DE2745047A1

DE2745047A1 - Phasenstarre schaltung und stereophoner fm-demodulator

Info

Publication number: DE2745047A1
Application number: DE19772745047
Authority: DE
Inventors: Masanori Ienaka
Original assignee: Hitachi Ltd
Current assignee: Hitachi Ltd
Priority date: 1976-10-08
Filing date: 1977-10-06
Publication date: 1978-04-20
Also published as: JPS5346255A; NL7711066A

Description

B e s c h r e i b u n g : Die Erfindung bezieht sich auf eine Schaltung mit phasenstarrer Schleife, kurz phasenstarre Schaltung, und auf einen FM-Stereodemodulator mit einer derartigen Schaltung.
Phasenstarre Schaltungen enthalten einen Phasenkomparator zum Vergleich der Phase eines Eingangssignals mit der einer von einem spannungsgesteuerten Oszillator abgegriffenen Bezug-Schwingungsspannung, der ein der Phasendifferenz dieser beiden Signale proportionales Spannungssignal erzeugt, einen Gleichstromverstärker zum Verstärken des die Phasendifferenz darstellenden Gleichstromsignals, sowie den spannungsgesteuerten Oszillator, dem das verstärkte Gleichstromsignal zugeführt und dessen Ausgangssignal auf den Phasonkomparator rückgekoppelt ist. Die phasenstarre Schaltung bildet somit eine Rückkopplung und erzeugt ein schwingendes Ausgang0signal, das im wesentlichen in Phase liegt mit dem Eingangssignal. Die phasenstarre Schaltung kflI)fl somit als Frequonzwäh3.er dienen. Es ist bekannt, einen FM-Stereodemodulator unter Verwendung einer solchen phasc-nstarren Schaltung auszubilden.
Der Stand der Technik und die Erfindung werden anhand der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen: Fig. 1 das Blockschaltbild eines herkömmlichen FM-Stereodemodulators mit einer phasenstarren Schaltung; Fig. 2 im Diagramm die gesamte harmonische Verzerrung in Abhängigkeit von der Audiofrequenz zum Vergleich eines erfindungsgemäßen mit dem herkömmlichen FM-Stereodemodulator; Fig. 3 das Schaltbild eines erfindungsgemäß ausgebildeten FM-Stereodemodulators mit einer phasenstarren Schaltung; Fig. 4A den Verlauf der vom Phasenkomparator in der phasenstarren Schaltung erzeugten interferenten oder Schwebungssignale; Fig. 413 den Verlauf des Eingangssignels für den Fall, daß das Schwebungs<signaldem Eingang des Differenzverstärkers zugefülnet wird ; und Fig. 5 im Dingramm die Dämpfungskennlinie der Schwebungskomponente in der erfindungsgemäßen phasenstarren Schaltung.
Fig. 1 zeigt ein Beispiel eines FM-Stereodemodulators mit einer phasenstarren Schaltung (Michael J. Gay, t'A Monolithic Phase-Lock-Loop Stereo Decoder", IEEE Transactions on Broad cast and TV Receivers, Band 17, Nr. 4, November 1971, S. 270 bic 276). Nach Fig. 1 wird das Sterco-Gesamtsignal Vin, das die Signalc fr den linken und den rechten Kanal sowie das 19-kHz-Pilotsignal enthält, einem Phasenkomparator 1 zugeführt. Das Ausgangssignal dcs Phasenkomparators 1 (z.B. die Phasendifferenz) wird über einen Tiefpaßfilter 2 einem Gleichstromverstärker 3 zugeführt. Dis Gleichstrom-Ausgangssignal des Gleichstromverstörkers 3 wird einem spannungsgesteuerten Oszillator 4 zugeführt, dessen Mittenfrequenz bei 76 kHz liegt. Das AUsgangssignal des spannungsgestauorten Oszillators 4 wird in einem Flip-Flop 5 in ein 38-kHz-Signal und in einem weiteren Flip-Flop 6 in ein 19-kHz-Signal unterteilt. Das 19-kHz-Signal ist auf den Phasenkomparator 1 rückgekoppelt, so daß eine geschlossene Schleife entsteht.
