DE2750720C2

DE2750720C2 - Anordnung zur Verringerung der Steuerleistung einer Leistungsschalttransistorendstufe für sehr hohe Taktfrequenz

Info

Publication number: DE2750720C2
Application number: DE19772750720
Authority: DE
Inventors: Wolfgang Prof. Dipl.-Ing. 6072 Dreieich Rona
Original assignee: Individual
Current assignee: Manroland AG
Priority date: 1977-11-12
Filing date: 1977-11-12
Publication date: 1982-08-12
Also published as: DE2750720A1

Description

Leistungsschalttransutorendstufen für sehr hohe Taktfrequenz, die als elektronische Schalter z.B. in

:o Gleichstromstellern und Pulswechselrichtern Anwendung finden, benötigen zur optimalen Basisansteuerung sowohl positiven als auch negativen Basisstrom. Um den Basisstrom in beiden Richtungen erzeugen zu können, werden häufig zwei Gleichspannungen (positive Steuer-

:5 Spannungsquelle, negative Steuerspannungsquelle) in Reihe geschaltet und ihr Mittelpunkt galvanisch mit dem Emitter des Schalttransistors T₂ der Schalttransistorendstufe verbunden (+8 V, 0 V, — 8 V in A b b. 1 bis

Trotz optimaler Basisansteuerung entstehen in den Leistungsschalttransistorendstufen beim Ein- und Ausschalten Schaltverluste, die mit der Taktfrequenz, der Betriebsspannung und dem Laststrom wachsen. Die Schaltverluste können bekanntlich durch besondere Entlastungsnetzwerke, nämlich Ein- und Ausschaltschutzbeschaltungen für den Schahtransistor, erheblich vermindert werden. Die Einschaltschutzbeschaltung in Form einer Reiheninduktivität L zur Kollektor-Emitter-Strecke des Schalttransistors (A b b. 1 begrenzt dabei die Steilheit des Stromanstiegs beim Einschalten (=di7dt-Begrenzung), die Ausschaltschutzbeschaltung in Form einer Reihenschaltung eines Kondensators C und einer Diode Dc parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke (A b b. 1 und 2) begrenzt den Sperrspannungsanstieg am Sch'alttransistor beim Ausschalten ( = du/dr-Begrenzung).

Die von der Induktivität L der d//d/-Begrenzungsschaltung in jedem Takt beim Einschalten aufgenommene Energie muß beim darauffolgenden Ausschalten des Schalttransistors Tz wieder abgeführt werden. Ebenso muß die vom Kondensator C der dti/d/-Begrenzungsschaltung in jedem Takt beim Ausschalten aufgenommene Energie beim darauffolgenden Einschalten des Schalttransistors T₂ wieder abgegeben werden.

Dies geschieht häufig durch Entladen über ohmsche Widerstände, was zwar wenig Aufwand erfordert aber den Wirkungsgrad verschlechtert Es sind auch Rückspeisenetzwerke bekannt geworden, welche die in L und C gespeicherte Energie wieder dem Hauptkreis

zurückliefern, an dessen Spannung der Schalttransistor T₂ arbeitet Diese Rückspeisenetzwerke sind aber relativ aufwendig.

Die nachstehend beschriebene erfindungsgemäße Anordnung, von der die A b b. 1 und 2 je eine Variante zeigen, führt dagegen auf denkbar einfachste Weise die in L und C gespeicherte Energie in die Steuerspannungsquellen zurück und setzt so die Steuerleistung der Leistungsschalttransistorendstufe herab, welche von

den Steuerspannungsquellen aufgebracht werden muß. Der Sachverhalt der von A b b. 1 gezeigten Variante ist im Anspruch 1, jener von Abb.2 im Anspruch 2 wiedergegeben.

Besonders günstig ist es, wenn bei den Anordnungen gemäß A b b. 1 und 2 die Leistungsschalttransistorendstufe erfindungsgemäß entsprechend A b b. 3 aufgebaut ist, weil dann die den Steuerspannungsquellen noch zu entnehmende Steuerleistung bis auf Null gebracht werden kann, sodaß gesonderte Steuerspannungsquel- m len eventuell ganz entfallen können. Der Sachverhalt von A b b. 3 ist im Anspruch 3 wiedergegeben.

