DE2609555A1 - Einrichtung zum wahrnehmen und kompensieren von fehlern in einem signalumsetzungssystem - Google Patents

Description

RCA 69,463 5. März 1976

GB-Ser.No.9951/75 7916-76/Kö/Ro.

Filed: March 10, 1975

RCA Corporation, New York, N.Y. (V.St.A.)

Einrichtung zum Wahrnehmen und Kompensieren von Fehlern in einem Signalumsetzungssystem.

Die Erfindung betrifft eine Einrichtung zum Wahrnehmen und Kompensieren von Fehlern in einem Signalumsetzungssystem mit einer Schwingungsquelle, die entsprechend der Amplitude eines Nutzsignals gegebener Bandbreite über einen gegebenen Hubbereich frequenzmodulierte Trägerschwingungen liefert und bei der willkürlich Betriebsfehler, aufgrund deren die scheinbare Momentanfrequenz der Trägerschwingungen vom gegebenen Hubbereich abweicht, auftreten können; mit einem an die Schwingungsquelle angekoppelten FM-Detektor mit einer Anordnung, die bei jedem Nulldurchgang der Trägerschwingungen einen Triggerimpuls gegebener Polarität erzeugt, einem eingangseitig die Triggerimpulse empfangenden monostabilen Multivibrator, der im stabilen Zustand durch jeden empfangenen Triggerimpuls zur getriggerten Erzeugung eines Ausgangsimpulses von im wesentlichen konstanter Breite veranlaßt wird, und einem in seinem Durchlaßbereich im wesentlichen auf die gegebene Bandbreite beschränkten Tiefpaßfilter zum Bereitstellen eines demodulierten Signals, dessen Amplitude normalerweise der des Nutzsignals entspricht, das jedoch während des Auftretens von Betriebs-

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fehlem störende Amplitudenänderungen erfahren kann; mit einem Signalverbraucher und mit einer Anordnung, die normalerweise das demodulierte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters an den Signalverbraucher liefert.

Die Einrichtung eignet sich für die Verwendung bei der Wiedergabe von Bildaufzeichnungen, insbesondere Bildplatten, mit FM-Trägeraufzeichnung.

In der USA-Patentschrift 3 842 194 (vom 15.10.1974) ist ein Aufzeichnungs/Wiedergabesystern für Bildplatten beschrieben, bei dem die aufgezeichnete Information in Form von geometrischen Änderungen im Boden einer Spiralrille auf der Oberfläche einer mit einem leitenden Belag und darüber angebrachter Dielektrikumschicht versehenen Aufzeichnungsplatte erscheint. Die Spiralrille wird von einer Abspielnadel mit einer an einem Isolierhalter befestigten leitenden Elektrode abgetastet. Die Nadelelektrode bildet zusammen mit dem Leiterbelag der Platte eine Kapazität, die bei Umdrehung der Platte sich entsprechend den unter der Nadelelektrode vorbeilaufenden Geometrieänderungen des Rillenbodens ändert. Mit Hilfe einer geeigneten an die Nadelelektrode angekoppelten Schaltungsanordnung werden die Kapazitätsänderungen in die aufgezeichnete Information verkörpernde elektrische Signaländerungen umgesetzt.

Bei einer wünschenswerten Ausführungsform dieses auf Kapazitätsmodulation beruhenden Bildplattensystems besteht die aufgezeichnete Information aus einem entsprechend den gewünschten Videosignalen frequenzmodulierten Träger, der in Form von aufeinanderfolgenden Wechseln der Rillenbodentiefe zwischen maximal und minimal aufgezeichnet ist. Bei Anwendung eines solchen FM-TrägeraufZeichnungsschemas muß im wiedergebenden Plattenspieler eine FM-Detektoranordnung für die Wiedergewinnung der Videosignale aus dem abgespielten FM-Signal vorgesehen sein.

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Der FM-Detektor im Plattenspieler kann beispielsweise einen Nulldurchgangsdetektor und einen monostabilen Multivibrator enthalten, der bei jedem Nulldurchgang des Eingangssignals einen Ausgangsimpuls von einheitlicher Breite und Amplitude liefert. Diese Ausgangsimpulse werden zur Gewinnung der gewünschten Videosignale einem Tiefpaßfilter zugeleitet, dessen Durchlaßbereich im wesentlichen der Bandbreite der Videosignalaufzeichnung entspricht.

Im Betrieb eines derartigen Bildplattenspielers mit Abspielen aufgezeichneter Videosignale für Bildwiedergabezwecke ergibt sich das Problem, daß im wiedergegebenen Bild (wenn keine geeigneten Kompensationsmaßnahmen getroffen sind) an willkürlich verteilten Stellen intermittierend Störungen in Form von weißen und/oder schwarzen Flecken und Linien anstatt der betreffenden Bildinformation auftreten. Diese Bildfehler oder Bilddefekte können von unterschiedlicher Länge, Dicke und Dauer des Auftretens sein. Sie zerstören zwar nicht die Bildinformation als Ganzes, können jedoch aufgrund ihres intermittierenden Auftretens für den Betrachter recht störend und lästig werden. Die Erfindung befaßt sich mit einer Kompensationseinrichtung, mit der die störenden Auswirkungen solcher Bildfehler oder -defekte weitgehend beseitigt oder erheblich verringert werden können.

Wie in der Patentanmeldung (US-Ser.No.594 429)

erläutert, können eine Reihe von verschiedenen Ursachen zur Entstehung der verschiedenen störenden Bildflecke und -striche führen. Zum Teil können dafür Fehler oder Mängel in der Aufzeichnungsplatte selbst, die sich in verschiedenen Stadien der Herstellung der Aufzeichnungsplatte ergeben, verantwortlich sein. Oder die Ursachen können mit dem Zustand zusammenhängen, der sich bei einem bestimmten Abspielen einer gegebenen Platte ergibt, z.B. dadurch, daß die Abspielnadel auf Fremdkörper oder Überreste unterschiedlichster Form in verschiedenen Bereichen der Plattenrille trifft, die sich im Verlaufe der aufeinander-

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folgenden Abspielungen einer Platte verändern können. Andere Ursachen können mit dem früheren Gebrauch oder Mißbrauch der abgespielten Platte zusammenhängen und auf mechanischen Veränderungen der Plattenoberfläche, z.B. Kratzern, Splittern oder Eindrückstellen, oder auf chemischen Veränderungen der Plattenoberfläche, beispielsweise infolge der Einwirkung von Fingerabdrücken auf die Plattenbeläge, beruhen. Es gibt somit unzählige Ursachen unterschiedlichster Art, die zu hochgradig unvoraussagbaren, von Platte zu Platte, Abspielung zu Abspielung, Rillenbereich zu Rillenbereich usw. verschiedenen Defektkonstellationen führen.

In der obengenannten Patentanmeldung ist erkannt, daß die Defekte oder Fehler sich als ungewollte Änderungen der Folgefrequenz der Nulldurchgänge (z.B. Auftreten zusätzlicher Nulldurchgänge oder Fehlen von Nulldurchgängen) im abgespielten Signal bemerkbar machen. Die Folge zusätzlicher oder fehlender Nulldurchgänge ist eine plötzliche Frequenzänderung in Richtung auf eine der Hubbereichsgrenzen für das aufgezeichnete Signal und gewöhnlich darüber hinaus. Dies macht sich im Videoausgangssignal des FM-Detektorfilters als Verschiebung nach einem extremen Weiß- oder Schwarzpegel bemerkbar. Ferner wird aufgrund des begrenzten Frequenzganges des Filters die ungewollte oder störende Verschiebung (und die anschließende Rückverschiebung auf Normal) zeitlich gegenüber der tatsächlichen Dauer des Störzustandes im FM-Eingangssignal gedehnt. Zusätzlich ist zu erwarten, daß in den Blindwiderstandselementen des Filters entstehende gedämpfte Schwingungen auf das Videoausgangssignal für mindestens eine kurze Dauer nach Beendigung des Eingangssignalstörungszustands störend einwirken.

Die genannte Patentanmeldung sieht eine Methode der Defektoder Fehlerwahrnehmung vor, die auf verschiedenen gut gesicherten Voraussetzungen beruht: 1. daß die momentane Trägerfrequenz des FM-Eingangssignals des FM-Detektors des Plattenspielers durch die Nutzsignalinformation nur innerhalb bekannter, fester

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Grenzen (bestimmt durch den bei der Aufzeichnung verwendeten Hubbereich) verschoben wird, so daß Verschiebungen nach Frequenzen jenseits dieser Grenzen nicht auf Nutzsignalinformation, sondern auf Stör- oder Fehlerzustände bei der Signalerzeugung oder -lieferung zurückzuführen sind; 2. daß im wesentlichen alle merklichen, störenden Bildfehler der hier erörterten Art von Eingangssignalfehlern stammen, durch welche die scheinbare Momentanfrägerfrequenz beträchtlich über die bekannten Hubbereichsgrenzen hinausgeschoben wird.

Der Lösungsvorschlag gemäß jener Patentanmeldung sieht vor, daß an den FM-Demodulator des Plattenspielers eine erste Anordnung angekoppelt ist, die einen Ausgangsimpuls erzeugt, wenn die Momentanfrequenz des abgespielten Signals eine erste Schwellenfrequenz jenseits der oberen Grenze des beabsichtigten Hubbereiches überschreitet, und daß eine ebenfalls an den FM-Demodulator angekoppelte zusätzliche Anordnung einen Ausgangsimpuls erzeugt, wenn die Momentanfrequenz des abgespielten Signals unter eine zweite Schwellenfrequenz unterhalb der unteren Grenze des beabsichtigten Hubbereiches abfällt. Die entsprechenden Ausgangsimpulse werden in einem Addierer zu einem Fehleranzeigesignal summiert, das eine Anzeige derjenigen Intervalle liefert, die von Eingangssignalfehlern, welche die erwähnten störenden Bilddefekte hervorrufen, eingenommen werden. Mit Hilfe des Fehleranzeigesignals wird das Schalten des Plattenspielers vom Normalbetrieb auf einen Fehlerkompensationsbetrieb gesteuert. Bei der letztgenannten Betriebsart wird als Ersatz für das laufende Videoausgangssignal des FM-Detektors ein verzögertes Signal, das Information aus einer vorausgegangen Bildzeile beinhaltet, dazu verwendet, das Ausgangssignal des Plattenspielers zu erzeugen. Wegen der allgemeinen Informationsredundanz in aufeinanderfolgenden Bildzeilen wird durch die ersatzweise Einbringung der Information aus der vorhergehenden Zeile der auftretende Defekt oder Fehler maskiert, so daß er für den Betrachter des Bildes weitgehend unbemerkbar wird. Wegen der begrenzten Bandbreite des Videosignal-Ausgangsfilters des

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FM-Demodulators des Plattenspielers kann jedoch erwartet werden, daß die Beendigung der Signalstörung am Ausgang dieses Filters der Beendigung des betreffenden Eingangssignalfehlers zeitlich nacheilt. Im Hinblick auf diesen Nacheilungseffekt sieht die genannte Patentanmeldung im Zusammenhang mit der Betriebsartumschaltung des Plattenspielers geeignete Maßnahmen vor, um die Wirkung der Fehleranzeigeimpulse effektiv zu "Strecken", so daß der Kompensationsbetrieb aufrechterhalten bleibt, bis das laufende Ausgangssignal des FM-Detektorfilters im wesentlichen frei von Bildwiedergabedefekten verursachenden Störungen ist.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Fehlerkompensationseinrichtung der allgemeinen Art gemäß jener Patentanmeldung in verschiedener Hinsicht zu verbessern.

