DE2709370A1 - Verfahren und geraet fuer die umsetzung bzw. zuordnung von vielfach-frequenz-signalen - Google Patents

Description

PATENTANWÄLTE

MANITZ, FINSTERWALD & CRÄMKOW

München, den 5· März 1977 P/3/Sv-N 2110

NORTHERN TELECOM LIMITED 1600 Dorchester Blvd. West Montreal, Quebec, Canada

Verfahren und Gerät für die Umsetzung bzw. Zuordnung von Vielfach-Frequenz-Signalen

Die vorliegende Erfindung betrifft einen Vielfach-Frequenz-Signalempfanger zum Empfang von Signalinformation und insbesondere einen VieIfach-Frequenz-Signalempfanger, der digitale Frequenzdetektorschaltungen enthält.

In Telefonsystemen werden die von einem Telefonteilnehmer gewählten Nummern bzw. Ziffern oft durch eine Kombination von Tonsignalen übertragen. Jede Nummer wird durch eine Kombination aus zwei Tonsignalen dargestellt, von denen das eine aus einer hohen Tongruppe und das andere aus einer niedrigeren Tongruppe gewählt wird. Da diese Tonsignale im Sprachfrequenzband liegen, besteht immer die Möglichkeit,

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OR. C. MANITZ ■ DIM..-ING. M. FINtTERWAtD DIPL.-INC. W. ORAMKOW ZENTRALKASSE BAYER. VOLKStANKEN

• MÖNCHEN S3. ROREaT-KOCH-STRAStE I 7 STUTTGART 50 ISAD CANNSTATTI MÖNCHEN. KONTO-NUMMER 7370

TEL. (0·9> 99 49 If. TELEX QS-99471PATMP SEELBERGSTR. 93/35. TEL.I07IIIS6 73 61 POSTSCHE=K₁MONCHEn 77O62-8OS

daß vom Mikrofon des Telefons aufgenommene Laute oder das Nebensprechen einer Teilnehmeranschlußleitung Signale mit Frequenzen von einem oder von mehreren der Töne enthalten können. Ein Vielfach-Frequenz-Tonempfänger muß zwischen den Signalinformationen entsprechenden gültigen Tonsignalen und ungültigen Tonsignalen unterscheiden. Zufriedenstellende Analog-Tonempfanger sind entwickelt worden. Als Beispiel dafür sei die CA-PS 694 870 angeführt. Dieser dort beschriebene Empfänger setzt vorbestimmte Kombinationen von Tonsignalen in Gleichstromsignale um, vorausgesetzt, daß Signalparameter wie Frequenz, Minimalamplitude, und Dauer durch eine vorgewählte Zeitdauer gegeben sind. Neuerdings sind Tonempfänger-Schaltungen, die primär auf digitaler Schaltungstechnik basieren, entworfen wurden, wie sie z.B. in den Patentschriften CA-PS 858 710 und CA-PS 963 593 offenbart sind. Diese beiden Schaltungen können gegenüber dem zuvor erwähnten Analogton-Empfänger wesentlich billiger hergestellt werden.

Analoge Vielfach-Frequenz-Signalempfänger, die dem Empfänger nach CA-PS 694- 870 entsprechen, wurden im nordamerikanischen Telefonnetz in großem Maße verwendet, um Teilnehmerschleifensignale zu empfangen. Die Länge und die Qualität der Teilnehmerschleifen variieren untereinander beträchtlich. Deshalb mußte in der Vergangenheit ein Tonempfänger empfindlich genug sein, Tonsignale, die einen bestimmten Minimalwert bzw. -Pegel überschritten, zu übernehmen und umzusetzen. Dieser Minimalpegel wurde niedrig genug gewählt, um gültige Tonsignale zu übernehmen, was jedoch nicht bedeutet, daß dieser Pegel groß genug war, ungültige Tonsignale zu sperren bzw. zu unterdrücken. Im Gegensatz dazu sind die Schleifenschaltungen in Telefonsystemen mit Tastenwahl und