Das 38 z-Signal, das als Unterträgersignal des FM-Stereosignals erhalten wird, wird zur Demodulation des linken und des rechten Audiosignals L bzw. R demoduliert, und zwar nach dem Schaltverfahren in einem Decoder 7.
Da bei einem solchen FM-Stereodemodulator der Phasenkomparator aus einer Multiplizierstufe aufgebaut ist, die aus nichtlinearen Schaltungselementen wie Transistoren und dergleichen besteht, erzeugen die harmonischen Komponenten der audiofrequenten Signale des Gesamtsignals, das als Eingangssignal zugeführt wird, und das 19-kHz-Schaltsignal Schwebungen Das schwingende Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 4 wird durch diese Schwebungen frequenzmoduliert. Hierdurch wird das 38-kHz-Signal fo, das Ausgangssignal des Flip-Flops 5, ebenfalls ffrequenzmoduliert, so daß Phasenverzerrungen eintreten. Infolgedessen wird es schwierig, ein mit dem Unterträ£t:rsignnl der Scnderseite genau synchronisiertes Untertrargersignal ZU erzeugen. Die Trennung des Schaltdecoders wird schlecht, und die Gesamtverzerrung der Harmonischen des audiofrequenten Ausgangssignals des Decoder 7 wird verschlechtert.
Fig. 2 zeigt die Frequenzabhängigkeit der gesamten harrJonischen Verzerrung. Wie sich aus der Kurve A ergibt, steigt die gesamte harmonische Verzerrung in dem Bereich zwischen 5 und 15 k im audiofrequenten Bereich stark un.
Das bedeutet, daß Schwebungskomponenten der Harmonischen der audiofrequenten Signale und das 19-KHz-Signal, die auf verhältnismäßig hohen Pegeln liegen, dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt werden, wenn die Frequenz der audiofrequenten Signale im Gesamtsignal hoch wird.
Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die bekannten Schaltungen der in Frage stehenden Art zu verbessern. Insbesondere soll eine phasenstarre Schaltung geschaffen werden, mit der ein synchronisiertes Eingangssignnl mit möglichst geringer Phasenverzerrung erzeugt werden kann.
ner soll ein FM-Stereodemodulator mit einer phasenstarren Schaltung geschaffen werden, dessen Ausgangs-Audiosignal möglichst wenig vcrzerrt ist. Der Fil-Stereodemodulator soll mit der integrierten Schaltungstechnik kompatibel sein.
Die erfindungsgemäße phasenstarre Schaltung enthält einen Phasenko1Jparator, einen ersten Tiefpaßfilter, einen Gleichstromverstärker und einen spannungsgesteuerten Oszillator.
Ein zweiter Tiefpaßfilter ist zwischen den Gleichstromverstärker und den spannungsgesteuerten Oszillator geschaltet.
Die Zeitkonstante des zweiten Tiefpaßfilters kann vorteilhafterweise vermindert werden, wenn der Gleichstromverstärker aus einem Differenzverstärker besteht und das Ausgangssignal des Phasehkomparators dem Differenzverstärker als abgeglichenes Eingangssignal zugeführt wird. Dies ermöglicht eine Unterdrückung der Schwebungskomponenten ohne Einschränkung des Fangbereichs der phasenstarren Schaltung.
Diese eignet sich besonders zur Verwandung in FM-Stereodemodulatoren ; mit ihr kann die gesamte harmonische Verzernung im Audiofrequenzbereich wesentlich vermindert werden.
Weitere Aufgaten, Merkmale und Vorteile der Erfindung orgeben sich aus der folgenden Beschreibung eines bevorzugten Ausführungsbeispiels.
Gemäß einer Grundausführungsform der Erfindung ist bei einer phasenstarren Schaltung mit einem Phasenkomparator, einem Tiefpoßfilter, einem Gleichstromverstärker und einem spannungsgesteuerten Oszillator zwischen dem Gleichstromverstärker und dem spannungsgesteuerten Oszillator ein weiterer Tiefpaßfilter vorgeschen.
Fig. 3 zeigt eine konkrete Ausführungsform eines FM-Stereodemodulators mit einer erfindungsgemäßen phasenstarren Schaltung. Der Phasenkomparator 1 enthält npn-Transistoren Q1 und Q2 und Widerstände R2 bis R5 mit je etwa 20 kOhm.