Eine Einrichtung der eingangs genannten Art ist erfindungsgemäß gekennzeichnet durch eine an den Multivibrator angekoppelte Verzögerungsanordnung, die eine verzögerte Version des Multivibrator-Ausgangsimpulses erzeugt; durch eine mit je einem Eingang an die Verzögerungsanordnung und an die Impulserzeugeranordnung des FM-Detektors angekoppelte Anzeigeanordnung, welche das Auftreten einer zeitlichen Überlappung zwischen der verzögerten Version eines Multivibrator-Ausgangsimpulses und eines der Triggerimpulse anzeigt; und durch eine auf das Ausgangssignal dieser Anzeigeanordnung ansprechende Sperranordnung zum Unwirksammachen der das demodulierte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters liefernden Anordnung.

Eine Methode zur Identifizierung von Abweichungen der Eingangssignalfrequenz von den erwähnten Schwellenfrequenzgrenzen gemäß der genannten Patentanmeldung beruht auf einem Vergleich des Momentanpegels eines vom Ausgang des FM-Detektors des Plattenspielers gewonnenen Videosignals mit Maximal- und Minimalpegeln, die in enger Beziehung zu denjenigen Videosignal-Momentanpegeln stehen, welcher dieser FM-Detektor bei Eingangssignalfrequenzen an den Hubbereichsgrenzen erzeugt. Als Eingangs-

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signal der Pegelvergleicher dient dabei nicht das normal gefilterte Videoausgangssignal des FM-Detektors, das für die Bildwiedergabe verwendet wird, sondern das Ausgangssignal eines Fehlerdetektor-Eingangsfilters in Form eines Tiefpaßfilters mit einer Grenzfrequenz beträchtlich oberhalb der höchsten aufgezeichneten Videosignalfrequenz. Im Hinblick auf Genauigkeit des Pegelvergleichs enthält das Eingangssignal der Pegelvergleicher zweckmäßigerweise die Gleichstromkomponente des aufgezeichneten Videosignals.

Ein Anstieg des Spannungspegels am Ausgang des Defektdetektor-Eingangsfilters auf einen Wert oberhalb einer Hochpegel-Vergleicherschwelle hat zur Folge, daß im Vergleicherausgang ein Fehleranzeigeimpuls erscheint; bei einem repräsentativen FM-Schema, wo Videosignalausschwingungen in der "Weiß"-Richtung einen Anstieg der Trägerfrequenz bewirken, zeigt dieser Vergleicherausgang den Einsatz eines "Weiß"-Defektes oder -Fehlers im wiedergegebenen Bild an. In entsprechender Weise wird ein "Schwarz"-Fehleranzeigeimpuls von einem Niederpegelvergleicher bei Auftreten einer Verschiebung des Fehlerdetektor-Filterausgangspegels unter die niederpegelige Vergleicherschwelle erzeugt. Der breitbandige Frequenzgang des Fehlerdetektor-Eingangsfilters trägt dazu bei, daß eine frühe Anzeige des Einsatzes des Fehlers durch die Pegelvergleicher gegeben wird.

Erfindungsgemäß erfolgt nun die Wahrnehmung von Verschiebungen der Eingangssignalfrequenz über einen oberen Frequenzschwellenwert mit Hilfe einer takt- oder zeitgabe-abhängigen Methode, die gegenüber der oben beschriebenen Methode des Spannungspegelvergleichs gemäß der genannten Patentanmeldung gewisse Vorteile in der praktischen Realisierung mit sich bringt. Durch wohlüberlegte Verwendung eines Paares von Signalen, die in der Schaltungsanordnung eines FM-Detektors geeigneter Ausführung bereits zur Verfügung stehen, kann ein Zeitvergleich dieser Signale in einer Weise durchgeführt wer-

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den, die eine Weiß-Fehlerwahrnehmung mittels verhältnismäßig einfacher und verläßlicher Anordnungen ermöglicht.

Gemäß einer illustrativen Ausführungsform der Erfindung zur Verwendung mit einem FM-Detektor der obengenannten Art unter Verwendung eines monostabilen Multivibrators, der durch die Ausgangsimpulse eines Nulldurchgangsdetektors getriggert wird, erfährt ein Ausgangssignal des Multivibrators eine kurze Verzögerung, die so bemessen ist, daß sichergestellt wird, daß die Vorderflanke des verzögerten Impulses der Hinterflanke desjenigen Nulldurchgangsdetektorimpulses nacheilt, der die Erzeugung dieses Multivibratorimpulses ausgelöst hat. Die zeitliche Koinzidenz zwischen einem Ausgangsimpuls des Nulldurchgang sdettk tors und irgendeinem Segment des verzögerten Multivibratorimpulses wird von einer entsprechenden Logik-Schaltung als Weiß-Fehleranzeige wahrgenommen. Die Breite des Multivibratorausgangssignales ist so gewählt, daß die Summe dieser Impulsbreite und des Betrages, um welchen der verzögerte Multivibratorimpuls dem Nulldurchgangsimpuls, durch den er ausgelöst worden ist, nacheilt, einer Periode gleich dem Zweifachen der gewünschten oberen Schwellenfrequenz entspricht.

Diese Zeitvergleichsmethode ermöglicht eine genaue Weiß-Fehlerwahrnehmung, ohne daß ein Ansprechen auf eine Gleichstromkomponente eines gefilterten Signals (wie bei der zuvor erwähnten Spannungspegelvergleichsmethode) nötig ist, so daß die Gleichstrom-Stabilitätserfordernisse für die Fehlerwahrnehmeinrichtung erleichtert werden.

Ein weiterer Vorteil der Zeitvergleichsmethode besteht darin, daß dabei die Fähigkeit, zwischen Weiß-Fehlern und Weiß-Nutzsignalkomponenten zu unterscheiden, im wesentlichen unabhängig von der Dauer des Fehlers oder Defektes ist. Im Gegensatz dazu wird durch das Erfordernis eines Integrationsfilters bei der erwähnten Spannungspegelvergleichsmethode deren Fähigkeit, zwischen Fehlern und Nutzsignalkomponenten zu unterscheiden, der Dauer des Fehlers proportional. Eine praktische

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Einstellung der Hochpegei-Vergleicherschwellenspannung (unter Berücksichtigung von Zeitbasisfehlern und Oberwellenverzerrungen der Nutzsignalkomponenten sowie von Schaltungs-InstabiIitäten, so daß unnötige Triggerungen in den Fehlerkompensationsbetrieb vermieden werden) kann auf einen Pegel führen/ der bei kurzzeitigen Weiß-Fehlerzuständen vom Ausgangssignal des Fehlerdetektorfilters nicht erreicht wird. Dies kann störend sein, da man feststellt, daß auf dem hier betrachteten Gebiet der Bildplattenwiedergabe ein verhältnismäßig großer Prozentsatz der auftretenden Weiß-Fehlerzustände von ziemlich kurzer Dauer sind, und zwar viele nur einem einzigen "zusätzlichen" Nulldurchgang oder einem einzigen "fehlplazierten" Nulldurchgang entsprechen.

Ein auf der vorliegenden Zeitvergleichsmethode beruhender Weiß-Fehlerdetektor kann in zufriedenstellender Weise mit einem Schwarz-Fehlerdetektor nach der Spannungspegelvergleichsmethode zu einem Fehlerkompensationssystem kombiniert werden, das die Ausgangsgrößen der entsprechenden Fehlerdetektoren summiert, die Ausgangsgröße der Summiereinrichtung in geeigneter Weise "streckt" und entsprechend dieser gestreckten Ausgangsgröße das Schalten des Plattenspielers zwischen Normal- und Ersatzbetrieb steuert. Vorzugsweise sollte jedoch der verwendete Schwarz-Fehlerdetektor ebenfalls nach dem Schaltvergleichsprinzip arbeiten.

Gemäß einer illustrativen Ausführung derartiger bevorzugter Formen der Erfindung enthält der Schwarz-Fehlerdetektor eine RC-Kondensatorladeschaltung, die durch jeden Ausgangsimpuls des monostabilen Multivibrators des FM-Detektors rückgestellt wird. Die RC-Zeitkonstante des Ladekreises ist so bemessen, daß die Kondensatorspannung die Schwellenspannung eines Schwarz-Fehleranzeigeelementes erreicht, wenn die Zeitspanne zwischen aufeinanderfolgenden Nulldurchgängen des FM-Detektoreingangssignals eine Periode des Zweifachen der gewünschten unteren Schwellenfrequenz übersteigt.

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Die Verwendung eines Schwarz-Fehlerdetektors nach dem Zeitvergleichsprinzip ermöglicht eine frühzeitige Erkennung des Einsatzes eines Schwarz-Fehlers, ohne daß sich dabei ein Konflikt mit der Einstellung eines Schwellwertes, der eine Falschauslösung einer Fehlerkompensation während der Anwesenheit von Schwarz-Nutzsignalkomponenten ausschließt, ergibt. Im Gegensatz dazu entsteht bei Anwendung der Spannungspegelvergleichsmethode für die Schwarz-Fehlerwahrnehmung ein solcher Konflikt hinsichtlich der Wahl der Grenzfreguenz für das Fehlerdetektor-Eingangsfilter. Stellt man auf eine hohe Grenzfrequenz ein, um die schnelle Erkennung des Einsatzes eines Schwarz-Fehlers zu erleichtern, so erhöht sich die Möglichkeit einer Falschauslösung wegen unzureichender Abschwächung oder Dämpfung der doppelten Trägerfreguenzkomponente des Ausgangssignals des Nulldurchgangsdetektors. Wählt man andererseits, um dem Falschauslösungsproblem abzuhelfen, eine niedrigere Grenzfrequenz, so geht dies auf Kosten der Geschwindigkeit und Sicherheit der Erkennung von Schwarz-Fehlern.

Bei Anwendung der Zeitvergleichsmethode für sowohl die Schwarz- als auch die Weiß-Fehlerwahrnehmung läßt sich die Filterschaltung für den dazugehörigen FM-Demodulator gegenüber dem für die Spannungspegelvergleichsmethode erforderlichen Schaltungsaufwand vereinfachen.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der Zeichnung im einzelnen erläutert. Es zeigen:

Fig. 1 das Blockschaltschema eines Teils der elektrischen Schaltung eines Bildplattenspielers mit erfindungsgemäßer Fehlerkompensationseinrichtung;

Fig. 2 das teilweise in Blockform dargestellte Schaltschema einer Weiß-Fehlerdetektorschaltung für die Fehlerkompensationseinrichtung nach Fig. 1 gemäß einer Ausführungsform der Erfindung;

Fig. 3 das Schaltschema einer kombinierten Weiß- und Schwarz-Fehlerdetektorschaltung für die Fehlerkompensation-

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einrichtung nach Fig. 1 gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung; und

Fig. 4 das Schaltschema einer Abwandlung der kombinierten Detektorschaltung nach Fig. 3 gemäß einer anderen Ausführungsform der Erfindung.