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in vielen privaten Nebenvermittlungen viel kürzer als die Mehrzahl der Teilnehmerschleifen im allgemeinen Telefonnetz. Biese kürzeren Schleifenschaltungen zeigen typischerweise bessere übereinstimmende Übertragungsqualitäten. Deshalb können Signale in diesen Schleifenschaltungen viel leichter vom Nebensprechen und von anderen Störsignalen unterschieden werden. Man fand heraus, daß in Telefonsystemen mit Tastenwahl auf digitaler Schaltungstechnik aufbauende Vielfach-Frequenz-Tonempfänger ganz zufriedenstellend verwendet werden können. Jedoch zeigte es sich, daß im allgemeinen Telefonnetz die Verwendung von digitaler Schaltungstechnik, wie sie in der CA-PS 963 593 beschrieben wurde, nicht akzeptierbare hohe Fehlerraten produziert.

Mit vorliegender Erfindung soll ein Vielfach-Frequenz-Signalempfänger geschaffen werden, der auf digitaler Schaltungstechnik aufbauende Frequenzdetektoren besitzt. Der Empfänger ist ein geeigneter Ersatz für Analog-Tonempfänger und in seiner Herstellung wesentlicher wirtschaftlicher als die Analog-Tonempfänger. Mit dem VieIfach-Frequenz-Signalempfänger werden Tonsignale von einer Teilnehmerschleife empfangen und in hohe und niedrigere Frequenzbänder getrennt bzw. gefiltert. Die Signale in den hohen und niedrigen Bändern werden zur Ableitung von Hochband- und Niederband-Schwellwertpegeln verwendet. Die Schwellwertpegel werden so kreuz gekoppelt, daß Signale jedes Bandes mit einer größeren Amplitude als der Schwellwertpegel des anderen bzw. entgegengesetzten Bandes zu einem Digital-Detektor durchgelassen werden. Signale, deren Amplitude kleiner als der Schwellwertpegel des anderen bzw. entgegengesetzten Bandes ist, werden gesperrt. Eine Ausgangsschaltung empfängt die Ausgangssignale der Digital-Detektoren und läßt die Signalinformation zum Ausgang des Vielfach-Frequenz-Signalempfängers in dem MIe durch, wenn eine simultane Frequenzermittlungtiber eine vorgewählte Zeitdauer besteht.

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-B-

Mit vorliegender Erfindung soll ebenfalls ein Verfahren für den Empfang von Vielfach-Frequenz-Signalen geschaffen werden. Dabei werden Sprachfrequenz-Signale empfangen und in hohe und niedrige Frequenzbänder getrennt bzw. gefiltert. Die Signale in den hohen und den niedrigen Bändern werden dazu verwendet, die entsprechenden Hochband- und Niederband-Schwellwertpegel abzuleiten. Die Signale jedes Bandes mit Amplituden, welche die Schwellwertpegel des anderen Bandes übersteigen, werden begrenzt und die Signale kleinerer Amplituden werden unterdrückt. In jedem Band wird die Frequenz der begrenzten Signale digital ermittelt. Ein die ermittelten Frequenzen anzeigendes Ausgangssignal wird nur dann erzeugt, wenn eine im wesentlichen simultane und gleichbleibende Frequenzermittlung in beiden Bändern sich über eine vorgewählte Zeitperiode erstreckt. Dadurch wird eine Signalinformation von Tonsignalen umgesetzt, welche wenigstens die vorgewählte Zeitperiode lang in irgendeiner der Vielzahl von vorbestimmten Frequenzkombinationen gleichzeitig existieren und welche im wesentlichen ähnliche Amplituden zeigen. Auf der anderen Seite werden Signale, die diese Forderungen nicht erfüllen, als ungültig für eine Signalgebung gewertet und die Umsetzung dieser ungültigen Signale wird im wesentlichen vermieden.

Die Toleranz gegenüber Schleifengeräusch und kurzzeitigen Störsignalen wird durch Hinzufügen von Haltezeitgeberschaltungen zwischen jedem Digital-Frequenz-Detektor und der Ausgangsschaltung verbessert. Jede Haltezeitgeberschaltung reagiert sofort auf eine Frequenzermittlung, reagiert aber auf den Abbruch der Frequenzermittlung nur nach einer vorbestimmten Zeitdauer. So ignoriert der Tonempfänger, wenn einige Schwingungen des Tonsignals durch einen Schleifenübergangszustand unterbrochen werden, diese Unterbrechung, wenn die Frequenzermittlung während der vorbestimmten Zeitdauer wieder hergestellt wird.

