potentialfreie Wechselspannungssignal auf der Leitung 55 wird dem positiven Eingang des Spannungskomparators 62 zugeführt, um ein Digitaldatenausgangssignal auf der Leitung 63 zu liefern, das dem ursprünglichen, oben erwähnten Digitaldateneingangssignal identisch ist

Der Ausgang des Detektors für positive Spitzen auf der Leitung 57 wird dem positiven Eingang eines Komparators 68 zugeführt Eine vorbestimmte Bezugsspannung, die von einer + V-Energieversorgung eingespeist wird, wird über Widerstände 104 und 105 an den negativen Anschluß des Komparators 68 zugeführt um die Bezugsspannung zu errichten. Der Ausgang des Komparators 68 auf der Leitung 71 dient als ein Signal

so zum Anzeigen der Nicht-Betriebsbereitschaft für eine entsprechende Einrichtung 106, die ein hörbares und ein sichtbares Signal liefern kann. Die Komparatoren 62 und 68 sind so dargestellt daß ihre positiven und negativen Energieversorgungen über Kondensatoren 107 bzw. 108 entkoppelt sind.

Ein weiteres Merkmal der vorliegenden Erfindung besteht darin, daß eine automatische Verstärkungsregelung (AVR) 66 vorgesehen ist, die in Serie zwischen dem Ausgang der Spitzendetektoren 56 und den Verstärkungseingängen des Linearverstärkers 84 vorgesehen ist Die Leitungen 64 und 65 sind parallel mit den Spannungsausgängen der Spitzendetektoren 56 auf den Leitungen 57 und 58 verbunden. Wenn die Differenz zwischen den Spannungen auf den Leitungen 64 und 65 den Diodenspannungsabfall der Basisemitterstrecke der Transistoren Tl und TS überschreitet so werden die Transistoren Tl und TS eingeschaltet wodurch ein Ausgangsstrom in der Leitung 109 zu dem Kollektor des

Transistors 78 und zur Basis des Transistors 79 fließt. Der Strom an der Basis des Transistors 79 wird in dem Transistor 79 verstärkt und bewirkt einen Spannungsabfall an dem Kollektorlastwiderstand 110. Die Spannung am Ausgang des Transistors 79 auf der Leitung 111 wird durch ein Tiefpaßfilter 112, das aus einem Widerstand 113 und einem Kondensator 114 besteht, geleitet. Der Ausgang des Filters 112 wird an die Gate-Elektrode eines Feldeffekt-Transistors Γ10 gelegt. Die Source- und Drain-Elektroden des Feldeffekt-Transistors Γ10 sind in Serie mit den Verstärkungs-Steuer-Anschlüssen des Linearverstärkers 84 verschaltet.

Wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Leitungen 64 und 65 kleiner ist als zwei Diodenspannungsabfälle, so sind die Transistoren 77 und 78 in ihrem ausgeschalteten Zustand und kein Strom fließt durch die Leitung 109. Der Transistor 79 ist also abgeschaltet und die + V-Versorgungsspannung wird an die Gate-Elektrode des Transistors 710 durch die Widerstände 110 und 113 angelegt. Wenn diese Bedingung auftritt, wird der Transistor 7Ί0 durchgeschaltet und der Linearverstärker 84 arbeitet mit maximaler Verstärkung.

Wenn die Spannungsdifferenz zwischen den Leitungen 64 und 65 größer ist als zwei Diodenspannungsabfälle, sind die Transistoren 77 und 78 durchgeschaltet, wodurch der Transistor 79 durchgeschaltet wird. Die negative Spannungsversorgung — V wird jetzt durch den Transistor 79 und den Widerstand 113 an die Gate-Elektrode des Transistors 710 angelegt. Die an die Gate-Elektrode des Transistors 710 angelegte negative Spannung unterbricht den Strom in dem Transistor 710 und bewirkt, daß der Linearverstärker 84 mit minimaler Verstärkung arbeitet.

Nachdem die Rückkopplungsbedingungen für die automatische Verstärkungsregelung 66 erklärt wurden, sei darauf hingewiesen, daß der Linearverstärker 84 ständig versucht, sich selbst auf einen solchen Zustand einzustellen, bei dem die Differenz zwischen den Leitungen 64 und 65 gleich dem Spannungsabfall zweier <to Diodenstrecken der Basisemitterstrecken der Transistoren 77 und 78 ist.