Im Bildplattenspieler nach Fig. 1 wird ein aufgezeichnetes Signal während des Abspielens einer Bildplatte mittels einer Bildplatten-Signalabnehmerschaltung 11 gewonnen. Beispielsweise kann es sich um ein Bildplattensystem nach dem eingangs erläuterten Kapazitatsmodulationsprinzip handeln, und der Aufbau und die Anordnung der Bildplatten-Abnehmerschaltung kann beispielsweise von der in der USA-Patentschrift 3 872 240 (vom 18.3.1975) beschriebenen Art sein. Das Aufzeichnungsschema der abzuspielenden Bildplatte ist so, daß die wiedergewonnene Signalinformation einen frequenzmodulierten Bildträger enthält, dessen Momentanfrequenz innerhalb fester Hubbereichsgrenzen (z.B. 3,9 - 6,5 MHz) entsprechend der Amplitude eines Videosignalgemischs ausweicht, das ein Frequenzband (z.B. 0-3 MHz) unterhalb des Hubbereiches einnimmt und eine Folge von wiederzugebenden Farbbildern verkörpert.

Ein Bandpaßfilter 13, dessen Durchlaßbereich den Bildträger-Hubbereich mit dazugehörigen Seitenbändern umfaßt, leitet selektiv das FM-BiIdträgersignal an einen Begrenzer 15 weiter (der in herkömmlicher Weise störende Amplitudenmodulationen des FM-Eingangssignals entfernt oder verringert). Das Begrenzerausgangssignal gelangt zu einem Nulldurchgangsdetektor 21, der bei jedem Nulldurchgang des begrenzten FM-Eingangssignals einen Ausgangsimpuls von gegebener Polarität erzeugt. Der Ausgangsimpuls des Nulldurchgangsdetektors 21 gelangt über eine Umkehrstufe 23 zu einem monostabilen Multivibrator 25 und triggert diesen, so daß er einen Ausgangsimpuls von im wesentlichen fester Amplitude, Breite und Polarität erzeugt. Der Multivibrator-Ausgangsimpuls gelangt zu einem Tiefpaßfilter 27, dessen Durchlaßbereich im wesentlichen dem von der aufgezeichneten

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Videosignalinformation eingenommenem Frequenzband (z.B. O - 3 MHz) entspricht.

Die Schaltungsstufen 21, 23, 25 und 27 bilden einen FM-Demodulator 20 vom sogenannten Impulszählertyp, der ein Ausgangssignal in Form eines dem Modulationsinhalt des FM-Eingangssignals entsprechenden Videosignalgemischs liefert. Beispielsweise umfaßt die von der Bildplatte abgenommene Videosignalinformation ein Farbvideosignalgemisch, das nach dem Prinzip der Farbträger-Unterdrückung ("buried subcarrier" format) codiert ist, wie in der USA-Patentschrift 3 872 498 (vom 18.3. 1975) beschrieben.

Zu Erlauterungszwecken seien die folgenden Parameter als kennzeichnend für die färbträger-unterdrückte Version des aufgezeichneten Farbvideosignalgemischs (FBAS-Signals) vorausgesetzt:

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1. Farbträgerfrequenz (f_fa) = —5— f_H, oder annähernd 1,53 MHz, bei der U.S.-Norm für Farbfernsehrundfunk entsprechender Zeilenfrequenz (f ); 2. Farbartsignal = Summer von Farbträgerphase mit 90° Phasenverschiebung, amplitudenmoduliert mit Rot- bzw. Blau-Farbdifferenzsignal (R-Y, B-Y) von 0-500 KHz Bandbreite, mit Erhaltung oberer und unterer Seitenbänder gleicher Bandbreite (500 KHz) (und unterdrücktem Träger); 3. Leuchtdichtesignal (Y) mit Bandbreite 0-3 MHz; 4. Farbsynchronisierkomponente = Burst aus Schwingungen mit unterdrückter Farbträgerfrequenz (f_fa) von Referenzphase und -amplitude, während der hinteren Horizontalaustast-"Schwarzschulter" (entsprechend der Standard-NTSC-Farbsynchronisierkomponente mit Ausnahme der Frequenz und der Periodenzahl).

Die elektronische Schaltanordnung 29 dient dazu, alternativ einen Signalweg zwischen entweder einem "Normal"-Signaleingang N oder einem "Ersatz"-Signaleingang S einerseits und dem Ausgang 0 andererseits herzustellen. Das Schalten zwischen den Zuständen "Normal" und "Ersatz" wird durch das Ausgangssignal eines Schaltsteuersignalgenerators 63 gesteuert, das dem Steuersignaleingang P der Schaltanordnung 29 zugeleitet wird. Der

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Schaltsteuersignalgenerator spricht auf das Ausgangssignal eines noch zu erläuternden Fehlerdetektors 70 an.

Der Ausgang 0 der Schaltanordnung 29 ist an den Modulationssignaleingang eines Amplitudenmodulators 31 angekoppelt. Als "Normal"-Eingangssignal der Schaltanordnung 29 (d.h. während des normalen Betriebs des Bildplattenspielers dem Eingang N und von dort dem Modulationssignaleingang des Modulators 31 zugeleitete Signal) dient das vom Tiefpaßfilter 27 gelieferte FBAS-Signal. Das "Ersatz"- oder "Substitutions"-Eingangssignal (d.h. das während des Fehlermaskier- oder "Substitutions"-Betriebs des Plattenspielers dem Eingang S und von dort dem Modulationssignaleingang des Modulators 31 zugeleitete Signal) ist ein verzögertes Videosignalgemisch/ das in noch zu beschreibender Weise gewonnen wird.

Der Amplitudenmodulator 31 moduliert entsprechend den vom Ausgang 0 der Schaltanordnung gelieferten Signalen die Amplitude von Trägerschwingungen, die von einem spannungsgesteuerten Oszillator 59 erzeugt werden. Der Amplitudenmodulator 31 ist wünschenswerterwWeise vom einfachsymmetrischen Typ (symmetriert gegen das Modulationssignal). Die Normalfrequenz (f ) der vom Oszillator 59 gelieferten Trägerschwingungen entspricht der Summe der unterdrückten Farbträgerfrequenz (f^) und der gewünschten Ausgangsfarbträgerfrequenz (f ) und beträgt beispielsweise 325 f„ oder annähernd 5,11 MHz (z.B. wenn die gewünschte Ausgangsfarbträgerfrequenz der NTSC-Farbträgerfrequenz von ■—=■ f_R oder annähernd 3,58 MHz beträgt) . Der Oszillator ist beispielsweise ein spannungsgesteuerter Quarzoszillator,

wie er z.B. in der Patentanmeldung (US-Ser.No.

522 816, eingereicht am 12.11.74) beschrieben ist.

' Wünschenswerterweise ändert sich die Frequenz der vom Oszillator 59 erzeugten Trägerschwingungen beiderseits der oben erwähnten Nennfrequenz im Einklang mit einem etwaigen "Zittern" der Frequenzen des während der Plattenabspielung gewonnenen Videosignalgemischs. Zu diesem Zweck ist für den

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spannungsgesteuerten Oszillator 59 eine Steuerschaltung in einer Anordnung vorgesehen, durch die ein phasenstarres Schleifensystem gebildet wird, wie es in der USA-Patentschrift 3 872 497 (vom 18.3.1975) beschrieben ist.

Bei der Steueranordnung des hier dargestellten Videoplattenspielers wird die Ausgangsfrequenz des Oszillators 59 vom Ausgangssignal eines Phasendetektors 55 gesteuert, der einen Phasenvergleich zwischen der von der Platte abgenommenen Farbsynchronisierkomponente und dem Ausgangssignal eines Referenzoszillators 57 vornimmt. Der Referenzoszillator 57 arbeitet mit der gewünschten Ausgangsfarbträgerfrequenz (f_Q) und ist wünschenswerterweise quarzgesteuert. Die Farbsynchronisierkomponente wird von einer Burst-Torschaltung 53 geliefert, die auf das über ein Filter 51 angelieferte Ausgangssignal des Amplitudenmodmlators 31 anspricht. Das Filter 51 unterdrückt die verhältnismäßig großamplitudige Trägerkomponente im Modulatorausgangssignal .

Das Burst-Tor 53 enthält wünschenswerterweise eine Bandpaßfilterschaltung, durch die sein Frequenzgang auf Frequenzen im Ausgangs-Farbartband beiderseits der Ausgangsfarbträgerfrequenz (f_Q) begrenzt wird. Unter Steuerung durch in geeignetem Zeittakt dem Auftasteingang G zugeleitete Auftastimpulse von Zeilenfrequenz leitet das Burst-Tor 53 selektiv das gefilterte Ausgangssignal des Modulators 31 weiter, das während des von der Farbsynchronisierkomponente eingenommenen "Schwarzschulter "-Intervalls erscheint. Das Ausgangssignal des Burst-Tores 53 besteht aus periodischen Bursts oder Schwingungszügen mit nominell der Ausgangsfarbträgerfrequenz, wobei die Synchronisier-Bursts bei dieser Frequenz im unteren Seitenband der Ausgangsschwingung des Modulators 31 liegen.

Die in der oben beschriebenen Weise gebildete geschlossene Schleifenschaltung sorgt dafür, daß die Synchronisier-Burstkomponente im unteren Seitenband der Ausgangsschwingung des Modulators 31 in der Frequenz (und Phase) synchron mit der

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hochstabilen Ausgangsschwingung des Referenzoszillators 57 gehalten wird. Wenn ein Zittern des abgespielten Videosignalgemischs auftritt, so daß dieser Synchronismus verloren zu gehen droht, so bewirkt die AusgangsSteuerspannung des Phasendetektors 55 eine der Abweichung vom Synchronismus entgegenwirkende kompensierende Verstellung der Ausgangsfrequenz des Oszillators 59.

Die vom Modulator 31 erzeugte amplitudenmodulierte Trägerschwingung gelangt zum Eingang einer 1H-Verzögerungsleitung 33. Die Verzögerungsleitung 33, die eine im wesentlichen einer Periode der Nennzeilenfrequenz (f ) entsprechende Verzögerung liefert, kann beispielsweise aus einer Glas-Verzögerungsleitung vom Typ Amerex DL56 bestehen. Durch geeignete Wahl der Parameter des Eingangs- und des Ausgangsabschlusses der Verzögerungsleitung läßt sich deren Durchlaßbereich ohne weiteres so einstellen, daß er ein Frequenzband umfaßt, welches von etwas oberhalb f (z.B. 5,11 MHz) bis etwas unterhalb der niedrigsten Farb-Seitenbandfrequenz (z.B. f - 500 KHz, oder 3,08 MHz) für den Ausgangsfarbträger reicht.

Signale von sowohl dem Eingang als auch dem Ausgang der Verzögerungsleitung 33 werden Farbart-Kammfilterstufen 49 zugeleitet, die beispielsweise eine subtraktive Vereinigungsschaltung für die beiden Eingangsgrößen und ein Bandpaßfilter, welches das Ausgangssignal der Vereinigungsschaltung auf das gewünschte Farbartkomponentenband (z.B. 3,08 - 4,08 MHz) beschränkt, enthalten und eine Frequenzgang-Charakteristik ergeben, die eine Folge von ünterdrückungslücken bei geradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz (f„) und eine dazwischen eingeschachtelte Folge von Ansprechungsspitzen bei ungeradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz aufweist. Am Ausgang des Kammfilters 49 erscheint somit eine getrennte Farbartkomponente im gewünschten Hochbandbereich, die für die Zuleitung an eine ein Ausgangssignalgemisch bildende Schaltung in Form einer Addierstufe 47 geeignet ist.