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Die Erfindung wird im folgenden beispielsweise anhand der beiliegenden Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt

Fig. 1 ein schematisches Blockschaltdiagramm eines Vielfach-Frequenz-Signalempfängers, und

Fig. 2 ein schematisches Schaltdiagramm eines Teils des Vielfach-Frequenz-Signalempfängers nach Fig. 1.

Nach Fig. 1 enthält der Vielfach-Frequenz-Signalempfanger einen Hochband-Umsetzer 10a, und einen Niederband-Umsetzer 10b. Der Hochband-Umsetzer 10a erhält seine Signale von einem Hochpaßfilter 2a, und der Niederband-Umsetzer 1Ob erhält Signale von einem Tiefpaßfilter 2b. Ein Hochpaßfilter 2 ist zwischen einem Eingangsanschluß 1 und den Filtern 2a und 2b in Reihe geschaltet. Der Hochpaßfilter 2 verhindert, daß irgendein wesentlicher Anteil an Signalen tiefer Frequenzen, z.B. Amtszeichen, Netzbrumm und Läutsignale empfangen werden. Die Abschneide- bzw. Grenzfrequenz des Hochpaßfilters 2a liegt dabei gerade unter der niedrigsten Frequenz, die vom Hochband-Umsetzer 10a ermittelt werden soll. Dazu analog liegt die Abschneidefrequenz des Tiefpaßfilters 2b gerade über der höchsten Frequenz, die vom Niederband-Umsetzer 10b ermittelt werden soll. Eine Taktgeberschaltung 4-führt symmetrische Rechteck-Taktsignale von 160 kHz und 500 Hz zum Hoch- und Niederband-Umsetzer. Eine für den Ausgang freigebende logische Schaltung 6 verwendet das 500 Hz Takt-Signal und die von den Hoch- und Tiefband-Umsetzern über die Leitungen 25a und 25b zugeführten logischen Signale, um auf den entsprechenden Leitungen 7 und 8 Ruckstellungs- und Freigabesignale zu erzeugen. In der folgenden Beschreibung des Hochband-Umsetzers 10a wird die Funktionsweise jedes dieser Schaltungselemente deutlicher zum Ausdruck kommen.

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Der Hochband- 10a und der Niederband-Umsetzer 10b sind im wesentlichen miteinander identisch, so daß nur der Hochband-Umsetzer 10a im Detail beschrieben wird. Signale, die vom Hochpaßfilter 2a empfangen wurden, laufen über einen Widerstand 13 zu einem invertierenden Verstärker 12. Ein Widerstand 14 liegt zwischen dem Ausgang und dem Eingang des Verstärkers 12 und bestimmt zusammen mit dem Widerstand 13 den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 12 auf bereits bekannte Weise. Der Ausgang des Verstärkers 12 ist mit dem nicht invertierenden Eingang eines Differenzialverstärkers 15 und mit der Anoden-Elektrode einer Diode 18 verbunden. Die Kathoden-Elektrode der Diode 18 ist an einen Tiefpaßfilter 19 angeschlossen. Die Kombination der Diode 18 und des Tiefpaßfilters 19 leitet ein dem Ausgangssignal des Verstärkers 12 proportionales einseitig- bzw. gleichgerichtetes Hochband-Schwellwertsignal ab. Das Hochband-Schwellwertsignal läuft vom Ausgang des Filters über eine Leitung 16a zum Niederband-Umsetzer. Analog dazu wird ein Niederband-Schwellwertsignal durch ähnliche Schaltungstechnik im Niederband-Umsetzer 10b abgeleitet und über eine Leitung 16b zum invertierenden Eingang des Differenzial-Verstärkers 15 im Hochband-Umsetzer 10a geführt. Signale am nicht invertierenden Eingang des Verstärkers 15» deren Amplitude das Niederband-Schwellwertsignal übersteigt, übersteuern den Verstärker 15» um so begrenzte Signale zu liefern. Diese begrenzten Signale werden vom Ausgang des Verstärkers 15 zu einem Gattereingang eines auf digitaler Schaltungstechnik aufbauenden Frequenzdetektors 20 und zu einem Eingang einer Zeitsteuerungs-Schaltung 22 geführt. Der 160 kHz Taktgeber-Signalausgang der Taktgeberschaltung 4 ist an einen Zähleingang des Detektors 20 und an einen anderen Eingang der Zeitsteuerungsschaltung 22 angeschlossen. Die Zeitsteuerungs-

