DE2610336A1

DE2610336A1 - Anordnung und verfahren zur verarbeitung eines zusammengesetzten eingangssignals

Info

Publication number: DE2610336A1
Application number: DE19762610336
Authority: DE
Inventors: Charles Louis Mcmurtrie
Original assignee: EASTECH Inc
Current assignee: EASTECH Inc
Priority date: 1975-03-14
Filing date: 1976-03-12
Publication date: 1976-09-16
Also published as: GB1543987A; JPS51114158A; US3982434A; CA1059789A

Description

Z Stuttgart N. ivlenzeistraße40 *■ ° ' ^U ° ^ ^

Eastech Incorporated A 35 161

208. Talmadge Road

Edison, New Jersey Jf

Anordnung und Verfahren zur Verarbeitung eines zusammengesetzten Eingangssignals

Die Erfindung bezieht sich auf eine Anordnung und ein Verfahren zur Verarbeitung eines zusammengesetzten Eingangssignals. Die Erfindung eignet sich insbesondere zur Verwendung für Durchflußmeßeinrichtungen, um die zusammengesetzten Strömungsmittel-Durchflußsignale zu verarbeiten, welche in einer Rohrleitung mittels eines Durchflußsensors mit nicht-linearem Frequenzgang erfaßt werden. Die Erfindung ist speziell geeignet zum Einsatz bei nicht-linearen thermischen Sensoren ohne Frequenzkompensation zur Erzeugung von Signalen, die der Strömungsmittel-Durchflußgeschwindigkeit durch eine Leitung entsprechen.

Bekannte dynamische Strömungsmittel-Durchflußmeßeinrichtungen verwenden oftmals thermische Sensoren, beispielsweise geheizte Thermistoren, heiße Drähte, heiße Dünnschichten oder Halbleiterwerkstoffe, um die Änderungen eines Strömungsmittelflußes um einen Wirbelkörper in einer Rohrleitung zu erfassen. Üblicherweise wird der Sensor elektrisch auf

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ORIGINAL INSPECTED

eine Temperatur oberhalb der Strömungsmitteltemperatur in
der Leitung aufgeheizt. Die Durchflußsignale werden dann
durch die Abkühlung und Wiedererwärmung des Sensors bei Geschwindigkeit sänderungen des Strömungsmediums oder bei Auftreten von Strömungswirbeln um den Wirbelkörper in der Rohrleitung erfaßt.

Ein bekannter Nachteil derartiger thermischer Sensoren besteht darin, daß sie einen verhältnismäßig schlechten thermischen Frequenzgang besitzen, wodurch die erzeugten Signalamplituden bei höheren Frequenzen geringer sind als bei tieferen Frequenzen. Der nicht-lineare Amplituden-Frequensgang von thermischen Sensoren ist beispielsweise in dem Buch von R.W.A. Scarr und R.A. Setterington "Thermistors, Their
Theory, Manufacture and Application", Januar 1960, Institution of Electrical Engineers und den im Literaturverzeichnis dieses Buches zitierten Aufsätzen eingehend beschrieben.

Aufgrund der nicht-linearen Eigenschaften von thermischen
Sensoren werden üblicherweise Schaltungen zur Linearisierung oder Kompensation der Nicht-Linearitäten des Temperaturganges in dem interessierenden Betriebsfrequenzbereich
verwendet. Bei einer bekannten Ausführungsform einer derartigen Schaltung (US-PS 3 535 927) wird die Amplitude von
unerwünschten niederfrequenten Durchflußgeschwindigkeits-Rauschsignalen auf die Amplitude der erwünschten höherfrequenten Durchflußgeschwindigkeitssignale angeglichen, wobei

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beide Signale mittels eines thermischen Sensors erfaßt werden.

Bin Problem bei derartigen Linearisierungs- oder Kompensationsschaltungen besteht darin, daß die 3?requenzgangcharakteristik des thermischen Sensors in starkem Maße von dem Strömungsmedium abhängig ist, in das er eingetaucht wird» um daher eine gute Linearisierung oder Kompensation zu erzielen, muß die Sensoreinrichtung in dem jeweils vorgesehenen Betriebs-Strö'mungsmittel erprobt werden und die Kompensation oder Linearisierung muß speziell auf diese Sensoreinrichtung zugeschnitten werden. Wenn eine näherungsweise Linearisierung für eine größere Anzahl von Strömungsmitteln verwendet wird, kann die Qualität eines durch eine derartige Sensoreinrichtung erfaßten Signals erheblich abfallen, wodurch der fehlerfrei meßbare dynamische -Durchflußbereich begrenzt wird.

Die Aufgabe der Erfindung besteht darin, Anordnungen und Verfahren zu schaffen, welche Linearisierungs- oder Frequenzkompensationseinrichtungen für thermische Sensoren in Durchflußmeßeinrichtungen vermeiden und daher bei hoher Meßgenauigkeit für eine große Anzahl von verschiedenen Strömungsmedien universell verwendbar sind.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß durch jeweils die kennzeichnenden Merkmale der Ansprüche 1, 10, 12, 18 und 21 gelöst.

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Die Erfindung ist insbesondere geeignet zur Verarbeitung der mittels eines thermischen Sensors in einer Rohrleitung erfaßten Durchflußsignale, aus denen exakte Durchflußgeschwindigkeitssignale gewonnen werden, ohne daß thermische !Frequenzkompensationseinrichtungen erforderlich sind. Die einzelnen Ausführungsformen der Erfindung gestatten die Anwendung einer universellen Sensortechnik für viele Strömungsmedien in einem weiten Durchflußbereich bei minimalem Meßfehler der Durchflußgeschwindigkeit, ohne daß für jedes dieser Strömungsmedien eine gesondere Frequenzkompensationsschaltung zugeschnitten werden muß. Bei einer Ausführungsform des erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsverfahrens wird die Phase des empfangenen, thermisch erfaßten Signals invertiert, welches ein hoch-pegeliges Rauschsignal und tiefer-pegelige, von der Durchflußgeschwindigkeit eines Strömungsmediums durch eine Rohrleitung abhängige Futzsignale enthält. Anschließend werden die negativen und positiven Spitzenamplituden des invertierten Signals ermittelt und die dabei gebildeten Anzeigesignale zusammen mit dem invertierten Signal gespeichert, Die gespeicherten Signale werden anschließend mit dem empfangenen, thermisch erfaßten Signal summiert, um das hoch-pegelige Rauschsignal praktisch vollständig zu beseitigen und um in vorteilhafter Weise ein resultierendes Ausgangssignal zu gewinnen, dessen Frequenz von der Strömungsmittel-Durchflußgeschwindigkeit durch die Rohrleitung abhängig ist.