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Bevor die Gewinnung der Leuchtdichtekomponente für die Zuleitung an die Addierstufe 47 erläutert wird, muß die Arbeitsweise weiterer dem Ausgang der Verzögerungsleitung 33 nachgeschalteter Schaltungsstufen betrachtet werden. Das Ausgangssignal der Verzögerungsleitung 33 gelangt zu einem AM-Detektor 35, der aus den die Verzögerungsleitung 33 durchlaufenden amplitudenmodulierten Trägerschwingungen ein Videosignalgemisch gewinnt. Dem Ausgang des AM-Detektors 35 ist ein Tiefpaßfilter 41 nachgeschaltet, dessen Grenzfrequenz so gewählt ist, daß Träger- und Seitenbandkomponenten vom Ausgang des AM-Detektors 35 durchgesteuert werden.

Ein Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 41 in Form eines verzögerten Videosignalgemischs gelangt, zusammen mit einem relativ unverzögerten Signalgemisch vom Ausgang 0 der Schaltanordnung 29, zu Leuchtdichte-Kammfilterstufen 43, die ein Leuchtdichte-Ausgangssignal liefern, das im wesentlichen frei von Farbartsignalkomponenten ist. Die Leuchtdichte-Kammfilterstufen 43 sind beispielsweise von der in der Patentanmeldung (üS-Ser.No. 570 325, eingereicht am 21.4.1975) beschriebenen Art und ergeben eine Kammfilter-Charakteristik mit einer Folge von ünterdrückungslücken oder -einschnitten bei ungeradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz und einer eingeschachtelten Folge von Ansprechungsspitzen bei geradzahligen Vielfachen der halben Zeilenfrequenz. Jedoch erfolgt ein "Einfüllen" der Kammwirkung über einen Teil (z.B. 0-500 KHz) des nichtgemeinsamen unteren Bandes (in der allgemeinen Weise, wie z.B. in der USA-Patentschrift 2 729 erläutert), um einen Verlust an Vertikaldetail verkörpernden Leuchtdichtesignalkomponenten zu vermeiden.

Das Ausgangssignal der Leuchtdichte-Kammfilterstufen 43 gelangt zu Leuchtdichte-Signalverarbeitungsstufen 45, die beispielsweise eine De-Emphasis- oder Nachentzerrungsschaltung, welche die hohen Frequenzen der Leuchtdichtekomponente komplementär zu deren Pre-Emphasis oder Vorverzerrung bei der Platten-

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aufzeichnung nachentzerrt, und eine Anklammerungsschaltung (die zur Wiederherstellung der Gleichstromkomponente des Leuchtdichtesignals dient) enthalten. Die am Ausgang der Verarbeitungsstufen 45 erscheinende Leuchtdichtekomponente wird der Addierstufe 47 zugeleitet und dort zur Hochband-Farbartkomponente von den Farbart-Kammfilterstufen 49 addiert, wodurch am Addiererausgang CO ein Farbvideosignalgemisch von einer für die Zuleitung an einen Farbfernsehempfänger geeigneten Form erhalten wird. Soll die Zuleitung an die Antenneneingänge des Empfängers erfolgen, so kann das Signal am Ausgang CO als Eingangsvideosignalgemisch für eine Sendeanordnung von z.B. der in der USA-Patentschrift 3 775 555 (vom 27.11.1973) beschriebenen Art dienen.

Das gefilterte Ausgangssignal des AM-Detektors 35 wird außer für die Kammfilterung noch für einen anderweitigen Zweck verwendet. Und zwar wird dieses Ausgangssignal dem "Substitutions"-Signaleingang S der Schaltanordnung 29 über einen Signalweg mit dem Tiefpaßfilter 41 und einer Verzögerungsanordnung 61 zugeleitet. Dieses AM-Detektorausgangssignal bildet somit ein verzögertes Videosignalgemisch für die Verwendung als Eingangsgröße des Amplitudenmodulators 31, wenn aufgrund einer Fehlerwahrnehmung durch den Detektor 70 der Bildplattenspieler auf Fehlermaskierungsbetrieb schaltet. Die Verzögerungsanordnung sorgt für eine ausreichende Signalverzögerung zusätzlich zur Verzögerung durch das Tiefpaßfilter 41, so daß die Summe dieser Verzögerungen im wesentlichen einer halben Periode der unterdrückten Farbträgerfrequenz entspricht. Dadurch wird sichergestellt, daß im Fehlermaskierungsbetrieb in den Farbart-Kammfilterstufen 49 keine Unterdrückung der Ausgangsfarbträgerfrequenz (f ) erfolgt, während in den Leuchtdichte-Kammfilterstufen 43 eine Unterdrückung der unterdrückten Farbträgerfrequenz (f. ) erfolgt, wie ausführlicher in der Patentanmeldung (US-Ser.No. 568 313, eingereicht am 21.4.1975) erläutert.

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Wie außerdem in Fig. 1 gezeigt, enthält der Fehlerdetektor 70, auf den der Schaltsteuersignalgenerator 63 anspricht, (a) einen Weiß-Fehlerdetektor 71, der an seinem Ausgang W eine Anzeige des Auftretens einer (einen Weiß-Fehler erzeugenden) störhaften Erhöhung der momentanen Eingangssignalfrequenz über den erwarteten Trägerhubbereich hinaus liefert; (b) einen Schwarz-Fehlerdetektor 73, der an seinem Ausgang B eine Anzeige des Auftretens einer (einen Schwärζ-Fehler erzeugenden) störhaften Erniedrigung der momentanen Eingangssignalfrequenz auf einen Wert unterhalb des erwarteten Trägerhubbereiches liefert; (c) eine Addierstufe 75, welche die an den Ausgängen W und B erscheinenden Fehleranzeigeimpulse vereinigt; und (d) einen ImpulsStrecker 77, der auf die Ausgangsgröße der Addierstufe 75 anspricht und ein Fehleranzeigesignal erzeugt, in welchem jeder Fehleranzeigeimpuls effektiv gestreckt oder gedehnt ist, so daß bei Schalten des Plattenspielers auf "Substitutions"-Betrieb die Rückschaltung auf "Normal"-Betrieb zurückgestellt wird, bis normale Eingangssignalfrequenzen für eine ausreichend lange Zeit aufgetreten sind.

Gemäß den Prinzipien der Erfindung beruht die Wahrnehmung des Auftretens von Weiß-Fehlern im Weiß-Fehlerdetektor 71 auf einer Zeitvergleichsmethode. Zu diesem Zweck spricht der Detektor 71 beispielsweise auf zwei von den Schaltungsstufen des FM-Demodulators 20 hergeleitete Eingangsgrößen an: 1. das Ausgangssignal des monostabilen Multivibrators 25 und 2. das Ausgangssignal des Nulldurchgangsdetektors 21. Ein erstes Ausführungsbeispiel einer für den Weiß-Fehlerdetektor 71 geeigneten Schaltungsanordnung ist in Fig. 2 gezeigt.

In Fig. 2 besteht der Begrenzer 15 der Anordnung nach Fig. 1 beispielsweise aus einem Phasenspalter 16, der auf die Ausgangsgröße des Bandpaßfilters 13 anspricht, und zwei Begrenzerverstärkern 17a, 17b, die je auf eine der beiden gegenphasigen Ausgangsgrößen des Phasenspalters 16 ansprechen. Der Nulldurchgangsdetektor 21 besteht beispielsweise aus einem

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Differentiator (Differenzierglied) 18a, der auf die Ausgangsgröße des Begrenzerverstärkers 17a anspricht, einem Differentiator (Differenzierglied) 18b, der auf die Ausgangsgröße des Begrenzerverstärkers 17b anspricht, und einem NAND-Glied 19, das die Ausgangsgrößen der Differentiatoren 18a und 18b empfängt und am Ausgang D ein Nulldurchgangsdetektor-Ausgangssignal erzeugt.

Das NAND-Glied 19 ist an seinen Eingängen so vorgespannt, daß seine Ausgangsgröße normalerweise niedrig ist, wobei das Auftreten eines negativen Impulses an einen der Eingänge die Erzeugung eines positiven Impulses am Ausgang D zur Folge hat. Da einer der Differentiatoren 18a, 18b bei jedem negativ gerichteten Nulldurchgang des Eingangssignals des Phasenspalters 16 einen negativen Impuls erzeugt, während der andere Differentiator einen negativen Impuls bei jedem positiv gerichteten Nulldurchgang des Eingangssignals erzeugt, wird bei jedem Nulldurchgang des EingangssignaIs ein positiver Impuls am Ausgang D erzeugt. Für Eingangssignale mit einem Trägerfrequenz-Sollhubbereich von z.B. 3,9 bis 6,9 MHz ändert sich somit die Impulsfolgefrequenz des Ausgangssignals am Ausgang D über einen doppelt so großen Frequenzbereich zwischen 7,8 und 13,8 MHz.

Das Ausgangsimpulssignal am Ausgang D wird in der Umkehrstufe 23 in der Polarität umgekehrt zu einer Folge von negativen Impulsen, die dem Triggereingang des monostabilen Multivibrators 25 zugeleitet werden, der mit seinem Ausgang M an das Tiefpaßfilter 27 angekoppelt ist. Im stabilen Zustand ist der Ausgang des Multivibrators 25 niedrig; durch Beaufschlagung des Triggereingangs mit einem negativen Impuls bei im stabilen Zustand befindlichem Multivibrator 25 wird der Multivibrator in seinem Zustand geschaltet oder gekippt, so daß er am Ausgang M einen positiven Impuls von gewählter Breite, bestimmt durch die Zeitkonstantenschaltung (nicht gezeigt) des Multivibrators 25, erzeugt. Für eine einwandfreie Wiedergewinnung des durch den gewünschten Modulationsinhalt der Eingangsträgerfrequenz ver-

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körperten Signals sollte die gewählte Breite den Wert einer Periode der doppelten oberen Grenzfrequenz des Eingangsträger-Hubbereiches nicht übersteigen. Für die Zwecke der erfindungsgemäßen Fehlerwahrnehmung wird aus noch zu erläuternden Gründen die Impulsbreite erheblich kleiner als eine Periode dieser doppelten Grenzfrequenz gewählt.

Die an den Ausgängen M und D erscheinenden Signale werden den Eingängen des Weiß-Fehlerdetektors 71 zugeleitet. Wie in Fig. 2 gezeigt, enthält der Weiß-Fehlerdetektor 71 beispielsweise: 1. ein NAND-Glied 66, das mit beiden Eingängen gemeinsam an den Ausgang des Multivibrators 25 angeschaltet ist und somit als Inversionsglied oder Umkehrstufe für die positiven Ausgangsimpulse des Multivibrators 25 dient; 2. ein NAND-Glied 67, das mit beiden Eingängen gemeinsam an den Ausgang des NAND-Gliedes 66 angeschlossen ist und somit als nachgeschaltetes Inversionsglied für die umgekehrten Multivibratorausgangsimpulse dient; und 3. ein NAND-Glied 68, das an einem Eingang die positiven Impulse vom Ausgang D und an einem zweiten Eingang die positiven Ausgangsimpulse des NAND-Gliedes 68 empfängt und mit seinem Ausgang an den Ausgang W des Weiß-Fehlerdetektors angeschlossen ist. Wenn eine oder beide der Eingangsgrößen des NAND-Gliedes 63 niedrig sind, so bleibt das Signal am Ausgang W hoch. Wenn dagegen an den entsprechenden Eingängen sich überlappende positive Impulse auftreten, so daß beide Eingangsgrößen gleichzeitig hoch sind, so wird am Detektorausgang W ein das Auftreten eines Weiß-Fehlers anzeigender negativer Impuls erzeugt.