Er wird mit einem ein 19-kH2-Pilotsignal enthaltendes Stereo-Gesamtsignal Vin gespeist, und zwar über einen Gleichstrom-Sperrkondensator C3. Das Gesamtsignal wird von einem nicht gezeigten Diskriminator des FM-Stereoempfängers einen gespeist. Es enthält ein amplitndonnoduliertes Summen und ein amplitudenmoduliertes Differenzsignal aus dem linken und rechten Kanal (L + R) bzw. (L - R), sowie das 19-kHz-Pilotsignal. Das Signal (L + R) umfaßt den Bereich zwischen 0 und 15 IclIz und das Signal (L - R) den Bereich zwischen 23 und 53 kHz und wird (larlestellt durch das Steitenband eines unterdrückten 38-kHz-Unterträgers. Die Transistoren Q1 und Q2 dienen als in zwei Richtungen wir kendc Schalter. Die Basen dieser Transistoren werden durch die 19-kllz-Schaltsignale mit einander entgegengesetzter Phase gespeist, wie im folgenden noch beschrieben wird.
Die Kollektoren dieser Transistoren sind an eine Bezugs-Gleichspannung VREF2 angeschlossen. Das 19-kHz-Pilotsignal in dem Gesamtsignal wird den Emittern der Transistoren und Q2 zugefilhrt, und zwar über die Widerstände R2 bzw. R4.
Diese Transistoren wirken als Zerhacker für das 19-kIIz-Pilotignal; ihre Ausgangssignale werden über die Widerstände R3 und R5 weitergeleitet. Die Transistoren Q1 und Q2 wirken im Ergebnis als Multipliziereinrichtung für das dem Er,iij:tcr zugeführte Pilotsignal und das der Basis zugofübrte Schaltsignal; sie erzeugen ein der Phasendifferenz dieser Signale proportionales Ausgangssignal.
Ein erster Tiefpaßfilter 2 enthält einen Widerstand RO (etwa 1 kOhm), Kondensatoren CO (etwa 3,3 µF) und C'O (etwa 0,47 F). Der Tiefpaßfilter 2 dient zum Aussiebcn der Harmonischen aus dem Ausgangssignal des Phassenkomparators 1. Die Dämpfungscharakteristik des Tiefpaßfilters 2 wird durch den Wert des Widerstandes RO, die Kapazitäten der Kondensatoren CO und C'O und den Wert der Widerstände R3 oder R5 bcßtimmt.
Der als Differenzverstärker ausgebildete Gleichstromverstärker 3 enthält npn-Transistoren Q5 und Q6, pnp-Transistoren Q3 und Q4, Widerstände R6 und R7 sowie eine steuerbare Stromquelle 1. Der Phasenkomparator 1 und der Tiefpaßfilter 2 sind im Basis-Eingangskreis der Transistoren des Differenzvers miteinander verbunden. Das Ausgangssignal des Phasenkomparators wird dem Differenzverstärker 1 in Form eines abgeglichenen Eingangssignals zugeführt und in dem Verstärker zu einem Steuerstrom für einen Kollektor des Transistors Q4 verstärkt.
Der spannungsgesteuerte Oszillator 4 enthält eine die Zeitkonstante der Schwingung bestimmende Schaltung mit einem Widerstand R8 (z.B. etwa 8,4 kOhm) und einem Kondensator C2 (z.B. etwa 1.000 pF), einen Differenzverstärker mit npn-Transistoren Q7 und Q8 und eine Konstantstromquelle 102, sowie eine Vorspannschaltung mit einem pnp-Transistor Qg mit mehreren Kollektoren, einem npn-Transistor Q10 mit mehreren Emittern, Widerständen Rg bis R13 und Konstantstromquellen 102 und 103. Er erzeugt ein 76-kHz-Signal. Die Schwingungsfrequenz kann durch verschiedene Parameter bestimmt werden, beispielsweise die Kapazität des Kondensators C2 (z.B. 1.000 pF) und den Widerstand R8 (z.B. 8,4 k0hm bei C2 = 1.000 pF).
Die Einzelheiten eines solchen Oszillators sind in der US-PS 3 688 220 beschrieben.
Ein Puffer 4' enthält einen Widerstand R14 und einen npn-Transistor Q11. Mit seiner Hilfe wird die Anstiegszeit des Schwingungssignals mit schmaler Impulsform, wie es der spannungsgesteuerte Oszillator 4 liefert, verkürzt.