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Ein Ausführungsbeispiel einer erfindungsgemäßen Signalverarbeitungsanordnung für thermisch erfaßte Signale enthält einen Invertierverstärker, einen Spitzenamplitudendetektor, einen Summationsverstärker und einen Triggerverstärker, wodurch das unerwünschte Niederfrequenzrauschen eines thermisch erfaßten Durchflußsignals beseitigt wird und gleichzeitig Triggerimpulse proportional der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmittelflußes durch eine Rohrleitung erzeugt werden. Der Invertierverstärker empfängt das thermisch erfaßte Durchfluß signal und invertiert dessen Phase um 180° an seinem Verstärkerausgang. Der Spitzenamplitudendetektor spricht auf negative und positive Spitzenamplituden des invertierten Signals an und speichert in vorteilhafter Weise die die Amplitudenspitzen anzeigenden Signale zusammen mit dem invertierten Signal. Der Summationsverstärker kombiniert die gespeicherten Signale und das thermisch erfaßte Signal (welches gegenüber dem gespeicherten Signal um 180° phasenverschoben ist), um ein Differenzsignal zu bilden, dessen Frequenz von der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmittels in der Rohrleitung abhängig ist. Anschließend werden die letztgenannten Signale dem Triggerverstärker zugeführt, um Durchflußgeschwindigkeits-Impulssignale zur Speisung einer Auswerteinrichtung zu erzeugen.

Eine vorteilhafte Ausführungsform der Erfindung besteht darin, daß die InVertierverstärkerschaltung einen Operationsverstärker mit wenigstens einem Eingang enthält, dem das

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thermisch erfaßte Durchflußsignal über ein Kopplungsnetzwerk mit einem RC-Grlied zugeführt wird.

Es ist ferner günstig, wenn ein invertiertes Durchflußsignal an einem Ausgang des invertierenden Operationsverstärker verstärkt und direkt auf einen Spitzenamplitudendetektor gekoppelt wird, welcher negative und positive Amplitudenspitzen des invertierten Durchflußsignals ermittelt und entsprechende Spitzenamplituden-Anzeigesignale erzeugt, die zusammen mit dem invertierten Durchflußsignal einem Detektorausgang zugeführt werden.

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, daß der Spitzenamplitudendetektor zwei Transistoren von entgegengesetztem Leitungstyp mit jeweils einer Emitter-, Basis- und Kollektorelektrode aufweist. In vorteilhafter Weise ist jede Emitterelektrode mit den anderen Emitterelektroden und der einen Belegung eines Speicherkondensators verbunden, dessen andere Belegung an eine erste Potentialquelle angeschlossen ist. Ein Kollektor eines ersten der Transistoren ist ferner mit einer zweiten Potentialquelle verbindbar. Ferner ist ein Kollektor eines zweiten der Transistoren mit einer dritten Potentialquelle verbindbar. Jede der Basiselektroden der Transistoren ist über ein Widerstandsnetzwerk mit dem Ausgang des invertierenden Operationsverstärkers verbunden.

Bei einer weiteren Ausführungsform speichern die Transistoren in Abhängigkeit von einem empfangenen Durchflußsignal

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die die negativen und positiven Amplitudenspitzen des Durchflußsignals anzeigenden Signale in dem Kondensator.

Eine weitere Möglichkeit "besteht darin, daß jede der Kollektorelektroden der Detektortransistoren über einen gesonderten Serienwiderstand mit einer zugeordneten Gleichstrom-Potentialquelle verbunden ist. Die an diesen Widerständen abfallenden Spannungen entsprechen vorteilhaft dem Leitungszustand der Transistoren bei deren Steuerung durch das thermisch erfaßte Durchflußsignal und durch die die negativen und positiven Amplitudenspitzen anzeigenden Signale. Die Frequenz jedes dieser Leitungszustände ist unmittelbar von der Durchflußgeschwindigkeit des Strö'mungsmittelflußes durch die Rohrleitung abhängig. Sin weiterer Vorteil der Verwendung dieser Kollektor-Widerstandsanordnung besteht darin, daß diese Anordnung eine Alternative zu der Signalverarbeitung mittels der Summierverstärkerschaltung darstellt.

Bei einer weiteren Ausf ührungsform der Erfindung enthält die Summationsverstärkerschaltung einen Operationsverstärker mit wenigstens einem Eingang, dem beispielsweise die Signalsumme aus dem thermisch erfaßten Durchflußsignal und den in dem Spitzenamplitudendetektor gespeicherten Signalen zugeführt wird. Gemäß einem speziellen Merkmal der Erfindung erfolgt die Signalsummation mittels eines Widerstandsteiler-Hetzwerkes, das einerseits zum Empfang des nicht-invertierten Eingangsignals mit dem Eingang des invertierenden Operations-

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Verstärkers und andererseits mit dem Speicherkondensator der Spitzenamplitudendetektorsehaltung verbindbar ist.

Eine weitere Ausbildungsmöglichkeit der Erfindung besteht darin, daß der Triggerverstärker einen Operationsverstärker enthält, dessen Eingang mit dem Ausgang des Operationsverstärkers der Summationsverstärkerschaltung verbunden ist, um dessen Ausgangssignal in Triggerimpulse umzuwandeln, deren Frequenz der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmittelflußes durch die Rohrleitung enispricht.

Die Erfindung wird mit ihren weiteren Einzelheiten und Vorteilen anhand der Zeichnungen näher erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 eine schematische Darstellung der durch einen Wirbelkörper in einer Leitung erzeugten Strömungszonen j

Fig. 2 ein elektrisches Schaltbild einer erfindungsgemäßen Anordnung zur Verarbeitung von in einer Leitung erfaßten Durchflußsignalen, um daraus Signale zu gewinnen, welche von der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmediums in der Leitung abhängig sindj

Fig. 3 eine graphische Darstellung des Amplituden-Frequenzgangs eines thermischen Sensors, und

Figo4-10 graphische Darstellungen des Zeitverlaufs von Signalen an verschiedenen Stellen der Schaltung nach Fig. 2.

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Bevor die Erfindung im einzelnen erörtert werden soll, erscheint es nützlich, kurz darauf einzugehen, wie ein Wirbelkörper gemäß der US-PS 5 572 117 auf ein eine Leitung durchfließendes Strömungsmedium einwirkt. Wie aus Figo 1 hervorgeht, ist ein Wirbelkörper 5 mit einem dreieckigen Querschnitt längs eines Abschnittes der Leitung 1 befestigt. Eine Stirn- oder Grundfläche 6 des Wirbelkörpers 5 wirkt auf ein die Leitung 1 durchfließendes Strömungsmedium ein und erzeugt getrennte Druckschwankungsstraßen in der Umgebung und stromabwärts des Wirbelkörpers 5. Dadurch entsteht eine oscillierende Wirbelschleppe, d.i. jene Zone, die von den Seherungsschichten begrenzt wird, welche die Zone periodisch starker Turbulenz hinter dem Wirbelkörper 5 von der Zone periodisch schwacher Turbulenz außerhalb des Wirbelkörpers 5 trennen. Die Wirbelzone beginnt in der Nähe der scharfkantigen Ecken 9 und 10 des Wirbelkörpers 5 und breitet sich stromabwärts von dem Körper 5 aus, bis sie die gesamte Leitung 1 ausfüllt. In der Gegenstromrichtung werden die an der Stirnseite des Wirbelkörpers 5 feststellbaren Signale stromaufwärts zunehmend schwächer und kommen in den turbulenten DurchflußSchwankungen bei etwa einer Wirbelkörperlänge stromaufwärts von dem Wirbelkörper 5 vollständig zum Erliegen. Bei der bekannten Einrichtung nach der US-PS 3 572 117 ist ein sondenartiger Sensor in der Leitungswand an der Stelle 18 in der Zone periodisch schwacher Turbulenz außerhalb der WirbeHschle-ppe angebracht.