Die in Kaskade geschalteten, durch die NAND-Glieder 66 und 67 gebildeten Inversionsstufen dienen zur Gewinnung einer verzögerten Version der Multivibratorausgangsimpulse, wobei die Verzögerung gegenüber dem Ausgangssignal am Ausgang M ausreicht, um sicherzustellen, daß ein gegebener Ausgangsimpuls des NAND-Gliedes 19 sich nicht mit der verzögerten Version des dadurch ausgelösten Multivibratorausgangsimpulses überlappen kann.

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In diesem Fall kann am Ausgang W nur dann ein negativer Impuls erzeugt werden, wenn am Ausgang D zwei aufeinanderfolgende Nulldurchgangsimpulse in so dichter zeitlicher Aufeinanderfolge erzeugt werden, daß der zweite der aufeinanderfolgenden Impulse einsetzt, bevor die verzögerte Version des vom vorausgegangenen der beiden aufeinanderfolgenden Impulse ausgelösten Multivibrator ausgangsimpulses beendet ist. Die Breite des Multivibratorausgangsimpulses ist so gewählt, daß die Beendigung der verzögerten Version dieses Impulses dem Einsatz des Impulses am Ausgang D (durch welchen er ausgelöst worden ist) um ein Zeitintervall nacheilt, das einer Periode des Zweifachen einer angemessenen Fehlerschwellenfreguenz entspricht. Die Fehlerschwellenfreguenz kann der oberen Freguenzgrenze des beabsichtigten Trägerhubbereiches entsprechen, ist jedoch vorzugsweise etwas höher eingestellt, um Schaltungstoleranzen sowie Signalzustände, wie Zeitbasisfehler und Oberwellenverzerrungen, zu berücksichtigen, die zu einer Darstellung von Weiß-Nutzsignalen durch scheinbare Trägerfreguenzen, die etwas höher liegen als die nominelle obere Freguenzgrenze, führen können. Beispielsweise kann die Schwellenfrequenz, für den zuvor erwähnten Hubbereich von z.B. 3,9 bis 6,9 MHz, auf ungefähr 8,3 MHz eingestellt werden.

Wegen der Verzögerung des dem NAND-Glied 68 vom monostabilen Multivibrator zugeleiteten Impulses gibt es eine maximale Eingangsfrequenz, jenseits deren das System keine Fehleranzeige liefert. Bei entsprechender Wahl der Verzögerung liegt jedoch diese Höchstfrequenz so hoch (z.B. bei ungefähr 28 MHz) gegenüber dem effektiven Durchlaßbereich der Eingangsschaltungen, daß sich daraus in der Praxis kein Problem ergibt.

Die am Ausgang W erscheinenden Weiß-Fehleranzeigeimpulse gelangen, zusammen mit Schwarz-Fehleranzeigeimpulsen vom Ausgang B (des Schwarz-Fehlerdetektors 73, Fig. 1), zu einem Addierglied 75. Wie in Fig. 2 gezeigt, erfolgt die additive Fehlerimpulsvereinigung im Addierglied 75 beispielsweise

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mittels eines NAND-Gliedes 74. Bei Abwesenheit von Fehlerimpulsen ist der Ausgang des NAND-Gliedes 74 niedrig, während bei Auftreten eines negativen Fehleranzeigeimpulses an einem der Eingänge des NAND-Gliedes 74 ein positiver Ausgangsimpuls erzeugt wird. Die Ausgangsimpulse des NAND-Gliedes 74 gelangen zum ImpulsStrecker 77, der beispielsweise einen Transistor 76 in Emitterfolgerschaltung enthält, der mit seinem Kollektor an eine positive Betriebsspannungsklemme, mit seiner Basis an den Ausgang des NAND-Gliedes 74 und mit seinem Emitter über einen Widerstand 79 an eine negative Betriebsspannungsklemme angeschaltet ist. Zwischen dem Emitter des Transistors 76 und einem Bezugspotentialpunkt (z.B. Masse) liegt ein Kondensator 78, und der Emitter des Transistors 76 ist über eine Ausgangsleitung mit dem Eingang des Schaltsteuersignalgenerators 63 (Fig. 1) verbunden. Wenn durch das Einsetzen eines Fehleranzeigeimpulses an der Basis der Transistor 76 eingeschaltet wird, so steigt die Spannung am Emitter des Transistors 76 sehr rasch auf einen Wert oberhalb einer Eingangsschwellenspannung des Generators 63 an, wodurch ein Schaltvorgang ausgelöst wird. Wenn dagegen durch die Beendigung eines Fehleranzeigeimpulses an der Basis der Transistor 76 abgeschaltet wird, so fällt die Spannung am Emitter des Transistors 76 auf einen Wert unterhalb der Eingangsschwellenspannung des Generators 63 nicht sehr rasch, sondern vielmehr langsam ab mit einer Geschwindigkeit, die durch eine Ladezeitkonstante bestimmt ist, die hauptsächlich durch die Werte des Kondensators 78 und des Widerstandes 79 beeinflußt ist. Beispielsweise ist diese Zeitkonstante so gewählt, daß ein Zeitraum von 2,5 Mikrosekunden im Anschluß an die Beendigung eines Fehlerimpulses an der Basis des Transistors 76 verstreichen muß (ohne Auftreten eines nachfolgenden neuerlichen Fehlerimpulses), ehe die Spannung am Emitter des Transistors 76 unter die Eingangsschwelle des Generators 63 abfällt und der Schaltvorgang beendet wird.

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Der Schwarz-Fehlerdetektor 73, der in Verbindung mit dem Weiß-Fehlerdetektorsystem nach Fig. 2 vorgesehen ist, kann zwar auf dem eingangs erwähnten Prinzip des Spannungspegelvergleichs beruhen, arbeitet jedoch vorteilhafterweise ebenfalls nach der Zeitvergleichsmethode. Fig. 3 zeigt eine Abwandlung der Anordnung nach Fig. 2 gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, wobei sowohl der Schwarz-Fehlerdetektor als auch der Weiß-Fehlerdetektor nach der Zeitvergleichsmethode arbeiten.

In der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 sind in einer integrierten Schaltung 90 (beispielsweise vom Typ SN74HOO) vier NAND-Glieder (91, 92, 93, 95) vereinigt, welche die FM-Demodulatorschaltungsfunktion realisieren. Das NAND-Glied 91 empfängt komplementäre Nulldurchgangsimpulse (wie sie z.B. von den Differentiatoren 18a, 18b in Fig. 2 geliefert werden) und erzeugt am Ausgang D einen positiven Ausgangsimpuls für jeden Nulldurchgang im Eingangssignal des Phasenspalters 16 (Fig. 2). Das NAND-Glied 91 erfüllt somit im Zusammenwirken mit den Differentiatoren die Funktion des Nulldurchgangsdetektors 21 nach Fig. 1. Das Ausgangsimpulssignal des NAND-Gliedes 91 wird im NAND-Glied 92 umgekehrt, das mit beiden Eingängen gemeinsam an den Ausgang D angeschaltet ist (so daß also das NAND-Glied 92 die Funktion des Inversionsgliedes 23 in Fig. 1 erfüllt). Das umgekehrte Impulsausgangssignal des NAND-Gliedes 92 wird dem einen Eingang des NAND-Gliedes 93 zugeleitet.

Das NAND-Glied 93 ist mit dem NAND-Glied 95 zu einem monostabilen Multivibrator verschaltet (der die Funktion des monostabilen Multivibrators 25 nach Fig. 1 erfüllt). Zu den Verschaltungen gehört eine Verbindung zwischen dem Ausgang des NAND-Gliedes 95 und dem zweiten Eingang des NAND-Gliedes 93 sowie eine Kopplung über einen Kondensator 94 zwischen dem Ausgang des NAND-Gliedes 93 und dem einen Eingang des NAND-Gliedes 95 (der außerdem über die Reihenschaltung eines Festwiderstandes 96 und eines Regelwiderstandes 97 an eine negative

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•Betriebsspannungsklemme angeschlossen ist). Der andere Eingang des NAND-Gliedes 95 ist über einen Widerstand 98 mit einer positiven Betriebsspannungsklemme verbunden. Das Ausgangssignal des monostabilen Multivibrators, das am Ausgang M erscheint (der mit dem Ausgang des NAND-Gliedes 93 verbunden ist), wird zum Zwecke der Videosignalgewinnung dem Tiefpaßfilter 27 (Fig. 1) zugeleitet.

Im stabilen Zustand des monostabilen Multivibrators ist der Ausgang des NAND-Gliedes 93 niedrig, da seine beiden Eingänge gleichzeitig hoch sind, d.h. der Ausgang des NAND-Gliedes 92 ist hoch bei Abwesenheit eines Nulldurchgangsimpulses, und der Ausgang des NAND-Gliedes 95 ist hoch, da nur einer seiner Eingänge (der an den Widerstand 98 angeschlossene Eingang) hoch ist, während der andere wegen der negativen Vorladung des Kondensators 94 niedrig ist.

Der monostabile Multivibrator wird in seinen anderen Zustand durch die Anlieferung eines negativen Nulldurchgangsimpulses vom NAND-Glied 92 zum Eingang des NAND-Gliedes 93 unter Schaltung des Ausganges des NAND-Gliedes 93 auf hoch getriggert. Der Aufwärtspegelsprung am Ausgang des NAND-Gliedes 93 wird über den Kondensator 94 auf den Eingang des NAND-Gliedes 95 gekoppelt, so daß beide Eingänge des NAND-Gliedes 95 gleichzeitig hoch werden und folglich der Ausgang des NAND-Gliedes 95 auf niedrig schaltet.

Der monostabile Multivibrator kippt bei Beendigung des Impulses vom NAND-Glied 92 nicht sofort in seinen stabilen Zustand zurück. Vielmehr muß für das Zurückkippen erst abgewartet werden, bis der Kondensator 94 (über die Widerstände 96, 97) sich soweit wieder aufgeladen hat, daß ein Eingang des NAND-Gliedes 95 ausreichend niedrig wird, um den Ausgang des NAND-Gliedes 95 auf den hohen Pegel zurückzuschalten. Somit hängt die Breite des positiven Impulses am Ausgang des monostabilen Multivibrators von der Ladezeitkonstante cbs Kondensators ab. Eine für die erfindungsgemäßen Fehlerwahrnehmzwecke

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geeignete Einstellung der Impulsbreite (durch geeignete Einstellung des Regelwiderstandes 97) ist beispielsweise 42 Nanosekunden.

Die Anordnung nach Fig. 3 enthält eine zweite integrierte Schaltung (beispielsweise ebenfalls vom Typ SN74HOO) mit vier NAND-Gliedern (101, 106, 107 und 109) zur Erfüllung von Schaltungsfunktionen bei der Erzeugung eines Fehleranzeigesignals.

Das NAND-Glied 106 erfüllt eine ähnliche Funktion wie das NAND-Glied 68 in der Anordnung nach Fig. 2. Das heißt, es empfängt als Eingangsgrößen (a) die Nulldurchgangsimpulse vom Ausgang D und (b) eine verzögerte Version der Ausgangsimpulse des monostabilen Multivibrators. Jedoch wird in der Schaltung nach Fig. 3 die verzögerte Version in anderer Weise erzeugt als bei der Schaltung nach Fig. 2. Ein größerer Teil der gewünschten Verzögerung wird mittels eines Tiefpaßfilters 102 gewonnen, das durch diskrete Spulen und Kondensatoren in einer fünf-elementigen Butterworth-Schaltung gebildet ist. Die Eingangsgröße für das Tiefpaßfilter 102 wird vom Ausgang des NAND-Gliedes 101 abgenommen, das mit einem Eingang an den Ausgang des Inversionsgliedes 92 und mit seinem anderen Eingang an den Ausgang (Klemme M¹) des NAND-Gliedes 95 des monostabilen Multivibrators angeschlossen ist. Das Ausgangssignal des Tiefpaßfilters 102 gelangt zur Basis eines in Emitterfolgerschaltung ausgelegten NPN-Transistors 103, der mit seinem Kollektor direkt an eine positive Betriebsspannungsklemme und mit seinem Emitter über einen Widerstand 104 an einen Bezugspotentialpunkt (z.B. Masse) angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors 103 ist über einen weiteren Widerstand 105 mit einem Eingang des NAND-Gliedes 106 verbunden.