Gemäß A b b. 1 und Anspruch 1 wird die von der Induktivität L der di/df-Begrenzungsschaltung in jedem Takt beim Einschalten aufgenommene Energie beim ü darauffolgenden Ausschalten des Schalttransistors T₂ über eine Diode Dl in die positive Steuerspannungsquelle zurückgespeist, wozu die Induktivität L mit dem einen Anschluß an den Emitter des Schalttransistors T₂ und mit dem anderen Anschluß über die Diode Dl in :·ί Durchlaßrichtung an den positiven Pol der positiven Steuerspannungsqueile geführt ist Ferner wird die vom Kondensator C der du/df-.Begrenzungsschaltung in jedem Takt beim Ausschalten aufgenommene Energie beim darauffolgenden Einschalten des Schalttransistors 2> T₂ über einen induktiven Zwischenspeicher Lc in die negative Steuerspannungsquelle zurückgespeist wozu der Kondensator C mit dem einen Anschluß an den Kollektor des Schalttransistors T₂ geführt ist, während der andere Anschluß von C einerseits über eine Diode Dc in Durchlaßrichtung mit dem Emitter von T₂ und andererseits über den induktiven Zwischenspeicher Lc mit dem negativen Pol der negativen Steuerspannungsquelle verbunden ist

Bei der Anordnung nach Abb.2 und Anspruch2 besteht gegenüber der Anordnung nach A b b. 1 der Unterschied, daß die vom Kondensator C der du/df-Begrenzungsschaltung in jedem Takt beim Ausschalten aufgenommene Energie beim darauffolgenden Einschalten des Schalttransistors T₂ über einen induktiven Zwischenspeicher Lc in die positive und negative Steuerspannungsquelle zurückgespeist wird, wozu der Kondensator C mit dem einen Anschluß an den Kollektor des Schalttransistors Ti geführt ist, während der andere Anschluß von C einerseits über eine Diode Dc in Durchlaßrichtung und den Stützkondensator C₊ der positiven Steuerspannungsquelle mit dem Emitter von T₂ und andererseits über den induktiven Zwischenspeicher Lc mit dem negativen Pol der negativen Steuerspannungsquelle verbunden ist. so

Die Wirkungsweise der in den A b b. 1 und 2 gezeigten Anordnungen ist im Prinzip gleich: Beim Ausschalten des Schalttransistors T₂ kann der in der Induktivität L der dz/dr-Begrenzungsschaltung induzierte Strom (vormals der Laststrom von T₂) auf dem Weg über die Diode Dl und den Stützkondensator C₊ der positiven Steuerspannungsquelle weiterfließen und abklingen. C₊ wird dabei aufgeladen und die positive Steuerspannungsquelle entsprechend entlastet Beim Einschalten des Schalttransistors T₂ kann sich der auf die Betriebsspannung von T₂ aufgeladene Kondensator C der du/di-Begrenzungsschaltung auf dem Weg über den Stützkondensator C- und die Induktivität Lc entladen, wobei der Entladestrom wegen des sich bildenden Schwingkreises nach einer Viertelsinuswelle ansteigt Im Scheitelpunkt des Entladestromes ist der Kondensator C praktisch entladen und seine Energie in den induktiven Zwischenspeicher Lc gewandert Der so in Lc entstandene Strom klingt anschließend bei der Anordnung nach A b b. 1 über die Diode Dc und den Stützkondensator C-der negativen Steuerspannungsquelle ab. C_ wird dabei aufgeladen und die negative Steuerspannungsquelle entsprechend entlastet Bei der Anordnung nach Abb.2 dagegen klingt der in Lc entstandene Strom über die Diode Dc und die Reihenschaltung der Stützkondensatoren C₊, C- ab. C₊ und C_ werden dabei aufgeladen und die positive wie negative Steuerspannungsquelle entsprechend entlastet

Der Aufwand zur Zurückspeisung der in L und C gespeicherten Energie beschränkt sich bei den in A b b. 1 und 2 gezeigten Anordnungen auf eine Diode D_L bzw. eine Induktivität Lc und ist damit äußerst gering. Die gestrichelt eingezeichnete Diode Ds ist bei entsprechender Dimensionierung von Lc überflüssig. Andernfalls unterdrückt Ds eine Schwingneigung von C mit Lcbeim Ausschalten des Schalttransistors T₂.