Der Frequenzteiler 5 besteht aus einem Flip-Flop mit Transistoren Q12 bis Q17 und Widerständen R15 bis R24. Ihm wird das Ausgangssignal des Puffers 4' zugeführt, so daß er die Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 4 in ein 38-kHz-Signal heruntorteilt.
Ein weiterer Frequenzteiler 6 ist ebenfalls als Flip-Flop ausgebildet und enthält Transistoren Q18 bis Q21 und Widerstände R25 bis R Er teilt das Schwingungssignal des Frequenzteilers 5 weiter herunter in ein 19-kHz-Rechtecksignal. Dieses 19-kHz-Signal wird auf den Phasenkomparator 1 als Schaltsignal für die Transistoren Q1 und Q2 rückgekoppelt. Damit ist die phasenstarre Schaltung vollständig.
Die Frequenzteiler 5 und 6 sind vom Master-Slave-Typ (A.
Richardson, R.C. Foss, New Binary Counter Circuits", Electronics Letters, Bd. I, Nr. 10, Dezember 1965, S. 273.
Der Frequenzteiler 5 und der Puffer 4' sind durch die Bezugs-Gleichspannung VREF2 festgelegt.
Das 38-kHz-Signal fO, das Ausgangssignal des Frequenzteilers 5, wird einem Decoder 7 zugeführt. Bei dem Decoder 7 handelt es sich z.B. um einen Schaltdecoder mit einer Multiplizierschaltung aus einem zusammengesetzten Paar von Transistor-Differenzverstärkern der in der erwähnten Druckschrift IEEE Transactions on Broadcast and TV Receivers beschriebenen Art. Die Audio-Ausgangssignale für den linken und rechten Kanal (L, R) werden im Decoder 7 aus dem Gesamtsignal erzeugt.
Eine steuerbare Gleichspannungsquelle Vcc liefert eine Spannung von z.B. 6 Volt.
Wesentliches Merkmal der Erfindung ist ein zweiter Tiefpaßfilter 8 mit einem Widerstand R1 und einem Kondensator C2 der zwischen den Gleichstromverstärker 3 und den spannungsgesteuerten Oszillator 4 der Schaltung der Fig. 3 geschaltet ist, insbesondere im Zusammenhang mit dem Differenzverstärker des Gleichstromverstärkers 3.
Das FM-Steroosignal wird in der vorstehend beschriebenen Schaltung folgendermaßen demoduliert.
Nach Anlegen des FM-Stereo-Gesamtsignals Vin vergleicht der Phasenkomparator 1 die Phase des 19-kHz-Pilotsignals des Gesamtsignals mit der des 19-kHz-Schaltsignals vom zweiten Frequenzteiler 6. Das aus dem Vergleich herrtllirende Ausgangssignal (Phasendifferenz) wird über den ersten Tiefpaßfiltr 2 geleitet, der die hochfrequenten Komponenten unterdrückt oder dämpft. Das der Phasendifferonz des Pilotsignals und des 19-kHz-Schaltsignals entsprechende Gleichspannungssignal wird dem Gleichstromverstärker 2 zugeführt und darin verstärkt. Der Ausgangsstrom des Gleichstromverstärkers 2 ist somit entsprechend der Phasendifferenz veränderlich. Das veränderliche Signal wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 4 zugeführt, so daß sich dessen Schwingungsfrequenz entsprechend ändert. Die Ausgangsfrequenz von etwa 76 kHz wird in dem ersten und dem zweiten Frequenzteiler 5 bzw. 6 zweimal geteilt, so daß ein 19-kHz-Signal entsteht, das dem Phasenkomparator 1 wieder zugeführt wird. Durch Wiederholung des vorstehend beschriebenen Zyklus wird die Schaltung stabil. Auf diese Weise wird aus dem 19-kHz-Pilotsignal ein 38-kHz-Signal f0 erzeugt, das mit dem Unterträgersignal zur Speisung des Decoders 7 synchronisiert ist. Das stabilisierte 38-kHz-Synchronsignal wird als Schaltsignal für den Decoder 7 verwendet, um das rechte Audiosignal R und das linke Audiosignal L aus dem Gesamtsignal herauszutrennen.