Die Schaltungsanordnung wurde mit der geringstmöglichen Anzahl von Bauelementen ausgeführt und durch die Auswahl von kommerziell verfügbaren Komponenten einfach gestaltet. Es können Modifikationen der Schaltungsanordnung durchgeführt werden, ohne die Betriebsweise des bevorzugten Ausführungsbeispiels der Erfindung zu ändern. Die Schaltkreise zur Anzeige der Nicht-Betriebsbereitschaft können dadurch so empfindlicher gemacht werden, daß der verstärkte Ausgang von der automatischen Verstärkungsregelung 66 als überwachter Eingang verwendet wird. Der Spannungsteiler-Schaltkreis 59 und die Ausgangsüberwach-Schaltkreise 62 und 68 können dadurch komplexer gestaltet werden, daß andere Formen von Spannungsteilern oder Spannungskomparatoren verwendet werden.

Es können ursprüngliche Digitaldaten mit mehr als zwei Spannungspegeln verarbeitet und in den gleichen Schaltkreisen aufbereitet werden, indem zusätzliche Inkremente in dem Spannungsteiler 59 verwendet werden. Die zusätzlichen Zwischenabgriffe an dem Spannungsteiler können mit einem Eingang eines v/eiteren Komparator verbunden werden, der dem Komparator 62 ähnlich ist. Der zweite Ausgang eines zusätzlichen Komparator wird vorzugsweise mit den potentialfreien Wechselspannungssignalen auf der Leitung 55 verbunden. Es können so viele Komparatoren und Spannungsabgriffe verwendet werden, wie Spannungspegel vorhanden sind, um eine Vielzahl von Zwischenspannungspegeln der ursprünglichen Digitaldaten zu errichten.

Für die in dem Schaltkreis des bevorzugten Ausführungsbeispiels in Fig.3 verwendeten Komponenten existieren keine kritischen Werte. Die Zeitkonstante des Detektors 56 für positive Spitzen, der die Transistoren 73 und 74 enthält, wird durch den Kondensator 98 und die Parallelschaltung der Lastwiderstände 97 und 102 bestimmt. Die Zeitkonstante beider Spitzendetektoren 56 wurde hierbei kürzer gemacht als die Zeitkonstanten der Hochpaßfilter 82,83 und 88, 89, um sicherzustellen, daß die Spitzendetektoren den dynamischen Eingangsänderungen folgen bzw, sich mit ihnen im Gleichlauf befinden. Die Zeitkonstante des Spitzendetektors 56 ist wesentlich länger als das maximale Zeitintervall zwischen Obergängen bzw. Flanken der zu verarbeitenden Daten. Zur Aufrechterhaltung der Betriebsbereitschaft der Ausgangsspannung der Spitzendetektoren wurde unterstellt, daß die Datensignale kontinuierlich geliefert werden, wobei jedoch wieder Auffrischsignale oder andere Signale eingespeist werden können, wenn andere Betriebsbedingungen als die oben unterstellten vorhanden sind.

Der in F i g. 3 dargestellte Schaltkreis kann aus billigen und kommerziel! erhältlichen Bauteilen aufgebaut sein. Zum Beispiel haben alle verwendeten Kondensatoren einen Wert von 0,022 μΚ Die gepaarten Transistoren in den Spitzendetektoren 56 und in der automatischen Verstärkungsregelung 66 können aus einem einzelnen Typ mit 4 Transistoren aufgebaut sein, die dem Typ MPQ 6600 der Firma Motorola äquivalent sind. Die Datenaufbereitungslogikkomparatoren 62 und 68 können aus den Komparatoren LM 360 der Firma National Semiconductor bestehen. Die Transistoren 71 und 72 in dem Transimpedanzverstärker wurden hinsichtlich geringer Kosten, hoher Frequenz und niedrigem Strom ausgewählt und können mit dem Bauteil BFT-24 der Firma Amperex äquivalent sein. Eine billige und schnelle optische Diode, die dem Bauteil SD-5426-2 der Firma Spectronics äquivalent ist, wurde als akzeptabel erachtet Alle oben genannten Bauteile können mit drei Spannungsquellen betrieben werden.