Da, wie man sieht, die Eingänge des NAND-Gliedes 101 identisch mit den Eingängen des NAND-Gliedes 93 des monostabilen Multivibrators sind, fallen die am Ausgang des NAND-Gliedes

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erzeugten Ausgangsimpulse zeitlich im wesentlichen mit den am Ausgang des NAND-Gliedes 93 erzeugten Ausgangsimpulsen des monostabilen Multivibrators zusammen. Aufgrund der Ankopplung des Tiefpaßfiltereinganges an den Ausgang des NAND-Gliedes 101 (statt an den Ausgang des NAND-Gliedes 93) läßt sich mittels des Tiefpaßfilters 102 eine verzögerte Version des Multivibratorimpulses gewinnen, ohne daß eine Belastung durch den Filtereingang am Ausgang M erfolgt (so daß mögliche nachteilige Auswirkungen auf die Signalweitergabe zum Tiefpaßfilter 27 vermieden werden). Der Emitterfolgertransistor 103 (und der Reihenwiderstand 105) dienen als Pufferelemente zwischen dem Tiefpaßfilter 102 und dem Eingang des NAND-Gliedes 106. Beispielsweise sind die Schaltungselemente für das Tiefpaßfilter 102 so bemessen, daß sich eine Verzögerung von 18 Nanosekunden ergibt, so daß die effektive Gesamtverzögerung (einschließlich der Verzögerungen durch die NAND-Glieder 92 und 101) ungefähr 28 Nanosekunden beträgt. Durch einen solchen Verzögerungsbetrag wird, wenn die Nulldurchgangsimpulsbreite an der Klemme D beispielsweise 20 Nanosekunden beträgt, sichergestellt, daß ein gegebener Nulldurchgangsimpuls an der Klemme D zeitlich nicht mit irgendeinem Teil der verzögerten Version des Multivibratorimpulses zusammenfallen kann.

Wenn ein an der Eingangsklemme D des NAND-Gliedes 106 erscheinender Nulldurchgangsimpuls zeitlich mit einem Teil des verzögerten Multivibratorimpulses am anderen Eingang des NAND-Gliedes 106 zusammenfällt und die zeitliche Überlappung ausreichend lange andauert (beispielsweise ungefähr 10 Nanosekunden) , so wird an dem (mit dem Ausgang des NAND-Gliedes 106 verbundenen) Ausgang W des Weiß-Fehlerdetektors ein negativer Weiß-Fehleranzeigeimpuls erzeugt. Eine solche zeitliche Überlappung zeigt an_f daß die Momentaneingangsfrequenz einen Schwellenfrequenzwert (f.) überschritten hat, der sich anhand der folgenden Gleichung ermitteln läßt:

t ~" 2 IfT + τ - φ
^{λ U}D W M

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worin T_ gleich der effektiven Gesamtverzögerung des Multivibratorimpulses am Eingang des NAND-Gliedes 106, T_w gleich der Breite des Multivibratorausgangsimpulses und T_M gleich derjenigen minimalen Dauer der Koinzidenz von hohen Eingängen zum NAND-Glied 106 sind, die nötig ist, um die Erzeugung eines negativen Ausgangsimpulses auszulösen. Für die oben angegebenen beispielsweisen Werte (T_ =28 Nanosekunden, T_w = 42 Nanosekunden und T„ = 10 Nanosekunden) ergibt sich eine Schwellenfrequenz von ungefähr 8,4 MHz, was sich als ein zufriedenstellender Wert für die Unterscheidung zwischen Weiß-Fehlern und Weiß-Nutzsignalkomponenten erwiesen hat, wobei der vorgesehene Trägerhubbereich dem erwähnten beispielsweisen Bereich von 3,9 bis 6,9 MHz entspricht.

Der Schwarz-Fehlerdetektor 73 der Anordnung nach Fig. 3 spricht auf den Ausgang des NAND-Gliedes 95 des monostabilen Multivibrators, der an der Ausgangsklemme M¹ erscheint, an. Die Ausgangsimpulse an der Klemme M¹ entsprechen im wesentlichen einer umgekehrten Version der am Ausgang M des monostabilen Multivibrators erzeugten positiven Impulse, sind jedoch etwas schmaler als diese (etwas verzögerter Einsatz und etwas früherer Beendigung).

Die negativen Impulse vom Ausgang M¹ gelangen über einen Widerstand 111 zur Basis eines PNP-Transistors 113. Zwischen der Basis dieses Transistors und einem Bezugspotentialpunkt (z.B. Masse) liegt ein Kondensator 112, der im Zusammenwirken mit dem Widerstand 111 die Schwingungen an den Impulsflankenübergängen wegdämpft. Der Transistor 113 ist mit seinem Kollektor über einen Widerstand 114 an eine negative Betriebsspannungsklemme angeschlossen und mit seinem Emitter über die Reihenschaltung eines Festwiderstandes 117 und eines Regelwiderstandes 116 mit einer positiven Betriebsspannungsklemme verbunden. Zwischen dem Bezugspotentialpunkt und dem Kollektor bzw. dem Emitter des Transistors liegt je ein Kondensator bzw. 118. Bei nichtleitendem Transistor 113 lädt sich der

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Kondensator 115 (über den Widerstand 114) in Richtung auf die negative Betriebsspannung auf, während der Kondensator 118 sich (über die Widerstände 116, 117) in Richtung zur positiven Betriebsspannung auflädt. Wenn der monostabile Multivibrator aus dem stabilen Zustand herausgetriggert wird und der Ausgang des NAND-Gliedes 95 auf niedrig schaltet, so wird der Transistor 113 leitend und der Kondensator 118 sehr schnell entladen, wobei seine mit dem Emitter verbundene Elektrode auf ein Potential abfällt, das um ungefähr einen Basis-Emitter-Spannungsabfall (d.h. 1 V_fae) über der Niedrigzustand-Ausgangsspannung des NAND-Gliedes 95 liegt. Bei Beendigung des negativen Impulses am Ausgang M¹ schaltet der Transistor 113 ab und beginnt die Wiederaufladung des Kondensators 118.

Ein NPN-Transistör 120 in Emitterfolgerschaltung mit direkt an die positive Betriebsspannungsklemme angeschlossenem Kollektor und über einen Widerstand 121 an die negative Betriebsspannungsklemme angeschlossenem Emitter ist mit seiner Basis direkt an den Emitter des Transistors 113 angeschaltet. Beide Eingänge des NAND-Gliedes 109 sind direkt mit dem Emitter des Transistors 120 verbunden. Wenn die Folgefrequenz der negativen Impulse am Ausgang M¹ (bestimmt durch die Frequenz der an der Klemme D erscheinenden Nulldurchgangsimpulse) ausreichend hoch ist, so kann sich der Kondensator 118 während jeder Verriegelungsperiode des Transistors 113 nicht genügend aufladen, um die Spannung an der Basis des Transistors 120 auf einen Pegel um 1 V_b über der Eingangsschwellenspannung des NAND-Gliedes 109 anzuheben. Unter diesen Umständen bleibt der Ausgang des NAND-Gliedes 109 (an der Klemme B) hoch. Durch geeignete Einstellung der Kondensator-Ladezeitkonstante (mittels des Regelwiderstandes 116) kann man eine niederendige Schwellenfrequenz für den Eingang des FM-Demodulators einstellen, die, wenn sie nicht überschritten wird, eine so lange Abschalt- oder Verriegelungszeit für den Transistors 113 ergibt, daß die Spannung an der Basis des Transistors 120 auf einen Wert um 1 V_be über

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der Eingangsschwellenspannung des NAND-Gliedes 109 ansteigen kann, so daß der Ausgang dieses NAND-Gliedes auf niedrig schaltet. Der resultierende negative Impuls an der Klemme B dient als Anzeige des Auftretens eines Schwarz-Fehlers.

Die niederendige Schwellenfrequenz (f_TI) ergibt sich aus folgender Gleichung:

^fTL 2 (T_w,

worin T^ die Impulsbreite des negativen Ausgangsimpulses des NAND-Gliedes 95 und T_ die Zeit bedeuten, die der Ladekreis für den Kondensator 118 braucht, um die Spannung an der Basis des Transistors 120 von 1 V. über der Niedrigzustands-Ausgangsspannung des NAND-Gliedes 95 auf IV, über der Eingangsschwellenspannung des NAND-Gliedes 109 anzuheben. Ein beispielsweiser Wert von 3,3 MHz für f _ hat sich als zufriedenstellend erwiesen, um zwischen Schwarz-Fehlern und Schwarz-Nutzsignalkomponenten zu unterscheiden, wobei der vorgesehene Trägerhubbereich den erwähnten beispielsweisen Bereich 3,9 bis 6,9 MHz entspricht.

Der Emitterfolgertransistor 120 dient als Puffer zwischen dem Ladekreis 116, 117, 118 und den Eingängen des NAND-Gliedes 109. Außerdem wird durch die Anwesenheit der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 120 effektiv der Spannungsabfall der Basis-Emitter-Strecke des Transistors 113 ausgeglichen, so daß der verlorene Spannungsbereich für die erforderliche Aufladung bei der Fehleranzeige wiederhergestellt wird und ferner Temperatureinflüsse auf den V_be-Wert des Transistors 113 kompensiert werden.

Der Ausgang B des Schwarz-Fehlerdetektors ist direkt an den einen Eingang des NAND-Gliedes 107 angeschlossen, während der Ausgang W des Weiß-Fehlerdetektors direkt an den anderen Eingang dieses NAND-Gliedes 107 angeschlossen ist. Bei Abwesen-

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heit von Fehleranzeigeimpulsen sind beide Eingänge des NAND-Gliedes 107 hoch, so daß der Ausgang dieses NAND-Gliedes normalerweise niedrig ist. Bei Auftreten eines Fehleranzeigeimpulses an einem der Eingänge B, W schaltet der Ausgang des NAND-Gliedes 107 auf hoch. Das NAND-Glied 107 erfüllt somit die Funktion des Addierers 75 in Fig. 1, indem es die entsprechenden Schwarz- und Weiß-Fehleranzeigeimpulse vereinigt (und in der Polarität umkehrt), so daß ein kombiniertes Signal entsteht, in welchem bei jeder Wahrnehmung eines Fehlers oder Defektes, gleich ob schwarz oder weiß, ein positiver Impuls erscheint.

Der Ausgang des NAND-Gliedes 107 ist über einen Widerstand

129 mit der Basis eines NPN-Transistors 130 verbunden. Der Transistor 130 ist mit seinem Kollektor über einen Widerstand 131 an die positive Betriebsspannungsklemme und mit seinem Emitter über einen Widerstand 133 an die negative Betriebsspannungsklemme angeschlossen. Zwischen dem Emitter des Transistors 130 und dem Bezugspotentialpunkt liegt ein Kondensator 132. Der Emitter des Transistors 130 ist über eine Ausgangsleitung mit dem Eingang des Schaltsteuersignalgenerators 63 (Fig. 1) verbunden.