Durch die Erfindung sollen die bestehenden Schwierigkeiten insbesondere in der Verbindung des Phasenkomparators 1 und des Gleichstromverstärkers 2 beseitigt werden. Bei Untersuchungen hat sich gezeigt, daß die Verbindung des Phasenkomparators 1 und des Gleichstromverstärkers 2 folgende Schwierigkeiten nach sich zieht.
In dem FisI-GEatsignal Vin ist das Pegelverllältnis des Hauptsignals des linken und rechten Kanals zum Pilotsignal auf 9:1 eingestellt, während die Harmonischen des Hauptsignals (L + R) und (L - R) infolge der Nicfitlinearität der Transistoren Q1 und Q2 des Phasenkomparators 1 leicht auftreten können. Infolgedessen werden durch diese Harmonischen und das 19-kHz-Schaltsignal Schwebungen mit hohem Pegel erzeugt. Besonders wenn die Hauptsignalfrequenz hoch ist, entstuilen im Bereich in der Nähe von 19 Mi mehr harmonische Komponenten, die Schwebungssignale mit niedrigeren Frequenzen erzeugen. Selbst wenn die Schwebungssignale im ersten Tiefpaßfilter in gewissem Maße gedämpft werden, enthält das Eingangssignal des Gleichstromverstärkers 3 immer noch Schwebungssignale. Die vom Schalttransistor Q1 und die vom Schalttransistor Q2 im Phasenkomparator 1 erzeugten Schwebungssignale haben eine Phasendifferenz. Sie werden den Basen der Transistoren Q5 und Q6 des Differenzverstärkers als Differential-Eingangssignale zugeführt. Wenn die von den Transistoren Q1 und Q2 des Phasenkomparators 1 erzeugten Schwebungssignale den beiden Basiseingängen des Differenzverstärkers 3 phasenverschoben zugeführt werden, haben infolgedessen die dem Differenzverstärker 3 zugeführten Schwebungssignale eine im Vergleich zur Frequenz des vom Phasenkomparator 1 erzeugten Schwebungssignah doppelte Frequenz. Wenn beispielsweise das dem Phasenkomparator 1 zugeführte Signal (L + R) eine Frequenz von 10 kHz hat und die als Zerhacker wirkenden Transistoren Q1 und Q2 des Phasenkomparators 1 durch das 19-kHz-Schaltsignal gespeist werden, so entsteht durch die Multiplizierwirkung des Phasenkomparators 1 ein Schwebungssignal mit 1 kHz (Fig. 4A).
In Fig. 4A stellen die Kurve a ein der Basis des Transistors Q5 und die Kurve b ein der Basis des Transistors Q6 zugeführtes Schwebungssignal dar, die um den Winkel Q phasenverschoben sind. Da die beiden Schwebungssignale eine Phasendifferenz O haben, werden sie dem Differenzverstärker 3 differentiell als ein Schwebungssignal mit der doppelten Frequenz zugeführt (Fig. 4B). Die Phasendifferenz der Schwebungssignale entsteht durch den ersten Tiefpaßfilter 2. Das an einem Basiseingang des Differenzverstärkers 3 auftretende Schwebungssignal hat nämlich gegenüber dem am anderen Basiseingang auftretenden eine Phasenverzögerung.
Auf diese Weise verstärkt der Differenzverstärker 3 das vom Phasenkomparator 1 erzeugte unervinschte Schwebungssignal als eine Schwebungssignalkomponente mit doppelter Frequenz. Der zweite Tiefpaßfilter 8 mit dem Widerstand R1 (z.B. 33 k0hm) und der Kondensator C1 (z.B. 2.200 pF) unterdrücken oder dämpfen diese Schwebungssignalkomponenten unter Ausnutzung der beschriebenen Eigenschaft, daß der Differenzverstärker 3 die Frequenz der Schwebungssignale in eine hohe Frequenz umwandelt.
Der zweite Tiefpaßfilter 8 dämpft die hochfrequenten Komponenten, die vom ersten Tiefpaßfilter 2 nicht ausreichend gedämpft werden können und am Ausgang (d.h. am Kollektor des Transistors 04)des Differenzverstärkers 3 auftreten.