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Zur Erzielung einer Unterbrechungsfreiheit des osoillierenden Strömungsmittelflusses gibt die US-PS 3 572 117 die lehre, daß das Verhältnis zwischen der axialen länge des .Wirbelko*rpers 5 und der Höhe der Stirnfläche 6 vorzugsweise einen Wert zwischen 1 und 2 besitzt und daß das Verhältnis zwischen der Höhe der Stirnfläche 6 und dem Höhendurchmesser der Leitung 1 vorzugsweise einen Wert zwischen 0,15 und 0,4 besitzt. Ferner soll das Verhältnis zwischen der Entfernung der vordersten Oberfläche der Stirnfläche 6 zu deren scharfkantigen Ecken und der Höhe der Stirnfläche 6 einen Wert von 0,3 oder weniger besitzen.

Die Flußsignale innerhalb der Rohrleitung 1 können mittels einer Vielzahl von bekannten Sensoren erfaßt werden. In der US-PS 3 572 117 wird beispielsweise ein sondenartiger Sensor beschrieben, z.B. ein Thermistor-Sensor, der üblicherweise in der Leitungswand an der Stelle 18 (Fig. 1) befestigt ist und zur Durchflußsignalerfassung in der Zone periodisch schwacher Turbulenz außerhalb der Wirbelschleppe elektrisch beheizt wird. In der US-PS 3 587 312 werden die Durchflußsignale mittels zweier Differenzsensoren erfaßt, die an der

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stromaufwärts gerichteten Oberfläche der Grundfläche 6 des Wirbelkörpers 5 einstückig befestigt sind. Die US-PS 3 732 731 beschreibt eine lösbar angebrachte Thermistor-Sensoranordnung, bei welcher der Thermistor mit den Flußsignalen durch eine erste Öffnungsblende in den stromabwärts gelegenen Flächen 2 und 3 des Wirbelkörpers 5 sowie über eine zweite, zwischen der ersten Öffnungsblende und der Außenseite der Rohrleitung 1 angeordnete Öffnungsblende in Verbindung steht.

Seit mehr als 2 Jahrzehnten ist es bekannt, daß ein Thermistor einen nicht-linearen Frequenzgang besitzt, d.h., er zeigt eine abfallende Ausgangsamplituden- bzw. Spannungscharakteristik bei steigender Frequenz, wie in Fig_e 3 veranschaulicht ist. Aus diesem Grund ist häufig eine Schaltung mit einem Thermistorsensor verbunden, um dessen Nicht-Linearität elektrisch zu kompensieren und eine im wesentlichen flache oder gleichmäßige Amplituden-Frequenzcharakteristik zu erzielen. Eine derartige kompensierte Thermistorschaltung ist beispielsweise in der US-PS 3 535 927 beschrieben»

Das in Fig. 2 dargestellte Ausführungsbeispiel der Erfindung macht es entbehrlich, einen Thermistor oder einen anderen Typ eines thermischen Sensors mit einer linearisierungs- oder Frequenzkompensationssohaltung zu versehen. In vorteilhafter Weise verarbeitet die in Fig. 2 dargestellte

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Schaltung Signale, welche mittels eines nicht-frequenzkompensierten bekannten Thermistors in dem Strömungsmittelfluß durch die Rohrleitung 1 erfaßt werden; mittels dieser Signalverarbeitung werden Signale gewonnen, welche die Durchflußgeschwindigkeit dieses Strömungsmediums durch die Rohrleitung 1 anzeigen.

In Fig. 2 sind die wesentlichen Schaltungseinheiten durch senkrechte, strichpunktierte Linien getrennt; und zwar enthält die dargestellte Anordnung einen Eingangssignal-Invertierverstärker 11, einen Spitzenamplitudendetektor 12, einen Summationsverstärker 13 und einen Triggerverstärker 14. Der Verstärker 11 dient zur Invertierung 3eines Eingangssignals um 180 , um den Spitzenamplitudendetektor 12 anzusteuern. Die Arbeitsweise des Detektors 12 besteht darin, die negativen und positiven Spitzenausschläge der tief-pegeligen Durchflußgeschwindigkeitssignale zu erfassen und zu speichern, welcher höher-pegeligen Durchfluß-Rauschsignalen überlagert sind. Die tief- und hochpegeligen Signale stellen ein zusammengesetztes Signal dar, das von dem Thermistorsensor bzw. thermischen Sensor erfaßt wird. Der Verstärker 13 kombiniert die von dem Spitzenamplitudendetektor 12 empfangenen Signale mit den um 180° phasenverschobenen Signalen am Eingang 17', um ein resultierendes Ausgangssignal zu erzeugen, das den von dem Detektor 12 gespeicherten negativen und positiven Spitzensignalen entspricht und das die gleiche Frequenz besitzt wie die tief-pegelige Durchflußgeschwindigkeitsignalkomponente des von dem Thermistor er-

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faßten Durchflußsignals. Die resultierenden Ausgangssignale steuern den Verstärker 14, um Triggersignale zu erzeugen, die von der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmittels durch die Leitung 1 abhängig sind.

Der in Figo 2 dargestellten Schaltung wird an ihrem Eingang

17 ein von einem Thermistor erfaßtes Durchflußsignal zugeführt, das über ein Kopplungsnetzwerk mit einem Kondensator

18 und Widerständen 19, 20 an den Eingang 15 des Verstärkers 16 gekoppelt wird. Zur Vorspannung und Verstärkungssteuerung des Verstärkers 16 dienen in bekannter Weise Widerstände 21 und 22. Die Verstärkung ist über den interessierenden Frequenzbereich linear und kann durch das Widerstandsverhältnis der Widerstände 21 und 20 eingestellt werden. Ein vereinfachtes Beispiel für ein zusammengesetztes Signal am Eingang 17' des Verstärkers 16 ist in Fig. 4 dargestellt.

Es besteht aus einem tiefpegeligen, hochfrequenten Strömungsmitteldurchfluß signal, das einem nicht-interessierenden, hochpegeligen, tieferfrequenten, weißen Rauschsignal überlagert ist. Fig. 5 zeigt das verstärkte und invertierte zusammengesetzte Signal, wie es am Ausgang 23 des Verstärkers 16 auftritt.