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' 44.

schaltung 22 erzeugt ein Lesesignal, das mit der ersten Halbperiode des ersten 160 kHz Taktgebersignals von rechteckiger Wellenform, einem Tief-Hoch-Übergang des begrenzten Signals folgend, übereinstimmt, und stellt das Lesesignal auf einer Leseleitung 23 bereit. In der zweiten Halbperiode des Taktgebersignals wird ein Rückstellungssignal von der Zeitsteuerungsschaltung 22 über eine Rückstellungsleitung 24 dem Detektor 20 zugeführt. Der Detektor 20 enthält einen (nicht gezeigten) binären Zähler, der die zwischen den Rückstellungssignalen von der Zeitsteuerungsschaltung 22 auftauchenden 160 kHz Taktgebersignale zählt, um ein Maß der Periode jedes Zyklus in der empfangenen Frequenz abzuleiten. Ein (ebenfalls nicht gezeigter) Dekoder im Detektor 20 dient dazu, an einer der Ausgangsleitungen H1 bis. H4 ein Anzeigesignal bereitzustellen, wenn ein Zählwert erscheint, der innerhalb einiger Prozent der Periode einer der vier Hochbandfrequenzen entspricht. Der Dekoder im Detektor 20 dekodiert ebenfalls einen Zählwertüberlauf, der ein Eingangsgatter im Detektor 20 so steuert, daß ein weiteres Zählen vermieden wird, bis ein Rückstellungssignal durch die Zeitsteuerungsschaltung 22 erzeugt worden ist. Dies verhindert jede Möglichkeit, daß dieser durch einen Null-Zählwert überläuft und falsche Anzeigen ausgibt. Von den vier Haltezeitgeber-Schaltungen 30 besitzt eine jede einen Eingang, der mit einer der Leitungen H1 bis H4- und einen Ausgang, der mit einer der Leitungen DH1 bis DH4-entsprechend verbunden ist. Ein auf der Leitung 23 auftauchendes Lesesignal bewirkt, daß jede Haltezeitgeber-Schaltung 30 den Zustand ihrer Eingangsleitung H effektiv annimmt. Falls der Detektor 20 eine auf einer der Leitungen H1 bis H4 ermittelten Frequenz anzeigt, die mit dem Lesesignal auf der Leseleitung 23 in Koinzidenz steht, dann führt die zugeordnete Haltezeitgeber-Schaltung 30

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diese Anzeige von der Η-Leitung zur entsprechenden DH-Leitung und hält diese Anzeige für 2 bis 3 Millisekunden nach der zuletzt auftauchenden Erscheinung fest. Im Niederband-Umsetzer 10b hält eine ähnliche Haltezeitgeber-Schaltung eine Ermittlungsanzeige für eine Dauer von 4 bis 6 Millisekunden nach der letzten Anzeige fest. Die Haltezeitgeber-Schaltung 30 verhindert eine Unterbrechung der Detektoranzeige einer der Leitungen DH1 bis DH4, wobei eine Unterbrechung beispielsweise als Wirkung auf einen Geräuschimpuls einer Teilnehmerschleife auftreten könnte. Die Leitungen DH1 bis DH4 sind mit den Ausgängen der Haltezeitgeber-Schaltung 30 und den Eingängen eines Ausgangspufferregisters 28 und mit den Eingängen eines von vier ausschließenden ODER-Gatterschaltungen 25 verbunden. Der Ausgang der ausschließenden ODER-Gatterschaltung 25 ist über die Leitung 25a an die den Ausgang freigebende logische Schaltung 6 verbunden und stellt eine Anzeige für die logische Schaltung 6 bereit, wenn nicht mehr und nicht weniger als eine der Leitungen DH1 bis DH4 eine Detektoranzeige enthält bzw. trägt. Analog wird eine Anzeige von der logischen Schaltung 6 vom Niederband-Umsetzer 10b über die Leitung 25b empfangen. Die logische Schaltung 6 verwendet das 500 Hz Taktgebersignal, um ein Freigabesignal auf der Freigabeleitung 8 zu erzeugen, nachdem nicht unterbrochene Anzeigen auf den beiden Leitungen 25a und 25b wenigstens für die Dauer der vorgewählten ^eitperiode vorhanden waren. Im nordamerikanischen Telefonsystem wird ungefähr 40 ms, nachdem der Empfänger beginnt, gültige Signale zu empfangen, das Freigabesignal erzeugt. Das Freigabesignal wirkt auf die Registerschaltung 28 ein, die auf den Leitungen DH1 bis DH4 vorliegenden Zustände zu speichern und diese gespeicherten Zustände an den entsprechenden Ausgangsanschlüssen der Registerschaltung bereitzustellen. Diese Ausgangsanschlüsse sind in der Fig.1 mit den Standardteilnehmersignalfrequenzen des nordamerikanischen Telefonsystems beschriftet. Im hohen Frequenzband sind diese Frequenzen 1209, 1336, 1477 und 1633 Hz, und im Niederband haben diese Frequenzen die Werte 697, 770, 852