Gemäß Fig. 5 ist beispielsweise die Dämpfungskennlinie im niederfrequenten Bereich von f1 bis f2 durch den ersten Tiefpaßfilter unter Beachtung des Einfangberoiches der phasenstarren Schaltung eingestellt. Der zweite Tiefpaßfilter 8 bewirkt eine zusätzliche Dämpfung im hochfrequenten Bereich oberhalb 2, so daß sich die Dämpfungscharakteristik im hochfrequenten Bereich von der gestrichelten Linie c zur ausgezogenen Linie d ändert. Da die Schwebungsfrequenz des Ausgangssignals des Differenzverstärkers 2 hoch ist, können die Schwebungskomponenten selbst bei einer verhältnismäßig kleinen Zeitkonstante ausreichend gedämpft werden.
Auf diese Weise kann die Zeitkonstante des zweiten Tiefpaßfilters 8 bestimmt werden, wobei lediglich die Dämpfungscharakteristik der Schwebungskomponenten beachtet zu werden braucht. Ein ähnlicher Dämpfungseffekt könnte erzielt werden, indem die im allgemeinen große Zeitkonstante des ersten Tiefpaßfilters 2 eingestellt wird. In einem solchen Fall sollte Jedoch die Schleifenverstärkung der phasenstarren Schaltung vermindert werden, um ihren Einfangbereich einzuschränken. Im Ergebnis wird die Frequenzselektivität der phasenstarren Schaltung schlecht.
Nach einer Ausführungsform der erfindungsgemäßen Schaltung wird die Zeitkonstante des ersten Tiefpaßfilters 2 nicht vermindert, sondern es wird ein zweiter, getrennter Tiefpaßfilter vorgesehen, um den Einfangbereich breit zu halten und die Schwebungskomponenten zu dämpfen. Weiterhin kann der Einfangbereich sogar erweitert werden, wenn die Zeitkonstanten der Tiefpaßfilter in geeigneter Weise gewählt werden.
Wie beschrieben, wird erfindungsgemäß am Ausgang des Gleichstromverstärkers 3 der zweite Tiefpaßfilter 8 vorgesehen.
Die Schwebungskomponenten werden durch diesen zweiten Tiefpaßfilter 8 nochmals gedämpft. Daher wird der Anteil der Schwebungskomponenten im Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators gering, und die FM-Modulation wird dadurch vermindert. Damit wird auch die FM-Modulation des 38-kHz-Signals und die Phasenverzerrung vermindert, so daß die Verschlechterung des vom 38-kHz-Signal gespeisten Decoder 7 erzeugten Audio-Ausgangssignals verhindert wird.
Durch die Erfindung kann die Frequenzkennlinie der gesamten harmonischen Verzerrung der Fig. 2 entsprechend der Darstellung der gestrichelten Linie B verbessert werden.
Die Vorteile der Erfindung wirken sich hauptsächlich bei Anwendung in einem FM-Stereodemodulator aus. In den multiplexen -Storeo-Gesamtsignal, das der phasenstarren Schaltung zueotllrt wird, sind die Frequenzkomponenten im Signal (L + R) (im Bereich von 0 bis 15 kHz) um das 9-fache größer als das 19-kHz-Pilotsignal. Es wirkt daher als Störungssignal fr die phasenstarre Schaltung zur Wahl des 19-kHz-Pilotsignals, so daß unerwünschte Schwebungssignale entstehen. Wenn beispielsweise das Hauptsignal (das Signal (L + R)) eine Frequenz von 10 kHz hat, so entsteht in der phasenstarren Schaltung ein Schwebungssignal mit 1 kHz, wodurch die gesamte harmonische Verzerrung des Audiosignalsam Ausgang des Decoders extrem verschlechtert wird. Erfindungsgemäß kann dieses Schwebungssignal durch den zweiten Tiefpaßfilter 8 entfernt und somit die gesamte harmonische Verzerrung extrem herabgesetzt werden.