Der Spitzenamplitudendetektor 12 enthält pnp- und npn-Transistoren 24 bzw. 25 mit den Emitterelektroden 26 bzw. 27, den Kollektorelektroden 28, 29 und den Basiselektroden 30 bzw. 31. Zur Vorspannung der Transistoren 24 und 25 sind

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die Emitterelektroden 26 und 27 zusammengeschaltet und vorteilhaft mit der einen Belegung eines Kondensators 32 verbunden.· Eine zweite Belegung des Kondensators 32 ist beispielsweise an eine Spannungsquelle mit +12 Volt angeschlossen. Wie nachstehend noch näher erläutert werden soll, wird der Kondensator 32 beispielsweise auf die negativen und positiven Spitzenwerte des zusammengesetzten Signals am Ausgang 23 aufgeladen. Die Kollektorelektrode 28 des Transistors 24 ist beispielsweise über einen Widerstand 33 ßiit Erdpotential verbunden. Die Basiselektrode 30 des Transistors 24 ist über einen Widerstand 34 mit Erdpotential und über einen Widerstand 35 mit dem Ausgang 2j5 verbunden. Die Kollektorelektrode 29 des Transistors 25 ist über einen Widerstand 36 an eine Spannungsq.uelle von beispielsweise +24 YoIt angeschlossen. Die Basiselektrode 31 ist über einen Widerstand 37 an eine Spannungsquelle von beispielsweise +24 Volt sowie über einen Widerstand 38 an den Ausgang 23 angeschlossen.

Durch die vorstehend erwähnten Vorspannungsbedingungen der Transistoren 24 und 25 können deren Emitter-Basis- und Kollektor-Emitterübergänge dynamisch vorwärts und rückwärts gespannt werden, um den Kondensator 32 in Abhängigkeit der Signale am Ausgang 23 zu laden und zu entladen. Die Transistoren 24 und 25 wirken ferner als Gleichrichter, die es dem Kondensator 32 gestatten, die den negativen und positiven Spitzenwerten der Signale am Ausgang 23' entsprechenden ladespannungen aufzunehmen und zu speichern. Diese gespeicherten

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Ladespannungen werden, wie nächstehend noch näher erläutert werden soll, durch den Summationsverstärker 13 und den Triggerverstärker 14 verarbeitet, um Triggersignale zu erzeugen, welche der Durchfluß- geschwindigkeit des Strömungsmediums durch die Rohrleitung 1 entsprechen.

Der Kondensator 32 wird auf die den positiven Spitzenspannungen 39 des Signals (Fig. 5) am Ausgang 23 entsprechenden Spitzenanzeigespannungen geladen, wenn aufgrund des Signals am Ausgang 23 der Transistor 25 in Vorwärtsrichtung (Durchlaßrichtung) und der Transistor 24 in Rückwärtsrichtung (Sperrichtung) vorgespannt ist. Umgekehrt wird der Kondensator 32 auf die den negativen Spitzenspannungen 40 des Signals (Fig. 5) am Ausgang 23 entsprechenden Spitzenanzeigespannungen geladen, wenn der Transistor 24 in Vorwärtsrichtung und der Transistor 25 in Rückwärtsriohtung durch das Signal am Ausgang 23 vorgespannt ist.

Der Transistor 25 wird in Vorwärtsrichtung vorgespannt, wenn das vom Ausgang 23 über den Widerstand 38 an die Basiselektrode 31 gelangende Signal ausreichend positiver ist als die Spannung an der Emitterelektrode 27 "bzw. am Kondensator 32, wodurch der Transistor 25 leitet. Während dieser Vorspannung in Vorwärtsrichtung fließt ein Strom über den Emitter-Basisübergang 27-31 und damit über den Emitter-Kollektorübergang 27-29, den Widerstand 36 und die +24 Volt-Spannungsauelle, wodurch der Kondensator 32 in positiver

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Richtung aufgeladen wird. Dieser Stromfluß wird aufrecht gehalten und erhöht sich beispielsweise zum Laden des Kondensators 32, "bis ein positiver Spitzenwert 39 des in Fig. dargestellten Signals auftritt. Die Ladespannung am Kondensator 32 beendet die Ladung, wenn an dem Basis-Emitterübergang 31-32 eine ausreichend geringe Spannung oder eine Vorspannung in Rückwärtsrichtung anliegt und dadurch der Transistor 25 in den nicht-leitenden Zustand übergeht und die weitere Ladung des Kondensators 32 vorübergehend unterbricht. Der Kondensator 32 bleibt während des Leitungszustandes des Transistors 25 auf der den positiven Spitzenwert anzeigenden Spannung aufgeladen, bis der Transistor 24 anschließend in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird. Während der vorangegangenen Vorspannung des Transistors 25 in Vorwärtsrichtung wird der Transistor 24 durch die Differenzspannung zwischen der vom Ausgang 23 über den Widerstand 35 an die Basiselektrode 30 gelegten Signalspannung und der Spannung am Kondensator 32 auf einer Vorspannung in Rückwärtsrichtung gehalten.

Der Transistor 24 wird in Vorwärtsrichtung vorgespannt, wenn das vom Ausgang 23 über den Widerstand 35 an die Basiselek-

gelangende Signal
trode 30/ausreichend negativer wird als die Spannung an der Emitterleketrode 26 bzw. dem Kondensator 32. Im Anschluß an die vorstehend erwähnte Vorspannung des Transistors 25 in ' Vorwärtsrichtung und die Aufladung des Kondensators 32 geht der Transistor 24 nicht sofort in den leitenden Zustand über und entlädt den Kondensator 32, d.h., er folgt nicht sofort

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dem Signalübergang des Spitzensignals 39 am Ausgang 23 (Figo 5). Die Ursache hierfür liegt sowohl in der am Kondensator 32 festgehaltenen Ladespannung und der Spannung am Ausgang 29 als auch in den Vorwärts-VorSpannungsparametern des Basis-Emitterübergangs 30-26. Wenn das Signal an der Basiselektrode 30 ausreichend negativ ist, um den Transistor 24 in Vorwärtsrichtung vorzuspannen, fließt ein Strom über den Emitter-Basisübergang 26-30 und damit über den Emitter-Kollektorübergang 26-28 und den Widerstand 33 auf Erdpotential, wodurch die Ladung des Kondensators 32 in negativer Richtung geändert wird. Der Stromfluß hält solange an und ändert die Ladung des Kondensators 32, bis ein negativer Spitzenwert 40 des Signals 'am Ausgang 23 (Fig. 5) auftritt und ein Wechsel von diesem Spitzenwert auf den nachfolgenden positiven Spitzenwert erfolgt. Wenn ein derartiger Wechsel erfolgt, liegt an dem Basis-Emitterübergang 30-26 eine ausreichend geringe Spannung bzw. Vorspannung in Rückwärtsrichtung, wodurch der Transistor 24 in den nicht-leitenden Zustand übergeht und die weitere Aufladung des Kondensators 32 vorübergehend unterbricht. Der Kondensator 32 bleibt während des Leitungszustandes des Transistors 24 auf der den negativen Spitzenwert anzeigenden Spannung aufgeladen, bis der Transistor 25 anschließend in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird. Während der vorangegangenen Vorspannung des Transistors 24 in Vorwärtsrichtung wird der Transistor 25 durch die Differenzspannung zwischen der vom Ausgang 23 über den Widerstand 38 an die Basiselektrode 31 angelegten

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Signalspannung und der Spannung am Kondensator 32 auf einer Vorspannung in Rüekwärtsrichtung gehalten.