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und 94-1 Hz. Nach einer vorbestimmten Zeitperiode erzeugt die logische Schaltung 6 ein Rückstellungssignal, das über die Rückstellungsleitung 7 vom Register 28 empfangen wird. Das Rückstellungssignal bewirkt, daß der gespeicherte Zustand aus dem Register 28 gelöscht wird, und beendet auf diese Weise die Anzeigen an den Ausgangsanschlüssen. Die logische Schaltung 6 kann ein anderes Freigabesignal nur nach einer Unterbrechung in der Anzeige einer der Leitungen 25a oder 25b erzeugen. So arbeitet der Vielfrequenz-Empfänger auf die Weise, daß er jede auftauchende gültige Tonsignalkombination umsetzt, die für die Dauer von wenigstens 4-0 ms empfangen wurde.

Die von irgendeiner bzw. jeder möglichen gegebenen Teilnehmerschleife empfangenen Signalfrequenzen zeigen ähnliche Tonsignalamplituden, da die hohen und niedrigen Frequenzband-Tonsignale im Teilnehmertelefonapparat mit sehr ähnlichen Amplituden erzeugt werden. Bei der Übertragung über die Teilnehmerschleife zum Zentralamt werden die Signale sowohl einer Verrauschung als auch einer Abschwächung in der Schleife unterworfen. Die Ähnlichkeit der Signal-Amplituden wird vorteilhafterweise, wie bereits oben erwähnt, dazu benützt, hohe und niedrige Frequenzband-Schwellwertsignale abzuleiten, die mit entsprechenden Differenzialbegrenzungsverstärkern 15 in den Hochband- und Niederband-Umsetzern iOa und 10b kreuzgekoppelt sind. Die Schwellwertpegel sollten sehr genau proportional zu den empfangenen Signalpegeln sein, was besonders nahe oder bei den oberen Pegeln der gültigen Tonsignal-Amplituden nötig ist, da sonst der von den kreuzgekoppelten Schwellwertpegeln herrührende Vorteil sich gerade dann verkleinert, wenn er am meisten benötigt wird. Vorzugsweise besitzt deshalb in

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dieser Ausführungsform die Diode 18 einen niedrigen Durchlaßspannungsabfall, der wenigstens so niedrig wie bei einer Germanium-Diode oder einer Silizium Schottky Sperrdiode ist. Alternativ dazu kann die Charakteristik eines niedrigen Durchlaßspannungsabfalls bei der Verwendung einer PN-Verbindung-Siliziumdiode in Kombination mit einem Verstärker effektiv simuliert werden. Es wurde herausgefunden, daß diese Anordnung in der besprochenen Ausführungsform genügend Schutz gegen ungültige Signale bietet und noch tolerant genug ist, eigentlich alle gültigen Signale anzunehmen, wenn der Schwellwertpegel etwa 1/4- der Spitzenspannung des Tonsignals beträgt, von dem hier die Schwellwertspannung erzeugt wird. Dies schränkt die erlaubte Ungleichheit zwischen den vom Hoch- und vom Niederband-Umsetzer 10a und 10b empfangenen Signale auf nicht mehr als höchstens 6 db ein. Eine größere Ungleichheit verhindert, daß das schwächere der beiden Signale zu einem Detektor 20 durchgelassen wird. Falls nur einer der Umsetzer 10a oder 10b eine Frequenz ermittelt, dann entscheidet die den Ausgang freigebende logische Schaltung 6, daß diese Signalermittlung ungültig ist, und unterdrückt jede Ausgangsanzeige.