Gemäß A b b. 3 und Anspruch 3 ist der Schalttransistor durch eine Darlingtonanordnung bestehend aus Treiber- und Endtransistor 71, T₂ ersetzt, mit einer Überbrückung der Basis-Emitter-Strecke des Treibertransistors Ti mit einem ohmschen Widerstand R\ und mit einer Überbrückung der Basis-Emitter-Strecke des Endtransistors T₂ durch eine Reihenschaltung eines ohmschen Widerstandes R₂ und einer Induktivität L₂, wobei die Ansteuerung der Darlingtonanordnung über einen Gegentakt transistorverstärker T₊, T- erfolgt welcher im Einschaltzustand der Darlington-Endstufe Γι, T₂ die Basis des Treibertransistors Ti über einen ohmschen Widerstand R₃ und die Parallelschaltung aus einem ohmschen Widerstand Ra und einem Kondensator G mit einem positiven Pol der positiven Steuerspannungsquelle verbindet und im Ausschaltzustand der Darlington-Endstufe Ti, T₂ die Basis des Treibertransistors Ti über einen ohmschen Widerstand R und die Basis des Endtransistors T₂ über eine Diodenkette Dmit dem negativen Pol der negativen Steuerspannungsquelle verbindet

Die Wirkungsweise der Anordnung nach A b b. 3 ist wie folgt: Je nach der Polarität der Steuerspanniing am Steuereingang des Gegentakttransistorverstärkers T₊, T_ ist entweder T₊ oder T_ leitend. Leitet T₊, erhält die Basis des Treibenransistors Ti positiven Basisstrom, der die Darlington-Endstufe Ti, T₂ in den Einschaltzustand setzt. Die Anfangsspitze und der Endwert des positiven Basisstromes können in bekannter Weise durch R}, R4, (^•eingestellt werden. Leitet T-, erhalten sowohl die Basis des Treibertransistors Γι über den ohmschen Widerstand R als auch die Basis des Endtransistors T₂ über die Diodenkette D negativen Basisstrom, der solange andauert, bis Ti bzw. T₂ sperren. Die Bauteile R_t, R₂, L₂ unterstützen dabei den Ausschaltvorgang von Ti bzw. T₂ in bekannter Weise. Anschließend fließt — bei weiterhin leitendem T_ — ein Ruhestrom über L₂, R₂ und die Parallelschaltung aus R_t und R mit der Diodenkette D. Die Spannungsfälle dieses Ruhestromes an den vorgenannten Bauteilen sorgen für eine definierte negative Basis-Emitter-Spannung sowohl für den Treibertransistor Ti als auch den Endtransistor T₂ während des Ausschaltzustandes der Darlington-Endstufe Ti, T₂. Durch richtige Abstimmung von R (wobei als Grenzwert Ä = 0 möglich ist), der Diodenzahl D sowie Ru R₂, L₂ läßt sich mit der erfindungsgemäßen Anordnung die Ausschaltzeit der Darlingtonanordnung Ti, Ti minimieren und eine gleichmäßige Aufteilung der negativen Basis-Emitter-Spannung auf Tl und T₂ zur Erzielung höchster Sperrfestigkeit erreichen. Beim

Wiedereinschalten der Darlington-Endstufe T\, Ti verkürzt der über die Basis-Emitter-Strecke des Endtransistors Ti abklingende Strom von Li (vormals der Ruhestrom) dessen Einschaltzeit.