Fig. 6 zeigt den zeitlichen Spannungsverlauf an dem Kondensator 32, der sich aufgrund der Feststellung der positiven und negativen Spitzenwerte des Signals am Ausgang 23 ergibt. Der Spannungsverlauf nach Fig. 6 scheint mit dem Spannungsverlauf am Ausgang 23 (Fig. 5) "bei Zugrundelegung des gleichen Zeitmaßstabs übereinzustimmen} indessen unterscheiden sich die beiden Spannungsverläufe. Fig. 7 zeigt über einer gedehnten Zeitachse den mit gestrichelten Linien eingezeichneten Zeitverlauf der Ladespannung am Kondensator 32 und den mit durchgezogener Linie eingezeichneten Zeitverlauf des Signals am Ausgang 23ι wobei die unterschiedlichen Bereiche zwischen den beiden Signalen schraffiert veranschaulicht sind. Wie aus Fig. 7 hervorgeht, folgt zum Zeitpunkt 41 die Ladespannung des Kondensators 32 dem Signal am Ausgang 23, bis der Transistor 23 nicht mehr in Vorwärtsrichtung vorgespannt wird, worauf das den positiven Spitzenwert anzeigende Signal 39 in dem Kondensator 32 gespeichert wird, bis der Zeitpunkt 42 erreicht ist. Im Bereich zwischen dem Spitzenwert 39 und dem Punkt 42 sind das Signal am Ausgang 23 und die Spannung am Kondensator 32 nicht kongruent, da der Kondensator 32 an einer Änderung seiner Ladung aufgrund der gleichzeitigen Vorspannungsz ustände der Transistoren 24 und 25 in Rückwärtsrichtung praktisch gehindert wird. Wenn die Signalspannung am Ausgang 23 den Punkt 42 erreicht und in Richtung auf den negativen Spitzenwert 40 weiterläuft, besteht eine Spannungs-

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differenz an dem Basis-Emitterübergang 30-26, welche den Vorspannungszustand des Transistors 24 in Vorwärtsrichtung und den Verlauf der Spannungssignale an dem Ausgang 23 und dem Kondensator 32 bestimmt, bis der negative Spitzenwert 40 erreicht ist. Im Bereich zwischen den Punkten 40 bis 43 spannt die Spannungsdifferenz an dem Basis-Emitterübergang 30-26 den Transistor 24 in Rückwärtsriehtung vor und das Signal am Ausgang 23 ist mit der Spannung am Kondensator 32 nicht kongruent, da der Kondensator 32 durch die Vorspannung der Transistoren 24 und 25 in Rückwärtsrichtung praktisch an einer Entladung gehindert wird. Die die positiven und negativen Spitzenwerte anzeigenden und am Kondensator 32 festgehaltenen Spannungen, welche in Fig. 7 als schraffierte Fläche zwischen den Signalen am Kondensator 32 und Ausgang 23 veranschaulicht sind, bilden, wie nachstehend noch näher erläutert werden soll, ein Mittel zur Erzeugung von Triggersignalen, die der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmediums durch die Rohrleitung 1 entsprechen.

Fig. 8 zeigt im gleichen Zeitmaßstab die Unterschiede im Zeitverlauf der Signale am Kondensator 32 und am Ausgang 23, wobei die obere Kurve das Signal am Kondensator 32 und die untere Kurve das Signal am Ausgang 23 darstellt.

Die weitere Verarbeitung der Signalspannung am Kondensator 32 erfolgt in dem Summationsverstärker 13, der Signale zur

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Steuerung des Triggerverstärkers 14 erzeugt. Und zwar wird mittels der Teilerwiderstände 46 und 47 sowie eines Potentio meters 48 die Spannung am Kondensator 32 mit dem von dem Thermistor erfaßten Durchflußsignal am Eingang 17 summierte Diese Signale, welche aufgrund der Phasendrehung in dem Verstärker 16 im wesentlichen gegenphasig sind, werden dem Eingang 49 eines Operationsverstärkers 50 summiert zugeführt. Dementsprechend stellt das Signal am Ausgang 51 des Operationsverstärkers 50 die Differenz zwischen den summierten Signalen am Eingang 49 dar. Die Ausgangs-Spannungsdifferenz ergibt sich aufgrund der vorstehend erläuterten und anhand der schraffierten Flächen zwischen den Kurven gemäß Fig. 7 veranschaulichten Spannungen am Kondensator 32, welche die positiven und negativen Spitzenwerte anzeigen. In Fig. 9 ist die am Ausgang 51 erzeugte Spannungsdifferenz als Ergebnis der Signalverarbeitung durch den Verstärker 11, den Detektor 12 und den Summationsverstärker 13 beispielhaft veranschaulicht. Die Frequenz des Signals am Ausgang 51 ist identisch mit dem interessierenden und von dem niederfrequenten Eauschsignal befreiten Durchflußgeschwindigkeitssignal. Die Signalverarbeitung durch den Verstärker 11, den Detektor 12 und den Summationsverstärker 13 beseitigt somit praktisch den Rauschsignalanteil am Ausgang 51. Die Vorspannungs- und Verstärkungssteuerung des Operationsverstärkers 50 erfolgt in üblicher Weise durch Widerstände 52 und 53*

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Das Signal am Ausgang 51 wird wechselstrommäßig über einen Kondensator 56 und Widerstände 57, 58 auf den Eingang 54 eines Trigger-Operationsverstärkers 55 gekoppelt. Der Operationsverstärker 55 dient zur Erzeugung von hochpegeligen Impulssignalen an seinem Ausgang 59, deren Impulsfrequenz identisch mit der frequenz des interessierenden Durchflußgeschwindigkeitssignals ist, welches die höherfrequente Signalkomponente des am Eingang 17 vorhandenen, von dem Thermistor erfaßten Durchflußsignals darstellt. Die obere Kurve in Pig. 10 zeigt das von dem Thermistor erfaßte Durchflußsignal am Eingang 17 im gleichen Zeitmaßstab wie das darunter eingezeichnete Impulssignal am Ausgang 59. Zur Steuerung der Erzeugung von Rechteckimpulsen am Ausgang 59 ist ein weiterer Eingang 63 des Operationsverstärkers 55 über einen Widerstand 60 mit einer +12 Yolt-Spannungsquelle sowie über einen Widerstand 62 und eine Diode 61 mit dem Ausgang

59 verbunden. Die Diode 61 stellt lediglich eine Rückkopplung dar, wenn das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 55 größer als 12 Volt ist. Der Triggerpegel wird durch das Widerstandsverhältnis der Rückkopplungswiderstände 62 und

60 bestimmt.