Wenn ein das Auftreten eines Fehlers anzeigender positiver Impuls am Ausgang des NAND-Gliedes 107 erscheint, so wird der Transistor 130 leitend, und seine Emitterspannung steigt sehr schnell auf einen Wert über der Eingangsschwellenspannung des Generators 63 an, so daß ein Schaltvorgang ausgelöst wird. Wenn die Ausgangsspannung des NAND-Gliedes 107 bei Beendigung des Fehleranzeigeimpulses abfällt, so schaltet der Transistor

130 ab. Der anschließende Abstieg seiner Emitterspannung erfolgt mit einer Geschwindigkeit, die durch die Ladezeitkonstante des Kondensators 132 bestimmt ist, die so eingestellt ist, daß sich ein entsprechend gestrecktes "Substitutions"-Intervall ergibt (wie zuvor für den ImpulsStrecker 77 nach Fig. 2 beschrieben).

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Fig. 4 zeigt eine Abwandlung der Schaltungsanordnung nach Fig. 3 gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung. In der Anordnung nach Fig. 4 werden zwei integrierte Schaltungen 150 und 170 verwendet, die jeweils mit Logik-Schaltungen von ECL-Form bestückt sind und ein Quartet von NOR-Gliedern (von denen eines einen zusätzlichen ODER-Ausgang aufweist) bilden. Beispielsweise sind die integrierten Schaltungen vom Typ MC10102, wobei die Verknüpfungsglieder (151, 153, 155, 157) der integrierten Schaltung 150 die Funktion des FM-Demodulators 20 in Fig. 1 und die Verknüpfungsglieder (172, 174, 176, 178) der integrierten Schaltung 170 die Funktion des Fehlerdetektors 70 in Fig.· 1 erfüllen.

In Fig. 4 werden die komplementären Differentiator-Ausgangssignale (z.B. von den Differentiatoren 18a und 18b nach Fig. 2) den beiden Eingängen des NOR-Gliedes 151 zugeleitet. Der Ausgang des NOR-Gliedes 151, der über einen Widerstand 152 an eine negative Betriebsspannungsklemme angeschlossen ist, ist normalerweise hoch, schaltet jedoch bei Auftreten eines positiven Impulses an einem der Eingänge auf niedrig. Ein positiver Impuls erscheint an einem Eingang des NOR-Gliedes 151 bei jedem positiv gerichteten Nulldurchgang des Eingangssignals des Phasenspalters 16 (Fig. 2), während am anderen Eingang des NOR-Gliedes 151 ein positiver Impuls bei jedem negativ gerichteten Nulldurchgang des Phasenspalter-Eingangssignals erscheint. Das an der Klemme D erscheinende Ausgangssignal des NOR-Gliedes besteht somit aus einer Folge von negativen Impulsen, deren jeder je einem Nulldurchgang des Phasenspalter-Eingangssignals entspricht (so daß das NOR-Glied 151 im Zusammenwirken mit den Differentiatoren 18a, 18b die Funktion des Nulldurchgangsdetektors 21 nach Fig. 1 erfüllt).

Das NOR-Glied 153, das mit beiden Eingängen direkt an den Ausgang D des Nulldurchgangsdetektors angeschaltet und mit seinem Ausgang über einen Widerstand 154 mit der negativen Betriebsspannungsklemme verbunden ist, erfüllt die Funktion der

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Umkehrstufe 23 nach Fig. 1 und erzeugt als Ausgangssignal eine Folge von positiven Impulsen entsprechend den Nulldurchgängen des Eingangssignals.

Die NOR-Glieder 155 und 157 sind untereinander sowie mit Schaltungselementen außerhalb des integrierten Schaltungsplättchens zu einem monostabilen Multivibrator verschaltet (der die Funktion des monostabilen Multivibrators 25 nach Fig. 1 erfüllt). Das NOR-Glied 155 ist mit seinem einen Eingang direkt an den Ausgang des Umkehrstufen-NOR-Gliedes 153 und mit seinem zweiten Eingang über einen Widerstand 156 an die negative Betriebsspannungsklemme angeschlossen. Der Ausgang des NOR-Gliedes 155, der über einen Widerstand 163 mit der negativen Betriebsspannungsklemme verbunden ist, ist außerdem direkt an den einen Eingang des NOR-Gliedes 157 angeschlossen. Der andere Eingang des NOR-Gliedes 157, der über einen Widerstand 164 an einen Bezugspotentialpunkt (z.B. Masse) liegt, ist kapazitiv, fciber einen Kondensator 162) an den Ausgang des NOR-Gliedes 155 angekoppelt. Der NOR-Ausgang des NOR-Gliedes 157 (das zusätzlich einen ODER-Ausgang aufweist) ist direkt mit dem oben erwähnten zweiten Eingang des NOR-Gliedes 155 verbunden.

Im stabilen Zustand des monostabilen Multivibrators sind beide Eingänge des NOR-Gliedes 155 niedrig und ist sein Ausgang hoch, während beide Eingänge des NOR-Gliedes 157 hoch und dessen NOR-Ausgang niedrig sind. Bei Auftreten eines umgekehrten Nulldurchgangsimpulses am ersten Eingang des NOR-Gliedes 155 schaltet dessen Ausgang auf niedrig, so daß beide Eingänge des NOR-Gliedes 157 auf niedrig und der NOR-Ausgang des NOR-Gliedes 157 auf hoch geschaltet werden.(mit der Folge, daß der zweite Eingang des NOR-Gliedes 155 hoch ist).

Der (direkt mit dem Ausgang des NOR-Gliedes 155 verbundene) Ausgang M des monostabilen Multivibrators wird somit durch das Auftreten der Nulldurchgangsimpulse auf niedrig geschaltet. Der Niedrigzustand am Ausgang M dauert jedoch nach Beendigung des Nulldurchgangsimpulses (und Zurückschalten des ersten Ein-

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ganges des NOR-Gliedes 155 auf niedrig) an, da der zweite Eingang des NOR-Gliedes 155 infolge des Hochzustandes des Ausganges des NOR-Gliedes 157 hoch bleibt. Der Hochzustand am Ausgang des NOR-Gliedes 157 hält an, bis dessen (an den Verbindungspunkt des Kondensators 162 und des Widerstands 164 angeschlossener) Eingang infolge der Aufladung des Kondensators 162 über den Widerstand 164 auf einen Wert oberhalb einer Schwellenspannung für das NOR-Glied ansteigt. Bei Erreichen der Schwellenspannung schaltet der Ausgang des NOR-Gliedes 157 auf niedrig; nachdem jetzt beide Eingänge des NOR-Gliedes 155 niedrig sind, schaltet dessen Ausgang auf hoch zurück und der Multivibrator nimmt unter Beendigung der Erzeugung des negativen Ausgangsimpulses am Ausgang M wieder seinen stabilen Zustand an.

Der Verbindungspunkt (Anschluß J) des Kondensators 162 und des Widerstands 164 ist mit der Anode einer Diode 165 verbunden. Die Kathode der Diode 165 ist an den Ausgang eines veränderlichen Spannungsteilers in Form der Reihenschaltung zweier Festwiderstände 166 und 167 und eines Regelwiderstands 168 angeschlossen. Diese Reihenschaltung liegt zwischen der negativen Betriebsspannungsklemme und dem Bezugspotential. Der Spannungsteilerausgang ist am Verbindungspunkt der Widerstände 166 und 167, der über einen Kondensator 169 mit dem Bezugspotentialpunkt verbunden ist, vorgesehen. Durch den Spannungsteiler wird die am (mit dem Anschluß J verbundenen) Eingang des NOR-Gliedes 157 im stabilen Zustand des Multivibrators erreichte Hochzustandsspannung eingestellt und dadurch bestimmt, wie weit unterhalb der Eingangsschwellenspannung des NOR-Gliedes die Spannung am Anschluß J während der Triggerung des Multivibrators ausschwingt. Die Ladezeit für das Zurückkippen auf die Schwellenspannung (und mithin die Breite des Ausgangsimpulses am Ausgang M) hängt somit von dem mittels des Regelwiderstands 168 eingestellten Spannungsteilerpegel ab. Beispielsweise wird bei der Anordnung nach Fig. 4 die Impulsbreite auf ungefähr 50 Nanosekunden eingestellt.

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Die Ausgangsimpulse des monostabilen Multivibrators am Ausgang M gelangen zur Basis eines NPN-Transistors 160 in Emitterfolgerschaltung mit direkt an den Bezugspotentialpunkt angeschlossenem Kollektor und über den Widerstand 161 mit der negativen Betriebsspannungsklemme verbundenem Emitter. Die am Emitter des Transistors 160 erscheinenden Signale werden dem Tiefpaßfilter 27 (Fig. 1) zum Zwecke der Videosignalerzeugung zugeleitet.

Der Ausgang M ist außerdem über einen Widerstand 173 mit dem einen Eingang des NOR-Gliedes 174 verbunden. Der Emitterfolgertransistor 160 und der Serienwiderstand 173 isolieren effektiv die Filter- und NOR-Glied-Eingänge. Der andere Eingang des NOR-Gliedes 174 hat keinen äußeren Anschluß und wird durch einen internen Vorwiderstand der integrierten Schaltung 170 im Niedrigzustand gehalten. Durch den negativen Ausgangsimpuls des Multivibrators am Ausgang M wird der Ausgang des NOR-Gliedes 174 auf den Hochzustand geschaltet. Der Ausgang des NOR-Gliedes 174 ist über die Reihenschaltung eines Festwiderstandes 185 und eines RegelwiderStandes 186 mit der negativen Betriebsspannungsklemme verbunden.

Der ODER-Ausgang des NOR-Gliedes 157 (Anschluß M") ist über den Widerstand 158 mit der negativen Betriebsspannungsklemme verbunden und über einen Widerstand 180 an die Basis eines NPN-Transistors 182 in Emitterfolgerschaltung angeschlossen. Der Transistor 182 ist mit seinem Kollektor direkt und mit seiner Basis über einen Kondensator 181 an den Bezugspotentialpunkt angeschlossen. Der Emitter des Transistors 182 ist über einen Widerstand 183 mit der negativen Betriebsspannungsklemme und über einen Kondensator 184 mit dem Ausgang des NOR-Gliedes 174 verbunden.

Am Anschluß M" erscheinen negative Impulse, die eine: etwas verengten Version (nacheilender Einsatz, voreilende Beendigung) des am Ausgang M erzeugten MuItivibratorausgangsimpulses entsprechen. Diese negativen Impulse werden an der Basis des

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Transistors 182 durch das Zusammenwirken des Widerstands und des Kondensators 181 teilweise integriert.

Während der Intervalle zwischen dem Auftreten von Multivibratorausgangsimpulsen fällt die Spannung am Verbindungspunkt (J¹) des Kondensators 184 und des Widerstands 185 in Richtung zur Spannung der negativen Betriebsspannungsklemme mit einer durch die Werte der Widerstände 185, 186 beeinflußten Geschwindigkeit ab. Beim Einsetzen eines negativen Ausgangsimpulses am Ausgang M wird durch das Schalten des NOR-Gliedes 174 effektiv die Spannung am Verbindungspunkt J¹ an die Hochzustandsspannung des Ausgangs des NOR-Gliedes 174 angeklammert. Kurz danach schaltet der Emitter des Transistors 182 beim Impulseinsatz am Anschluß M" auf negativ. Kurz vor dem Ende des Multivibratorimpulses am Ausgang M schaltet der Emitter des Transistors 182 in positiver Richtung, wodurch die Spannung am Schaltungspunkt J¹ über die normale Hochzustandsspannung am Ausgang des NOR-Gliedes 174 ansteigt und die Ausgangsschaltung des NOR-Gliedes 174 abgeschaltet wird, die danach beim Schalten des über den Widerstand 173 gelieferten Eingangssignals auf niedrig abgeschaltet bleibt. Sodann setzt der Abfall der Spannung am Verbindungspunkt J¹ erneut ein.