Fortlassungen in dem in der F i g. 1 dargestellten System der bevorzugten Ausführungsform der Erfindung führen zum Schaden des Systems. Beispielsweise würde ein Fortlassen des Filters 54, der automatischen Verstärkungsregelung 66 und des Detektors 68 für die Anzeige der Nicht-Betriebsbereitschaft zu einer Eliminierung der gewünschten Funktionen führen. Das Hinzufügen komplexerer Schaltkreise und Komponenten würde zu Verzögerungen der zu verarbeitenden Daten führen, ohne eine Verbesserung bezüglich der auf der Ausgangsleitung 63 erzeugten Ausgangsdaten.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zur Aufbereitung von in einem Verstärker verstärkten, impuisförmigen Signalen, insbesondere von optisch übertragenen Signalen, die eine Wechselspannungskomponente, der eine Gleichspannungskomponente überlagert ist, enthalten, wobei dem Verstärker ein Filter nachgeschaltet ist, das die Gleichspannungskomponente entfernt, wobei die Signale so einem Differenzverstärker zugeführt werden, daß dessen Ausgangssignal auf den Mittelwert der positiven und negativen Spitzenspannungen der impuisförmigen Signale zentriert ist, wobei die negative Spitzenspannung in einem Spitzenwertdetektor erfaßt und einem Anschluß eines Spannungsteilers zugeführt wird, dessen Mittelabgriff mit einem Anschluß des Differenzverstärkers verbunden ist, wobei dessen anderem Anschluß das gefilterte, impulsförmige Signal zugeführt wird, dadurch gekennzeichnet, daß die positive Spitzenspannung einem weiteren Spitzenwertdetektor (T3, Γ 4, 98) zugeführt wird, daß der Ausgang dieses Spitzenwertdetektors mit dem anderen Anschluß (57) des Spannungsteilers (59; 102, 103) verbunden ist, und daß die beiden Anschlüsse (57,58) des Spannungsteilers ("59; 102,103) mit einem Verstärkungsregler (66) verbunden sind, dessen Ausgang mit einem Verstärkungseinstellanschluß des Verstärkers (52; 84) verbunden ist.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Spannungsteiler (59) eine zusätzliche Anzahl von Zwischenabgriffen aufweist und daß eine gleiche Anzahl von Spannungskomparatoren vorgesehen ist, wobei jeder Zwischenabgriff mit einem Eingang eines zugeordneten Spannungskomparators verbunden ist und wobei dem anderen Eingang jedes der Spannungskomparatoren die gefilterte Wechselspannungskomponente der Signale zugeführt wird.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärkungsregler (66) einen Feldeffekttransistor (TiO) aufweist, dessen Source- und Drain-Elektroden seriell mit den Verstärkungseinstellanschlüssen des Verstärkers (84) verbunden sind und dessen Gate-Elektrode mit dem Ausgang eines Treiberschaltkreises (TT- 7*9) verbunden ist, dessen Eingang parallel zu dem Spannungsteiler (59; 102,103) liegt.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß ein Niederfrequenzintegrierer (112; 113, 114) vorgesehen ist, der in Serie zwischen den Ausgang des Treiberschaltkreises (T7—T9) und die Gate-Elektrode des Feldeffekttransistors (TiO) geschaltet ist.

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß weiterhin ein Schaltkreis (IO0) vorgesehen ist, der die Nicht-Betriebsbereitschaft anzeigt und eine Überwachungseinrichtung (68) aufweist, die erfaßt, wenn die Spannung an dem Spannungsteiler (59) unter einen vorbestimmten Pegel fällt.

6. Schaltungsanordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die Überwachungseinrichtung einen Komparator (68) aufweist, dessen einer Eingang mit der einen Seite des Spannungsteilers (59) und dessen anderer Eingang mit einer Bezugsspannungsquelle verbunden ist, und wobei Einrichtungen vorgesehen sind, die eine Niederspannungs-Nicht-Betriebsbereitschaft-Bedingung anzeigen, wobei diese Einrichtungen mit dem Ausgang des !Comparators (68) verbunden sind.