Eine beispielhafte Bemessung der einzelnen Bauteile in der Schaltung nach Fig. 2 ist in der nachstehenden Tabelle angegeben.

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labeile für die Bemessung der einzelnen, unter ihrem Bezugszeichen aufgeführten Bauteile

Bauteil

•18 32 56 19 20 21 22 33 34 35 36 37 38 45 46 47 48 52 53 57 58 60 62 59 16 Wert

mW 0,47 mF

15 200 604 200 100 15 301 100 15 301 1

750

402

20

324 200 200

mi¹

kOhm

Ohm

kOhm

Ohm

kOhm

Ohm

MOhm

kOhm

MOhm

kOhm

OP-Yerstärker-Iyp OP-Verstärker-Iyp 1ΙΓ914

EM207 H

9,09 kOhm MOhm

der Firma National Semiconductor Corp, Santa Clara, Calif.95051 USA

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Bauteil Wert

50,51 OP-Verstärker-Iyp 741 HG U5B 7741393

der Firma Fairchild Semiconductor Div. of Fairchild Camera & Instrument Corp. Mountainview, Calif. 94040 USA

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25 2U3904

Es versteht sich., daß die vorstehend "beschriebenen Ausführungsformen den Erfindungs ge danken nur "beispielhaft wiedergeben. Aufgrund dieser Erläuterungen ist es für den Fachmann ohne weiteres möglich,zahlreiche andere Ausführungsformen zu verwirklichen, ohne dabei von dem Erfindungsgedanken und Schutzumfang der Erfindung abzuweichen· Beispielsweise liegt es innerhalb der erfindungsgemäßen Lehre, als Strömungsmittel-Durchflußgeschwindigkeitssignale die Signale an den mit den Kollektorelektroden 26 und 29 verbundenen Widerständen 33 bzw. 36 heranzuziehen, welche durch den Wechsel der Leitungszustände der !Transistoren 24 und 25 erzeugt werden. Jeder derartige Wechsel des Leitungszustandes eines Transistors tritt mit einer Geschwindigkeit auf, die mit der Frequenz des interessierenden Durchflußsignals identisch ist. Es ist ferner möglich, zur Verringerung der Phasenunterschiede der Signale die Widerstände 33 und 36 aus der Schaltung nach Figo 2 zu entfernen. Ferner kann der Wirbelkörper 5 nach Fig. 2 auch in einer anderen geeigneten, bekannten Form ausgebildet werden, beispielsweise in Form eines geraden Kreiszylinders oder rechtwinklig. Schließlich 609838/09S7 '²^

können die Transistoren 24 und 25 auch durch andere Halbleiter- bauelemente ersetzt werden, beispielsweise durch Dioden, die entsprechend den Emitter-Basiselektroden 27, 31 und 26, 30 gepolt sind.

Die vorstehende Beschreibung erläutert die Anordnung einer Wirbelkörper-Durchflußmeßeinrichtung in einer Rohrleitung, die mit einer thermischen Sensoreinrichtung zur Erfassung der Durchflußsignale in dieser Rohrleitung und mit einer Schaltungsanordnung zur Verarbeitung der erfaßten Signale versehen ist. Bei der Signalverarbeitung werden das mit dem erfaßten Signal verbundene niederfrequente Rauschsignal eliminiert und Signale gewonnen, die der Strömungsmittel-Durchflußgeschwindigkeit durch die Rohrleitung entsprechen. Die Signalverarbeitung erfolgt durch eine Schaltung, welche einen Invertierverstärker, einen Spitzenamplitudendetektor, einen Summationsverstärker und einen Triggerverstärker aufweist. Der Detektor erfaßt die positiven und negativen Spitzenwerte der thermisch erfaßten Durchflußsignale und erzeugt Signale, deren Frequenz der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmittels durch die Rohrleitung entspricht. Der Detektor erzeugt ferner Signale, die den negativen und positiven Spitzenwerten entsprechen und speichert diese Signale zusammen mit einem Ausgangsprodukt des von dem Thermistor erfaßten Durchflußsignals. Der Invertierverstärker dreht die Phase des thermisch erfaßten Signals, um den Spitzenamplitudendetektor anzusteuern. Der Summationsverstärker summiert das

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thermisch, erfaßte Signal mit den von dem Spitzenamplitudendetektor gespeicherten Signalen und erzeugt ein resultierendes Ausgangssignal, dessen Frequenz der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmittels durch die Rohrleitung entspricht und das praktisch frei von Signalkomponenten des niederfrequenten Rauschsignals ist. Der Triggerverstärker wandelt die Ausgangssignale des Summationsverstärkers in Triggerimpulse für eine nachgeschaltete YerarlDeitungseinrichtung um.

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Claims

Patentanwalt

ZStuttgart N. Menzelstraße40 ■* *" ^w

Eastech Incorporated A 35 161

lalmadge Road

Edison, Uew Jersey 1 ·· Mail 1376

Patentansprüche :

' 1.1 Anordnung zur Verarbeitung eines zusammengesetzten Eingangssignals, insbesondere für eine Strömungswirbel-Durchflußmeßeinrichtung, die folgende Merkmale aufweist:

(a) eine Leitung, deren Wände eine hohle Innenkammer zur Aufnahme eines Strömungsmediums bildenJ

(b) ein stationärer Wirbelkörper, der innerhalb der Leitungswände einsetzbar ist, derart, daß er quer zu der Längsachse der Innenkammer orientiert ist und sich über deren gesamten Innendurchmesser erstreckt}

(c) der Wirbelkörper besitzt vorzugsweise einen dreieekförmigen Querschnitt, eine stromaufwärts bezüglich des Strömungsmittelflusses durch die Innenkammer gewandte Grundfläche mit einer bestimmten Höhenabmessung und stromabwärts von der Grundfläche verlaufende Seitenflächen;

(d) die Höhenabmessung der Grundfläche steht in einem bestimmten Verhältnis zu dem Durchmesser der Innenkammer}

(e) die Wechselwirkung zwischen der Grundfläche und den

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Seitenflächen einerseits und dem Strömungsmittel andererseits erzeugt einen oscillierenden Strömungsmittelfluß (Strömungswirbel), deren Frequenz von der Durchflußgeschwindigkeit abhängig ist, und

(f) eine auf die Strömungswirbel ansprechende Sensoreinrichtung zur Erzeugung eines zusammengesetzten Signals mit einer ersten Signalkomponente, deren Frequenz der Durchflußgeschwindigkeit entspricht, und mit wenigstens einer weiteren Signalkomponente, deren Frequenz geringer als die Frequenz der ersten Signalkomponente ist und deren Amplituden größer als die Amplituden der ersten Signalkomponente sind, dadurch gekennzeichnet , daß die Verarbeitungsanordnung folgende Merkmale aufweist:

(g) eine Einrichtung (12, 32) zur Erfassung der Spitzenwerte des invertierten zusammengesetzten Eingangsignals und zur Speicherung der die Spitzenwerte anzeigenden Signale zusammen mit dem invertierten Eingangssignal, und

(h) eine auf den Empfang des Eingangssignals und die gespeicherte Signalkombination aus den die Spitzenwerte anzeigenden Signalen und dem invertierten Eingangssignals ansprechende G-eneratoreinriohtung zur Erzeugung von AusgangsSignalen, deren Frequenz von der ersten Signalkomponente und von der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmittelflusses durch die Leitung . ■ -3-

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abhängig ist.
2. Anordnung nach Anspruch 1, insbesondere für eine Durchflußmeßeinrichtung, deren Sensoreinrichtung ein den Durchfluß thermisch erfassendes Organ zur Erzeugung des zusammengesetzten Signals enthält, dadurch gekennzeichnet , daß zur Invertierung des zusammengesetzten Eingangssignals eine Invertiereinrichtung mit einem Invertierverstärker (11) vorgesehen ist, daß die Erfassungs- und Speichereinrichtung (12, 32) einen Spitzenwertdetektor (12) und einen Speicherkondensator (32) aufweist und daß die G-eneratoreinrichtung einen Summationsverstärker (13) umfaßt ₀
3. Anordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet , daß der Invertierverstärker (11) einen invertierenden Operationsverstärker (16) und ein RC-Netzwerk (18, 20) zur Ankopplung des von dem thermisch arbeitenden Sensororgan erzeugten zusammengesetzten Eingangsignals zwecks Phaseninversion an den Operationsverstärker (16) aufweist.
4. Anordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet , daß der invertierende Operationsverstärker (16) einen Ausgang-(23) aufweist, der in Abhängigkeit von dem (durch das Sensororgan erzeugten) Eingangssignal ein invertiertes Eingangssignal führt und daß der Spitzenwertdetektor (12) eine auf jeden negativen

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und positiven Spitzenwert der ersten Signalkomponente des invertierten Eingangsignals an dem Operationsverstärke raus gang (23) ansprechende Einrichtung zur Speicherung der die Spitzenwerte anzeigenden Signale zusammen mit dem invertierten Eingangssignal in dem Speicherkondensator aufweist.
5. Anordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet , daß der Spitzenwertdetektor (12) folgende Merkmale aufweist»

(a) zwei Transistoren (24, 25) von entgegengesetztem Leitungstyp mit jeweils einer Emitter- (26 bzw. 27), Basis- (30 bzw. 31) und Kollektorelektrode (28 bzw. 29), wobei die Emitterelektroden (26, 27) gemeinsam an dem Speicherkondensator (32) angeschlossen sind}

(b) eine erste Potentialquelle, die mit der Kollektorelektrode (28) eines ersten (24) der Transistoren (24, 25) verbindbar ist}

(c) eine zweite Potentialquelle, die mit der Kollektorelektrode (29) eines zweiten (25) der beiden Transistoren (24, 25) verbindbar ist, und

(d) ein Widerstandsnetzwerk (35, 38), über welches jede der Basiselektroden (30, 31) der Transistoren (24, 25) mit dem invertierenden Operationsverstärker (16) verbunden ist.
6. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekenn-

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zeichnet , daß der Spitzenwertdetektor (12) einen mit wenigstens einer Kollektorelektrode (29) der Transistoren (24, 25) in Serie verbundenen Widerstand (36) zur Erzeugung von elektrischen Signalen aufweist, deren Frequenz von bestimmten Leitungszuständen der Transistoren (24, 25) und von der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmittelflusses durch die Leitung (1) abhängig ist.
7. Anordnung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß der Summationsverstärker (13) eine Einrichtung zum Zusammensetzen des von dem Thermistorsensororgan erzeugten Signals mit der von dem Speicherkondensator (32) gespeicherten Signalkombination und damit zum Erzeugen von Ausgangssignalen aufweist, deren Frequenz von der Frequenz der ersten Signalkomponente und von der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmittelflusses durch die Leitung (1) abhängig ist.
8. Anordnung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet , daß die Addiereinrichtung einen Widerstandsteiler (46, 47, 48) und einen Operationsverstärker (50) mit wenigstens einem Eingang (49) aufweist, der über den Widerstandsteiler (46, 47, 48) sowohl mit dem Speicherkondensator (32) und den Emitterelektroden (26, 27) zwecks Empfang der gespeicherten Signälkombination als auch mit einem Eingang (17') des invertierenden Operations-

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Verstärkers (16) zwecks Empfang des von dem Sensororgan erzeugten und über das EG-Netzwerk (18, 20) angekoppelten, zusammengesetzten Eingangssignals verbunden ist und daß der Operationsverstärker (50) ferner einen Ausgang (51) besitzt, der ein Summensignal führt, dessen Frequenz von der ersten Signalkomponente und von der Durchfluß- geschwindigkeit des Strömungsmittelflusses durch die leitung (1) abhängig ist.
9. Anordnung nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch einen auf den Empfang des Summensignals ansprechenden Triggerverstärkers (14) zur Umwandlung des Summensignals in Triggerimpulse, deren Frequenz von der Durchflußgeschwindigkeit des Strömungsmittelflusses durch die Leitung (1) abhängig ist.
10. Verfahren zum Verarbeiten eines zusammengesetzten Eingangssignals aus wenigstens einem ersten Signal und einem zweiten Signal, dessen Frequenz geringer als die Frequenz des ersten Signals und dessen Amplitude größer als die Amplituden des ersten Signals ist, gekennzeichnet durch folgende Verfahrensschritte:

(a) Invertierender Phase des zusammengesetzten Eingangssignals ;

(b) Ermitteln der Spitzenwerte des in dem invertierten Eingangssignals enthaltenen ersten Signals;

(c) Speichern der die ermittelten Spitzenwerte anzeigenden Signale zusammen mit dem invertierten Eingangs-

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signal , und

(d) Kombinieren des Eingangssignals mit dem gespeicherten Kombinationssignal aus den die Spitzenwerte anzeigenden Signalen und dem invertierten Eingangssignal unter Erzeugung eines Ausgangssignals, dessen Frequenz von dem ersten Signal abhängig ist und dessen Amplitude größer als jeder Anteil des zweiten Signals ist.
11. Verfahren nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß ferner das Ausgangssignal in Triggerimpulse umgewandelt wird, deren Frequenz der Frequenz des ersten Signals entspricht.
12. Anordnung zur Verarbeitung eines zusammengesetzten Eingangssignals aus wenigstens einem ersten Signal und einem zweiten Signal, dessen Frequenz geringer als die Frequenz des ersten Signals und dessen Amplitude größer als die Amplituden des ersten Signals ist, gekennzei chn e t durch folgende Merlanale:

(a) eine Einrichtung (12) zur Erfassung der Spitzenwerte des ersten Signals|

(b) eine mit der Erfassungseinrichtung (12) zusammenwirkende Einrichtung (32) zur Speicherung der die Spitzenwerte anzeigenden Signale zusammen mit dem zusammengesetzten Eingangssignall