Obwohl die erfindungsgemäßen Anordnungen nach Abb. 1 und 2 besonders gut mit einer Leistungsschalttransistorendstufe entsprechend Abb.3 harmonieren, können sie auch Anwendung finden, wenn als Leistungsstellglied anstelle eines Schalttransistors ein abschaltbarer Thyristor (GTO-Thyristor) benutzt wird. Denn auch dieser benötigt positiven und negativen Steuerstrom.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Anordnung zur Verringerung der Steuerleistung einer Leistungsschalttransistorendstufe für sehr hohe Taktfrequenz, bestehend aus dem eigentlichen Schalttransistor, seiner Basisansteuerung mit 2 in Reihe geschalteten Gleichspannungen (positive Steuerspannungsquelle, negative Steuerspannungsquelle), deren Mittelpunkt mit dem Emitter des Schalttransistors der Schahtransistorendstufe galvanisch verbunden ist sowie je einer Ein- und Ausschaltschutzbeschaltung für den Schalttransistor zur Begrenzung der Steilheit des Stromanstiegs beim Einschalten des Schalttransistors in Form einer Reiheninduktivität L zur Kollektor-Emitter-Strecke (=d;7df-Begrenzung) sowie zur Begrenzung des Sperrspannungsanstiegs am Schalttransistor beim Ausschalten in Form einer Reihenschaltung eines Kondensators C und einer Diode parallel zur Kollektor-Emitter-Strecke (=di//di-Begrenzung), dadurch gekennzeichnet,
daß die von der Induktivität L der d/Vdf-Begrenzüngsschaltung in jedem Takt beim Einschalten aufgenommene Energie beim darauffolgenden Ausschalten des Schalttransistors T₂ über eine Diode Dl in die positive Steuerspannungsquelle zurückgespeist wird, wozu die Induktivität L mit dem einen Anschluß an den Emitter des Schalttransistors T₂ und mit dem anderen Anschluß über die Diode Dl in Durchlaßrichtung an den positiven Pol der positiven Steuerspannungsquelle geführt ist und
daß die vom Kondensator Cder do/di-Begrenzungsschaltung in jedem Takt beim Ausschalten aufgenommene Energie beim darauffolgenden Einschalten des Schalttransistors Ti über einen induktiven Zwischenspeicher Lc in die negative Steuerspannungsquelle zurückgespeist wird, wozu der Kondensator C mit dem einen Anschluß an den Kollektor des Schalttransistors Ti geführt ist, während der andere Anschluß von C einerseits über eine Diode Dc in Durchlaßrichtung mit dem Emitter von T₂ und andererseits über den induktiven Zwischenspeicher Lc mit dem negativen Pol der negativen Steuerspannungsquelle verbunden ist.

2. Anordnung nach Anspruch J, dadurch gekennzeichnet, daß die vom Kondensator Cder du/df-Begrenzungsschaltung in jedem Takt beim Ausschalten aufgenommene Energie beim darauffolgenden Einschalten des Schalttransistors T₂ über einen induktiven Zwischenspeicher Lc in die positive und negative Steuerspannungsquelle zurückgespeist wird, wozu der Kondensator C mit dem einen Anschluß an den Kollektor des Schalttransistors T₂ geführt ist, während der andere Anschluß von C einerseits über eine Diode D_c in Durchlaßrichtung und den Stützkondensator C₊ der positiven Steuerspannungsquelle mit dem Emitter von T₂ und andererseits über den induktiven Zwischenspeicher Lc mit dem negativen Pol der negativen Steuerspannungsquelle verbunden ist

3. Anordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet daß der Schalttransistor durch eine Darlingtonanordnung bestehend aus Treiber- und Endtransistor 71, Ti ersetzt ist mit einer Überbrükkung der Basis-Emitter-Strecke des Treibertransistors 71 mit einem ohmschen Widerstand R\ und mit einer Überbrückung der Basis-Emitter-Strecke des Endtransistors Ti durch eine Reihenschaltung eines ohmschen Widerstandes R₂ und einer Induktivität Z*, und daß die Ansteuerung der Darlingtonanordnung über einen Gegentakttransistorverstärker T₊, TL erfolgt welcher im Ausschaltzustand der Darling-

^ ton-Endstufe Ti, Ti die Basis des Treibertransistors Ti über einen ohmschen Widerstand R und die Basis des Endtransistors T₂ über eine Diodenkette D mit dem negativen Pol der negativen Steuerspannungsquelle verbindet

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4. Anordnung nach Anspruch 1 und 2, dadurch

gekennzeichnet daß anstelle einer Leisuingsschalttransistorendstufe ein abschaltbarer Thyristor (GTO-Thyristor) Anwendung findet