Die in Fig. 2 gezeigte Schaltung ist ein Beispiel einer geeigneten Haltezeitgeberschaltung mit einem Zähler und zugeordneten NAND-Gattern. Es können aber auch andere Schaltungen mit der Funktion einer Haltezeitgeberschaltung, beispielsweise eine rücktriggerbare monostabile Kippschaltung bzw. ein rücktriggerbarer Monoflop, die gezeigte Schaltung ersetzen. Die Haltezeitgeberschaltung nach Fig. 2 enthält zwei "master s lave "-Flip-Flops 31 und 32, die für die Bereitstellung einer Zählerfunktion angeschlossen sind, und drei NAND-Gatter 34-% und 38. Jeder Flip-Flop hat einen Set ζ impuls ein gang S, einen Taktgebereingang CK, einen Lösch- oder Rückstellungseingang CLR und komplementäre Ausgänge Q und Q¹. Im Hochband-Umsetzer

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werden die Eingänge des NAND-Gatters 38 mit dem Ausgang Q' des Flip-Flops 31 und mit dem Ausgang Q des Flip-Flops 32 verbunden, um bei der Dekodierung eines Zählwerts "drei" in positiver Logik ein LOW auf der Ausgangsleitung DH zu erhalten, die eine der Leitungen DH1 bis DH4- nach Fig. 1 ist. Die Haltezeitgeberschaltungen für den Niederband-Umsetzer unterscheiden sich in der Weise, daß die Ausgänge Q der beiden Flip-Flops 31 und 32 mit den Eingängen des NAND-Gatters 38 verbunden sind.

Bei Betrieb arbeiten die Flip-Flops 31 und 32 als Zähler, der durch ein auf der Leitung H auftauchendes Frequenzermittlungssignal fortwährend gelöscht bzw. zurückgesetzt wird. Nur dann, wenn der Zähler einen Zählwert "drei" für · den Hochband-Umsetzer oder einen Zählwert "vier" für den Niederband-Umsetzer erreicht, geht der Ausgang des NAND-Gatters 38 auf LOW, um anzuzeigen, daß keine Frequenzermittlung vorliegt. Bei einer genaueren Beschreibung dieses Vorgangs bewirkt ein Lesesignal auf der Leitung 23, daß der durch das NAND-Gatter 36 invertierte, auf der Leitung H liegende Zustand an die CLR-Eingänge der Flip-Flops 31 und 32 angelegt wird. Wenn der Zustand der Leitung H anzeigt, daß eine Frequenz ermittelt worden ist, werden die Flip-Flops zurückgesetzt. Das 500 Hz Signal wird invertiert über das NAND-Gatter,34 an den CK-Eingang des Flip-Flops 31 angelegt. Die Anstiegskante des 500 Hz Signals bewirkt, daß der Zustand des Q¹-Ausgangs beim S-Eingang angenommen wird, und die abfallende Kante des 500 Hz Signals bewirkt dann, daß der Q-Ausgang des Flip-Flops den S-Eingangszustand annimmt. Der Flip-Flop 32 funktioniert auf ähnliche Weise, in dem er auf die Signale vom Q'-Ausgang des Flip-Flops 31 rea giert, die am CK-Eingang des Flip-Flops 32 angelegt sind. Wenn die Flip-Flops nicht zurückgesetzt bzw. gelöscht sind, dann zählt die Schaltung fortwährend das 500 Hz Signal, bis ein Zählwert "drei" erreicht ist. Bei diesem Zeitpunkt sind

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die Ausgänge Q¹ des Flip-Flops 31 und Q des Flip-Flops 32 beide "HIGH". Der Ausgang des NAND-Gatters 38 wird "LOW" und verhindert so, daß Taktgebersignale den Flip-Flop 31 erreichen. Auf diese Weise gibt es keine Anzeige der Signalermittlung am Ausgang der Haltezeitgeberschaltung, bis ein Rückstellungssignal eventuell wieder an die CLR-Eingänge des Flip-Flops 31 und 32 angelegt wird.