(c) eine Einrichtung zur phaseninvertiert-en Einspeisung des zusammengesetzten Eingangssignals, und

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(d) eine auf das eingespeiste phaseninvertierte Eingangssignal und die gespeicherte Signalkombination aus den die Spitzenwerte anzeigenden Signalen und dem Eingangssignal ansprechende Summationseinrichtung (13) zur Erzeugung eines Ausgangssignals, dessen Frequenz von dem ersten Signal abhängig ist und dessen Amplitude größer als jeder Anteil des zweiten Signals ist_e
13. Anordnung nach Anspruch 12, gekennzeichnet durch einen auf den Empfang eines phaseninvertierten Eingangssignals ansprechenden Invertierverstärker (11) zur Invertierung der Phase des phaseninvertierten Eingangssignals und damit zur Erzeugung des zusammengesetzten Eingangsignals.
14. Anordnung nach Anspruch 13, dadurch gekennzeichnet , daß die Summationseinrichtung (13) folgende Merkmale aufweists

(a) einen Summationsverstärker (Operationsverstärker 50) mit wenigstens einer Eingangsklemme (49) und einer das Ausgangssignal führenden Ausgangsklemme (51), und

(Td) einen Teiler (46, 47, 48) zur Zusammensetzung des zugeführten phaseninvertierten Eingangssignals mit der gespeicherten Signalkombination aus den die Spitzenwerte anzeigenden Signalen und dem Eingangssignale

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15. Anordnung nach Anspruch 14» dadurch gekennzeichnet , daß die Speichereinrichtung einen Kondensator (32) aufweist und daß die Erfassungseinrichtung (12) eine Mehrfachtransistorschaltung enthält.
16. Anordnung nach Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet , daß die Mehrfachtransistorschaltung folgende Merkmale aufweist:

(a) zwei Transistoren (24> 25) von entgegengesetztem leitungstyp mit jeweils einer Emitter- (26 bzw. 27)» Basis- (30 bzw» 31) und Kollektorelektrode (28 bzw. 29), wobei jede der Emitterelektroden (26, 27) unmittelbar mit eine^r ersten Belegung des Kondensators (32) verbunden ist}

(b) eine erste Potentialquelle, die mit einer zweiten Belegung des Kondensators (32) verbunden istj

(c) eine zweite Potentialquelle, die mit der Kollektorelektrode (28) eines ersten (24) der beiden Transistoren (24, 25) verbindbar ist;

(d) eine dritte Potentialquelle, die mit der Kollektorelektrode (29) eines zweiten (25) der beiden Transistoren (24, 25) verbindbar ist, und

(e) ein Widerstandsnetzwerk (34, 35, 37, 38) zur Vorspannung der Transistoren und zur Ankopplung des zusammengesetzten Eingangssignals an jede der Baäselektroden (30, 31).

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17. Anordnung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet , daß der Invertierverstärker (11) eine Eingangsklemme (17') zum Empfang des phaseninvertierten Eingangssignals aufweist und daß der Teiler (46, 47, 48) einen ersten, mit der Eingangsklemme (17') des Invertierverstärkers (11) verbindbaren Widerstand (47) zur Übertragung des phaseninvertierten Eingangssignals an die Eingangsklemme (49) des Summationsverstärkers (50) und einen zweiten, mit den Emitterelektroden (26, 27) der Transistoren (24, 25) verbindbaren Widerstand (46) zur Übertragung der gespeicherten Signalkombination an die Eingangsklemme (49) des SummationsVerstärkers (50) aufweist.
18. Anordnung zur Verarbeitung eines thermisch erfaßten Strömungsmittel-Durchflußsignals, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

(a) eine auf die Spitzenwerte des empfangenen, thermisch erfaßten Strömungsmittel-Durchflußsignals ansprechende Umwandlungseinrichtung (12) zur Addition der Amplitude des Durchflußsignals mit den die Spitzenwerte anzeigenden Signalen an einer Ausgangsklemme, und

(b) eine auf den Empfang des Additionssignals an der Ausgangsklemme der Umwandlungseinrichtung (12) und den

■ Empfang eines phaseninvertierten Durchflußsignals ansprechende Summationseinrichtung (13) zur Erzeugung von Funktionssignalen, deren Frequenz von der Durch-

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flußgeschwindigkeit des erfaßten Strömungsmitteldurchflusses abhängig ist.
19. Anordnung nach Anspruch 18, dadurch gekennzeichnet , daß die ümwandlungseinrichtung (12) folgende Merkmale aufweist:

(a) zwei Transistoren (24, 25) von entgegengesetztem Leitungstyp mit jeweils einer Emitter- (26 bzw. 27), Basis- (30 bzw. 31) und Kollektorelektrode (28 bzw. 29);

(b) ein Widerstandsnetzwerk (35, 38) zur Ankopplung des Durchflußsignals an jede der Basiselektroden (30, 31)}

(c) eine zweite Potentialquelle, die mit der Kollektorelektrode (29) eines der beiden Transistoren (24, 25) verbindbar ist, und

(d) ein Kondensator (32), der zwischen der zweiten Potentialquelle und jeder der Emit t elektroden (26, 27) ange ο rdne t ist.
20. Anordnung nach Anspruch 19> dadurch gekennzeichnet , daß die Summationseinrichtung (13) einen mit den Emitterelektroden (26, 27) verbundenen Widerstand (46) zur Übertragung des Additionssignals an der Ausgangskiemme der ümwandlungseinriohtung (12) und ein Widerstandsnetzwerk (47, 48) zum Zusammensetzen des phaseninvertierten Durchflußsignals mit dem Additionssignal zu dem Funktionssignal aufweist.

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21. Anordnung zur Verarbeitung eines zusammengesetzten Eingangssignals aus wenigstens einem ersten Signal und einem zweiten Signal, dessen Frequenz geringer als die Frequenz des ersten Signals und dessen Amplitude größer als die Amplituden des ersten Signals ist, gekennzeichnet durch folgende Merkmale:

(a) eine Halbleiterschaltung (12) mit einem Kondensator (32) zur Erfassung der Spitzenwerte des ersten Signals , und

(b) eine mit der Halbleiterschaltung (12) verbundene

und von den erfaßten Spitzenwerten des ersten Signals gesteuerte Generatoreinrichtung (13) zur Erzeugung von AusgangsSignalen, deren Frequenz von der Frequenz des ersten Signals abhängig ü und deren Amplitude größer als jeder Anteil des zweiten Signals ist.

ο Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet , daß die Halbleiterschaltung

(12) eine Transistorschaltung mit einer Kollektorelektrode (29) aufweist und daß die G-eneratoreinrichtung

(13) einen Widerstand (36) enthält, der in Serie mit der Kollektorelektrode (29) verbunden ist_o

ο Anordnung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet , daß die Generatoreinrichtung (13) eine Summationsschaltung (46, 47, 48) umfaßt.

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