Wenn die Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Multivibratorausgangsimpulsen genügend lang ist, fällt die Spannung am Verbindungspunkt J¹ unter die Eingangsschwellenspannung des NOR-Gliedes 176 ab, das mit beiden Eingängen direkt an den Verbindungspunkt J¹ angeschlossen ist. Dieser Abfall hat zur Folge, daß die normalerweise niedrige Ausgangsspannung des NOR-Gliedes 176 auf hoch schaltet, wodurch am (direkt mit dem Ausgang des NOR-Gliedes 176 verbundenen) Ausgang B des Schwärζ-Fehlerdetektors ein einen Schwarz-Fehler anzeigender positiver Impuls erzeugt wird.

Die negativen Impulse am Ausgang M^H gelangen außerdem über ein Tiefpaßfilter 171 (beispielsweise in Form einer siebenelementigen Butterworth-Schaltung mit einer Verzögerung von 15 Nanosekunden) zum ersten Eingang des NOR-Gliedes 172. Der

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zweite Eingang des NOR-Gliedes 172 empfängt Nulldurchgangsimpulse vom Ausgang D. Der normalerweise niedrige Ausgang des NOR-Gliedes 172 schaltet auf hoch, wenn eine zeitliche Überlappung von ausreichender Dauer zwischen dem verzögerten Multivibratorimpuls und dem Nulldurchgangsimpuls auftritt. Der resultierende positive Impuls erscheint am Ausgang W des Weiß-Fehlerdetektors, der direkt mit dem Ausgang des NOR-Gliedes 172 verbunden ist.

Die Ausgänge B und W sind direkt an die Eingänge des NOR-Gliedes 178 angeschlossen, das an seinem ODER-Ausgang bei Auftreten eines positiven Fehlerimpulses an entweder dem Ausgang B des Schwarz-Fehlerdetektors oder dem Ausgang W des Weiß-Fehlerdetektors einen positiven Impuls erzeugt.

Der ODER-Ausgang des NOR-Gliedes 178 ist direkt an den Emitter eines Transistors 200 in Basisschaltung angeschlossen. Der Transistor 200 ist mit seinem Emitter über einen Widerstand 201 an die negative Betriebsspannungsklemme und mit seinem Kollektor an den Verbindungspunkt zweier Widerstände 205, 206 in Reihenschaltung zwischen dem Bezugspotentialpunkt und einer positiven Betriebsspannungsklemme angeschlossen. Die Basis des Transistors 200 ist über einen Widerstand 202 mit der negativen Betriebsspannungsklemme und über einen (mit einem Kondensator 204 überbrückten) Widerstand 203 mit dem BezugsSpannungspunkt verbunden. Die Transistorstufe in Basisschaltung dient als Pegelumsetzer, indem sie die Ausschwingungen zwischen dem Niedrigzustand und dem Hochzustand des Ausganges des NOR-Gliedes 178 in weitere Ausschwingungen um ein erhöhtes Potential übersetzt.

Der Kollektor des Transistors 200 ist direkt mit der Basis eines NPN-Transistors 210 verbunden, der mit seinem Kollektor über einen Widerstand 211 an die positive Betriebsspannungsklemme und mit seinem Emitter über einen Widerstand 212 an die negative Betriebsspannungsklemme sowie über einen Kondensator 213 an den Bezugspotentialpunkt angeschlossen ist. Dieser

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Transistor 210 erfüllt zusammen mit der dazugehörigen Schaltung die Funktion der Streckung der vom Emitter des Transistors zum Eingang des Schaltsteuersignalgenerators 63 gelieferten Fehlerimpulse (in der bereits für die Streckerschaltung nach Fig. 3 beschriebenen Weise).

Um sicherzustellen, daß die kurzen Fehlerdetektorausgangsimpulse am Emitter des Transistors 200 ausreichend lange andauern, um eine Vollpegel-Umsetzerausgangsschwingung hervorzurufen, erfolgt eine zusätzliche Streckung an den Ausgängen B und W durch die Integrierwirkung (a) eines zwischen den Ausgang B und die negative Betriebsspannungsklemme geschalteten Widerstands 191 und eines zwischen den Ausgang B und den Bezugspotentialpunkt geschalteten Kondensators 192 sowie (b) eines zwischen den Ausgang W und die negative Betriebsspannungsklemme geschalteten Widerstandes 193 und eines zwischen den Ausgang W und den Bezugspotentialpunkt geschalteten Kondensators 194.

Die Verwendung von Logik-Schaltungen einer ECL-Form in der Anordnung nach Fig. 4 (im Gegensatz zur Verwendung von Schaltungen einer TTL-Form in der Anordnung nach Fig. 3) hat sich als vorteilhaft für die Einhaltung strenger RFI-Grenzen erwiesen, wie sie typischerweise bei Geräten gegeben sind, die für die Anbringung an den Antenneneingängen eines Fernsehempfängers vorgesehen sind.

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Claims (10)

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   Patentansprüche

   Einrichtung zum Wahrnehmen und Kompensieren von Fehlern in einem Signalumsetzungssystem mit einer Schwingungsquelle, die entsprechend der Amplitude eines Nutzsignals gegebener Bandbreite über einen gegebenen Hubbereich frequenzmodulierte Trägerschwingungen liefert und bei der willkürlich Betriebsfehler, aufgrund deren die scheinbare Momentanfrequenz der Trägerschwingungen vom gegebenen Hubbereich abweicht, auftreten können; mit einem an die Schwingungsquelle angekoppelten FM-Detektor mit einer Anordnung, die bei jedem Nulldurchgang der Trägerschwingungen einen Triggerimpuls gegebener Polarität erzeugt, einem eingangsseitig die Triggerimpulse empfangenden monostabilen Multivibrator, der im stabilen Zustand durch jeden empfangenen Triggerimpuls zur getriggerten Erzeugung eines Ausgangsimpulses von im wesentlichen konstanter Breite veranlaßt wird, und einem in seinem Durchlaßbereich im wesentlichen auf die gegebene Bandbreite beschränkten Tiefpaßfilter zum Bereitstellen eines demodulierten Signals, dessen Amplitude normalerweise der des Nutzsignals entspricht, das jedoch während des Auftretens von Betriebsfehlern störhafte Amplitudenänderungen erfahren kann; mit einem Signalverbraucher und mit einer Anordnung, die normalerweise das demodulierte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters an den Signalverbraucher liefert, gekennzeichnet durch eine an den Multivibrator (25) angekoppelte Verzögerungsanordnung (66, 67), die eine verzögerte Version des Multivibrator-Ausgangsimpulses erzeugt; durch eine mit je einem Eingang an die Verzögerungsanordnung und an die Impulserzeugeranordnung (21) des FM-Detektors (20) angekoppelte Anzeigeanordnung (68) , welche das Auftreten einer zeitlichen Überlappung zwischen der verzögerten Version eines Multivibrator-Ausgangsimpulses und einem der Triggerimpulse anzeigt; und durch eine auf das Ausgangssignal dieser Anzeigeanordnung ansprechende Sperranordnung (75, 77)

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   zum Unwirksammachen der das demodulierte Ausgangssignal des Tiefpaßfilters (27) liefernden Anordnung (29).
2. 2.) Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die SperranOrdnung eine Streckanordnung (77) enthält, welche die Dauer der Unwirksammachung über die Beendigung einer Überlappungsanzeige durch die Anzeigeanordnung (68) hinaus streckt.
3. 3.) Einrichtung nach Anspruch 1, gekennzeichnet durch eine Quelle eines verzögerten Signals und durch eine normalerweise gesperrte Anordnung, die Signale von dieser Quelle an den Signalverbraucher liefert, wobei die Sperranordnung außerdem dazu dient, die normalerweise gesperrte Signallieferungsanordnung zu aktivieren.
4. 4.) Einrichtung nach Anspruch 3, gekennzeichnet durch eine an den Multivibrator angekoppelte Anordnung, welche das Auftreten eines eine vorbestimmte Zeitdauer überschreitenden Zeitintervalls zwischen aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen des Multivibrators anzeigt; und durch eine Anordnung, die bewirkt, daß die Sperranordnung zusätzlich auf diese Zeitintervall-Anzeigeanordnung anspricht.
5. 5.) Einrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Summe der gewählten Breite des Multivibrator-Ausgangsimpulses und der vorbestimmten Zeitdauer größer ist als eine Periode der doppelten Mindestfrequenz des gegebenen Hubbereiches.
6. 6.) Einrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet , daß die Zeitinvervall-Anzeigeanordnung eine Kondensatorladeschaltung enthält, die durch jeden Ausgangsimpuls des Multivibrators rückgesetzt wird.
7. 7.) Einrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet , daß die durch die Verzögerungsanordnung gegebene Verzögerung so bemessen ist, daß die Vorderflanke der verzögerten Version eines Multivibrator-Ausgangsimpulses

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   der Vorderflanke eines die getriggerte Erzeugung dieses Multivibrator-Ausgangsimpulses bewirkenden Triggerimpulses um ein vorbestimmtes Zeitintervall, das die maximale Triggerimpulsbreite überschreitet, nacheilt.
8. 8.) Einrichtung nach Anspruch 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Summe des vorbestimmten Zeitintervalls und die Breite der verzögerten Version eines Multivibrator-Ausgangsimpulses kleiner als eine Periode der doppelten Höchstfrequenz des gegebenen Hubbereiches.
9. 9.) Bildplattenspieler mit Signalabnahmeschaltungen, die während des Abspielens einer Bildplattenaufzeichnung ein FM-Signal erzeugen, dessen Momentanfrequenz sich entsprechend der Amplitude von aufgezeichneten Videosignalen über einen gegebenen Hubbereich ändert, gekennzeichnet durch einen Nulldurchgangsdetektor, der die Nulldurchgänge des von den Signalabnahmeschaltungen erzeugten Signals anzeigende Ausgangsimpulse erzeugt; durch einen auf die Ausgangsimpulse des Nulldurchgangsdetektors ansprechenden monostabilen Multivibrators; durch ein das Ausgangssignal des monostabilen Multivibrators empfangendes Tiefpaßfilter; durch eine Anordnung, welche mit Hilfe des Ausgangssignals des Tiefpaßfilters die Wiedergabe von Bildern steuert; durch eine Anordnung, die eine verzögerte Version eines Ausgangsimpulses des monostabilen Multivibrators erzeugt; und durch eine Anordnung, die bei Koinzidenz zwischen einem Teil eines Ausgangsimpulses des Nulldurchgangsdetektors und einem Teil der verzögerten Version eines Ausgangsimpulses des monostabilen Multivibrators die Betriebsweise der die Bildwiedergabe steuernden Anordnung ändert.
10. 10.) Bildplattenspieler nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß die die Betriebsweise ändernde Anordnung auch auf eine Anordnung anspricht, die anzeigt, wenn das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden Ausgangsimpulsen des Multivibrators eine vorbestimmte Zeitdauer übers ehrei te t.

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