Zusammenfassung

Ein Vielfach-Frequenz-Signalempfanger setzt Kombinationen von Tonsignalen um, die von einem Telefonapparat empfangen wurden, um so nach dem Code "zwei aus acht" binär kodierte Signale abzuleiten. Die empfangenen Signale werden durch ein Filter den Hoch- und Niederband-Umsetzer-Schaltungen zugeleitet. Jede Umsetzerschaltung enthält eine Schaltung für die Ableitung eines Schwellwertsignals von dem empfangenen Signal und einen vom Schwellwertsignal gesteuerten Begrenzer, um das empfangene Signal zu begrenzen. Die Schwellwertsignale werden zwischen dem Begrenzer in jedem Umsetzer kreuzgekoppelt, um dann eine Reaktion auf die Signale im Hoch- und Niederband zu verhindern, wenn die Amplituden wesentlich ungleich sind. Digitale Zähl- und Dekodierschaltungen in jeder Umsetzerschaltung ermitteln vorbestimmte Signalfrequenzen von den Begrenzungsschaltungen. Tritt eine übereinstimmende Ermittlung von beiden Umsetzerschaltungen wenigstens etwa 40 Millisekunden auf, dann wird der entsprechende "zwei aus acht"-Code zu den Ausgangsanschlüssen des VieIfach-Frequenz-Empfangers durchgelassen. Die zulässige Toleranz gegenüber dem Teilnehmerschleifengeräusch wird dadurch vergrößert, daß zusätzlich Haltezeitgeberschaltungen, die in Reihe mit den Ausgängen der Dekoderschaltungen liegen, zusätzlich eingebaut werden, wodurch kurze Unterbrechungen in den Tonsignalen ignoriert werden.

- Patentansprüche 7098^6/0967

Claims (3)

1. Patentansprüche

   Vielfach-Frequenz-Signaleiiipfäncer für die Umsetzung vorbestimmter Kombinationen von Tonsignalen, um Signalinformationen davon abzuleiten, mit einer Eingangsvorrichtung (1) für den Empfang von Sprachfrequenzsignalen, mit einer an die Eingangsvorrichtung angeschlossenen Filtervorrichtung (2, 2a und 2b), um die empfangenen Signale in separate Hoch- und Niederbänder zu filtern bzw. zu trennen, mit einem eine Hochband-Digital-Detektorschaltung (20) enthaltenden Hochbanddetektor für die Ermittlung einer der vorbestimmten Signalfrequenzen im Hochband und für das Anzeigen der ermittelten Frequenz, mit einem eine Niederband-Digital-Detektorschaltung enthaltenden Niederbanddetektor für die Ermittlung einer der vorbestimmten Signalfrequenzen im Niederband und für das Anzeigen der ermittelten Frequenz, und mit einer Ausgangsvorrichtung (25, 26 und 28), um die von den Detektoren ermittelten Frequenzen als Reaktion auf eine im wesentlichen simultane und konstante, sich über eine vorbestimmte Zeitperiode erstreckende Anzeige der Frequenzermittlung anzuzeigen, gekennzeichnet durch mit der Filtervorrichtung verbundenen Vorrichtungen (12,18,19)» um als Reaktion auf die Signalamplituden in den entsprechenden Hoch- und Niederbändern Hoch- und Niederbandschwellwertpegel zu erzeugen, durch eine erste Signalübertragungsvorrichtung (15)1 die zwischen der Hochband-Digital-Schaltungsvorrichtung und der Filtervorrichtung liegt, wobei die erste Signalübertragungsvorrichtung auf den Niederbandschwell wertpegel empfindlich ist, um nur die den Niederbandschwellwertpegel überschreitenden Signale im Hochband der Hochband-Digital-Detektor-Schaltung zu übertragen