Die Erfindung ist nicht auf die Anwendung der phasenstarren Schaltung im FM-Stereodemodulator beschränkt, sondern kann in weitem Maße bei phasenstarren Schaltungen angewendet werden, wenn der spannungsgesteuerte Oszillator durch Erzeugung von Schwebungen einer Frequenzmodulation unterworfen ist, durch die das Verhalten verschlechtert wird. Leerseite

Claims

Phasenstarre Schaltung und stereophoner FM-Demodulator A n s p r ü c h e : S Phasenstarre Schaltung mit einem Phasenkomparator zur Erfassung der Phasendifferenz zwischen einem Eingangs- und einem Steuersignal, mit einem Gleic)istromverstärker, mit einem ersten, zwischen den Ausgang des Phasenkomparators und den Eingang des Gleichstromverstärkers geschalteten Tiefpaßfilter, mit einem an den Ausgang des Gleichstromverstärkers angeschlossenen spannungsgesteuerten Oszillator, dessen Schwingungsfrequenz durch das Ausgangssignal des Gleichstromverstärkers steuerbar ist, und mit einer Einrichtung zur Zufuhr des Ausgangsßignals des spannungsgesteuerten Oszillators als Steuersignal zum Phasenkomparator, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß der Gleicbstromverstärker (3) einen Differenzverstärker enthält und ein zweiter Tiefpaßfilter (8) zwischen den Ausgang des Differenzverstärkers und den Eingang des spannungsgesteuerten Oszillators (4) geschaltet ist, wodurch unerwUnschte Schwingungskomponenten am Ausgang des Differenzverstärkers gegenüber dem Steuersignal vermindert werden.
2. Phasenstarre Schaltung nach Anspruch 1, dadurch g ek e n n z e i c h n e t, daß der erste und der zweite Tiefpaßfilter (2; 8) einen Widerstand (Ro; R1) und einen Kondensator (C0; C1) enthält, und daß die Zeitkonstante des zweiten Tiefpaßfilters kleiner ist als die des ersten Tiefpaßfilters.
3. Phasenstarre Schaltung nach Anspruch 1, dadurch g ek e n n z e i c h n e t, daß der Phasenkomparator (1) so ausgebildet ist, daß dem Eingang des Differenzverstärkers (3) ein abgeglichenes Eingangssignal zugeführt wird.
4. Phasenstarre Schaltung nach Anspruch 1, dadurch g ek e n n z e i c h n e t, daß der Phasenkomparator (1) zwei Ausgänge, eine Reihenschaltung aus zwei zwischen die beiden Ausgänge geschalteten Widerständen (R2, R4), eine Reihenschaltung aus zwei zwischen die Ausgänge geschalteten Schalttransistoren (Q1 Q2),eine Einrichtung (Vin) zur Zufuhr des Eingangssignals an den Verbindungspunkt zwischen der Reihenschaltung aus den beiden Widerständen und den Verbindungspunkt der Reihenschaltung der beiden Schalttransistoren, und eine Einrichtung zur Zufuhr des Stouersignals zu den beiden Schalttransistoren enthält, wobei der Tiefpaßfilter wenigstens zwei Widerstände enthält und die beiden Ausgänge des Phasenkomparators (1) über die Widerstände des Tiefpaßfilters an den Differenzverstärker angeschlossen sind.
5. Stereophoner FM-'modulator zum Empfang eines stereophenen Multiplex-Gesamtsignals, das die audiofrequenten Signale, ein Pilotsignal und ein moduliertes Unterträger3ignal enthält, mit einer phasenstarren Schaltung zur Trennung des Pilotsignals aus dem Rest des Gesamtsignals und zur Wiedergewinnung des Unterträgersignals, und mit einem Decoder zur Verarbeitung der audiofrequenten Signale auf der Basis des in der phasenstarren Schaltung wiedergewonnenen Untertra.gersignals, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß die phasenstarre Schaltung folgende Bestandteile enthält: einen steuerbaren Oszillator (4), dessen Schwingungsfrequenz durch ein Steuersignal steuerbar ist, einen Phasenkomparator (1) zur Erfassung der Phasendifferenz zwischen dem Schezingungssignal des steuerbaren Oszillators und dem Pilotsignal des stereophonen Multiplex-Gesamtsignals, einen ersten Tiefpaßfilter (2), der an den Ausgang des Phasenkomparators angeschlossen ist, und eine Rückkopplungsschaltung zur Rückkopplung des Ausgangssignals des ersten Tiefpaßfilters als Steuersignal für den steuerbaren Oszillator, die einen zweiten Tiefpaßfilter (8) und einen Gleichstromverstärker (3) enthält.