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   durch eine zweite zwischen der Niederband-Digital-Schaltungsvorrichtung und der Filtervorrichtung liegenden Signalübertragungsvorrichtung, die auf den Hochbandschwellwertpegel so anspricht, daß sie zur Niederband-Digital-Detektor-Schaltung nur die Signale im Niederband überträgt, die den Hochbandschwellwertpegel überschreiten.
2. 2. Vielfach-Prequenz-Signalempfänger nach Anspruch 1 mit Vorrichtungen für die Erzeugung der Schwellwertpegel gekennzeichnet durch Hoch- und Niederbandgleichrichterschaltungen (18), die an die Filtervorrichtung für die Gleichrichtung der Signale in den entsprechenden Hoch- und Niederbändern angeschlossen sind und von denen jeder einen Ausgang besitzt, durch ein erstes Tiefpaßfilterabschwächernetzwerk (19)» das zwischen dem Ausgang der Hochbandgleichrichterschaltung und der zweiten Signalübertragungsvorrichtung liegt, um für die zweite Signalübertragungsvorrichtung den Hochbandschwellwertpegel bereitzustellen, durch ein zweites Tiefpaßfilterabschwächernetzwerk, das zwischen dem Ausgang der Niederbandgleichrichterschaltung und der ersten Signalübertragungsvorrichtung liegt und den Niederbandschwellwertpegel zur ersten Signalübertragungsvorrichtung zuführt.
3. 3. Vielfach-Frequenz-Signalempfänger nach Anspruch 1 dadurch gekennzeichnet , daß jede der ersten und zweiten Signalübertragcmgsvorrichtungen einen Differenzialverstärker (15) enthält, der einen nicht invertierenden Eingang für den Signalempfang in einem der Bänder, einen invertierenden Eingang für den Empfang des Schwellwertpegels des anderen Bandes und einen Ausgang besitzt, der mit dem Eingang seiner zugeordneten Digital-Detektor-Schaltung verbunden ist.

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   Vielfach-Frequenz-Signalempfänger nach Anspruch 1 gekennzeichnet durch eine zwischen dem Hochbanddetektor und den Ausgangsvorrichtungen liegende dritte Vorrichtung (31 bis 38), und einer zwischen dem Niederbanddetektor und den Ausgangsvorrichtungen liegende vierte Vorrichtung (31 bis 38) wobei die dritte und vierte Vorrichtung die Aufgabe haben, die entsprechenden Anzeigen vom Hoch- und Niederbanddetektor um eine erste und zweite vorbestimmte Zeitperiode zu verlängern, und die zweite Zeitperiode größer als die erste Zeitperiode ist.

   Verfahren für die Umsetzung vorbestimmter Kombinationen von Tonsignalen zur Ableitung von Signalinformationen, dadurch gekennzeichnet , daß Sprachfrequenzsignale empfangen und in Hoch- und Niederbänder getrennt bzw. gefiltert werden, daß in jedem Band die Frequenz des Signals digital ermittelt wird, daß ein Ausgangssignal, das den ermittelten Frequenzen entspricht bzw. sie anzeigt, nur als Antwort auf eine im wesentlichen simultane und konstante, sich über eine vorgewählte Zeitdauer erstreckende Frequenzermittlung in beiden Bändern erzeugt wird, daß die Signale im Hochband und die Signale im Niederband gleichgerichtet werden, daß die gleichgerichteten Hoch- und Niederbandsignale gefiltert und abgeschwächt werden, um einen Hochbandschwellwertpegel und einen Niederbandschwellwertpegel entsprechend zu erhalten bzw. abzuleiten, daß in jedem Band die Signale begrenzt werden, deren Amplitude den in dem anderen Band abgeleiteten Schwellwertpegel überschreitet, daß die Signale im wesentlichen unterdrückt werden, deren Amplitude kleiner als der Schwellwertpegel ist, so daß die begrenzten Signale über ihre Frequenz digital ermittelt werden; und daß dadurch eine

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   Signalinformation von Tonsignalen umgesetzt wird, die gleichzeitig in irgendeiner Vielzahl vorbestimmter i'requenzkombinationen für wenigstens die vorgewählte Zeitperiode existieren und im wesentlichen ähnliche Amplituden besitzen, und die Umsetzung der für die Signalgebung ungültigen Signale im wesentlichen vermieden ist.

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