6. Stereophoner FM-Demodulator nach Anspruch 5, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß der erste und der zweite Tiefpaßfilter (2; 8) einen Widerstand (Ro; R1) und einen Kondensator (C0; C1) enthält, und daß die Zeitkonstante des zweiten Tiefpaßfilters kleiner ist als die des ersten Tiefpaßfilters.
7. Stereophoner FM-Demodulator nach Anspruch 5, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß der zweite Tiefpaßfilter (8) an den Ausgang des Glcichstromverstärkers (3) angeschlossen ist, so daß der zweite Tiefpaßfilter eine unerwünchte Schwebungskomponcnte vermindert, die durch das Schwingungsslgzlal und die audiofrequenten Signale des stereophonen flultiplex-Cesamtsignals erzeugt und im Phasenkomparator (1) hervorgerufen wird.
8. Stereophoner FM-D<jmodulator nach Anspruch 1, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß der Gleichstromverstärker (3) einen Differenzverstärker enthält.
9. Stereophoner FM-Demodulator zum Empfang eines stereophonen Multiplex-Gesamtsignals, das die audiofrequenten Signale, ein Pilotsignal und ein moduliertes Unterträgersignal enthält, mit einer phasenstarren Schaltung zur Trennung des Pilotsignals aus dem Rest des Gesamtsignals und zur Wiedergewinnung des Unterträgersignais, und mit einem Decoder zur Verarbeitung der audiofrequenten Signale auf der Basis des in der phasenstarren Schaltung wiedergewonnenen Unterträgersignals, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß die phasenstarre Schaltung folgende Bestandteile enthält: einen Phasenkomparator (1) mit einer Reihenschaltung aus zwei Widerständen (R2, R4), die zwischen die beiden Au.-gänge geschaltet ist, eine Reihenschaltung aus zwei Schalttransistoren (Q1, Q2), die parallel zu der Reihenschaltung aus den beiden Widerständen zwischen die beiden Ausgänge geschaltet ist, und mit einer Einrichtung zur Zufuhr wenigstens des Pilotsignals aus den Komponenten des stereophonen Multiplex-Gesamtsignals zwischen den Verbindungspunkt der Reihenschaltung aus den beiden Widerständen und den Verbindungspunkt der Reihenschaltung aus den beiden Schalttransistoren, einen Differenzverstärker (3) mit zwei Eingangen und wenigstens einem Ausgang, einen ersten Tiefpaßfilter (2) mit zwei Widerständen, die zwischen den Ausgang des Phasenkon arators (1) und den Eingang des Differenzverstärkers geschaltet sind, und einen zwischen die Eingänge des Differenzverstürkero geschalteten Kondensator (C'0), einen an den Ausgang des Differenzverstärkers angeschlossenen zweiten Tiefpaßfilter (8) zur Verminderung unerwünschter Schwebungskomponenten, die durch den Rest des stereophonen Multiplex-fleramtsignals ohne das Pilotsignal erzeugt werden, einen spannungsgesteuerten Oszillator (4) zur Erzeugung eines vorbestimmten Signals, dessen Schwingungsfrequenz durch das Ausgangssignal des zweiten Tiefyßfilters gesteuert wird und dessen Schwingungssignal dcn Steuereingang der Schalttransistoren (a1 Q2) in Gegenphase zugeführt wird, und eine Einrichtung zur Zufuhr des Schwingungssignals des spannungsgesteuerten Oszillators zu dem Decoder (7) als Unterträgersignal, so daß dr Dccoder die audiofrequenten Signale mit nicdriger Verzerrung verarbeitet.
10. Stereophoner FM-Deiodulator nach Anspruch 9, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß der zweite liefpaB-filter (8) einen zwischen den Ausgang des Differenzverstärkers (3) und Masse geschalteten Kondensator (C1) und einen zwischen den Ausgang des DifferenzverjCtärkers (3) und den spannungsgesteuerten Oszillator (4) geschalteten Widerstand (R1) enthält.
11. Stereophoner FM-Demodulator nach Anspruch 10, dadurch g e k e n n z e i c h n e t, daß die Zeitkonstante des zweiten Tiefpaßfilters (8) kleiner ist als die des ersten Tiefpaßfilters (2).

./. Beschreibung: