DE2546163A1 - Elektrisches messinstrument und verfahren zur temperaturmessung - Google Patents

Description

HELMUT SCHROETER KLAUS LEHMANN

DIPL.-PHYS. . DIPL.-INC.

William Wahl Corp. ca-wa-10

BB/P

11.1ο.1975

Elektrisches Meßinstrument und Verfahren zur Temperaturmessung

Die Erfindung betrifft ein elektrisches Meßinstrument, insbesondere zur Temperaturmessung und ein Verfahren zur Temperaturmessung.

Die Erfindung betrifft ferner eine elektrische Messung und insbesondere eine solche, die ohne weiteres der besonderen Kennlinie eines Meßfühlers angepaßt werden kann. Eine solche Kennlinie umfaßt den geringen Verstärkungsfaktor von Meßfühlern mit einem geringen Widerstand oder einem kleinen Ausgangssignal und die Nichtlinearitäten der Ausgangesignale.

Eine elektrische Messung von verschiedenen Bedingungen wie z.B. Temperatur , Spannung , Strom , Druck und vielen anderen wird im allgemeinen dadurch durchgeführt, daß ein auf eine solche Bedingung reagierendes Element, d.h. ein Meßfühler verwandt wird , der eine elektrische Eigenschaft hat, die sich in Übereinstimmung mit der zu messenden Bedingung ändert. Die Kapazität, die magnetische Reluktanz, die Induktanz und der Widerstand sind beispielhafte elektrische Parameter, die bei Meßfühlern bei verschiedenen Bedingungen genutzt werden. Thermoelemente und Thermistoren werden zur Temperaturmessung häufig verwandt. Pur die Temperaturmessungen über einen weiten Bereich in der Größenordnung von -50⁰C bis 50O⁰C werden beispielsweise Meßfühler mit einem Platinwiderstand im allgemeinen eingesetzt. Der Widerstand eines Platinmeßfühlers ändert sich mit der Temperatur. Ein normaler Meßfühler hat eine Empfindlichkeit von 0,592 Ohm pro Grad Celsius innerhalb des Temperaturbereiches, in dem dieser eingesetzt wird.

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Platinmeßfühler gibt es mit verschiedenen Widerstandswerten für verschiedene Empfindlichkeiten. Ein 5000 Ohm Platinmeßfühler, obgleich er eine größere Empfindlichkeit hat, ist nicht so gut geeignet wie ein Meßfühler mit einem geringeren Widerstand (z.B. 100 Ohm Platinmeßfühler) , da wegen des größeren Widerstandes eine längere Zeit benötigt wird, um den Widerstand bei einer Temperaturänderung zu ändern. Ferner sind diese hochohmigen Meßfühler sehr teuer. Der niederohmige Meßfühler ist leichter und billiger herzustellen und hat eine Zeitkonstante von ungefähr 1 bis 2 Sekunden. Ein 5000 0hm Meßfühler ist schwieriger herzustellen und hat eine Zeitkonstante, die mindestens einige Male größer ist. Jedoch haben bekannte niederohmige Platinmeßfühler einen so geringen Ausgang (eine geringe Empfindlichkeit), daß selbst dann, wenn ein Eingang für eine Brückenschaltung verwandt wird, eine starke und teuere Verstärkung notwendig ist. Im allgemeinen werden für diese Verstärkung Operational-Verstärker benötigt, wodurch zwei getrennte Stromversorgungen erforderlich sind, so daß das Gerät größer und schwerer wird.

Bei der Verwendung von einem temperaturempfindlichen Platinmeßfühler wird dessen Widerstand bei der zu messenden Temperatur mit demjenigen Widerstand verglichen, den der Meßfühler bei einer Bezugstemperatur wie z.B. O⁰C oder 0°P hat. Bei einer Anordnung für eine solche Messung wird ein Dual-Slope-Verfahren verwandt, wie sie in dem Bericht der National Aeronautics and Space Administration, No. B 72 10 545, mit dem Titel kompaktes batteriebetriebenes Digitalthermometer beschrieben ist. Bei diesem Gerät wird eine Kapazität über einen Meßfühlerwiderstand bis an einen Wert geladen, der durch ein Vergleichsmuster bestimmt ist, um auf diese Weise ein Zeitintervall für Impulse zu schaffen, die mit einem Vor- Rückwärts- Zähler gezählt werden.

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Nach Herstellung dieses Intervalls erzeugt ein Bezugskomperator ein festes Zeitintervall, welches bewirkt, daß der Zähler während einer bestimmten Zeit rückwärts zählt, wodurch man in dem Zähler einen Wert erhält, der dem Unterschied zwischen Vorwärts- und Rückwärtszählintervall proportional ist.

Selbst mit einem hochohmigen Meßfühler ist die Empfindlichkeit dieses Gerätes nicht groß genug, so daß Zählimpulse mit einer Frequenz von bis zu 15 MHz für eine angemessene Auflösung der kurzen Zeitintervalle, die durch den Eingabeschaltkreis gegeben sind, bestätigt werden. So hohe Frequenzen, die für eine angemessene Empfindlichkeit und Auflösung benötigt werden, können von gewissen, allgemein erhältlichen und billigen Schaltkreisen wie z.B von komplimentären Metalloxydhalbleiterschaltungen (C/IVIos) nicht verarbeitet werden. Infolgedessen kann man eine angemessene Empfindlichkeit und Auflösung selbst dort nicht erhalten, wo hochohmige Widerstandsmeßfühler eingesetzt werden.

Ferner muß bei der Verwendung von hochohmigem Widerstandsmeßfühlern ein relativ hoher Strom zugeführt werden, um einen nützlichen temperaturempfindlichen Bereich zu überstreichen. Der größere Strom verringert notwendigerweise die Zeit, die erforderlich ist, um die Zeitkapazität auf einen vorgegebenen Prozentwert ihrer Gesamtladung zu laden, so daß infolgedessen das gesamte Meßintervall zwangsläufig erniedrigt wird. D-as kurze Meßintervall benötigt für eine angemessene Auflösung Taktimpulse einer höheren Frequenz» Andererseits, wenn ein längeres , zeitliches Meßintervall zur Verfügung steht, kann man sogar eine bessere Genauigkeit mit Taktimpulsen einer niederen Frequenz und niederohmigeren Meßfühlern erzielen.

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Obgleich das Zeitintervall durch Erhöhung der Kapazität für die Zeitsteuerung verlängert werden kann, gibt es bei verschiedenen Anwendungen physikalische Grenzen in Bezug auf die Größe der Kapazität. Beispielsweise bei einem von Hand gehaltenen, vollkommen unabhängigen Meßinstrument wird der Schaltkreis aus miniaturisierten, integrierten Bauteilen aufgebaut. Kapazitäten, die für angemessene Zeitkonstanten ausreichend groß sind, benötigen zu viel Raum, als daß sie bei einer kleinen Bauweise des Gerätes Verwendung finden könnten.

Aus der US-PS 3 768 310 ist ein Temperaturmeßgerät bekannt, bei dem ein Thermistor die Strommenge steuert, die einem monostabilen Multivibrator zur Bestimmung des ZeitIntervalls zugeführt wird. Der Thermistor hat eine höhere Ausgangsgröße als ein Platinwiderstandmeßfühler, so daß es nicht notwendig ist, eine höhere Eingangsverstärkung vorzusehen. Diese bekannte Anordnung würde mit einem Platinmeßfühler keine angemessene Empfindlichkeit und kein angemessenes Zeitintervall für eine miniaturisierte Ausführung ermöglichen.

Bei keinem der oben erwähnten Temperaturmeßgeräte ist eine Kompensation für eine Nichtlinearität des Meßfühlers vorgesehen. Obgleich der Widerstand eines Platinmeßfühlers sich nahezu genau linear mit der Temperatur zwischen 0° bis ungefähr 14o°C ändert, ergibt sich eine schnell ansteigende Nichtlinearität bei höheren Temperaturen. Aus den US-PSen 2 993 577 und 3 742 764 ist bekanntgeworden, die Nichtlinearität zu berücksichtigen. Dabei werden variable Widerstandsschaltungen verwandt, bei denen ein kalibriertes, mit Anzapfungen versehenes Widerstandselement vorgesehen ist, welches Widerstandsanzapfungen hat, um in vorgegebenen, bestimmten Intervallen eine Kompensation der Nichtlinearität zu ermöglichen, wobei die Größe der Kompensation ebenfalls vorbe-

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stimmt ist. Eine solche Anordnung kann höchstens als eine Näherung betrachtet werden und nicht dazu dienen, eine genaue Kompensation der Nichtlinearitäten zwischen den bestimmten Intervallen, die besonders ausgewählt sind, zu liefern. Dieser Anordnung ist eine Kompensationsschaltung analog, bei der linearisierte Werte von typischen Widerstandsmeßfühlern für bestimmte, ausgewählte Temperaturen ausgerechnet und als linearisierte oder Kompensationswerte in einem Speicher gespeichert werden, der im allgemeinen nur ein Lesespeicher ist. Ein gemessener Widerstandswert wird dann als Adresse verwandt, um aus dem Speicher den entsprechenden, linearisierten Widerstandswert zu lesen. Eine solche Anordnung ist nur für die ausgewählten Intervalle genau und benötigt eine relativ große Speicherkapazität. Beispielsweise, wenn ein Temperaturbereich von 500° in Intervallen von nur 1/2° gemessen werden soll, müssen 1000 Meßwerte gespeichert werden, von denen ein jeder vier Binärstellen benötigt. Ferner sind die gespeicherten Informationen oder die im voraus berechneten Werte nur bei einem spezifischen Meßfühler genau, da die Nichtlinearitäten bei verschiedenen Meßfühlern unterschiedlich sein können. Wenn man einen nur zum Auslesen dienenden Speicher oder eine andere Art der Vorausberechnung verwendet, muß man entweder sehr enge Toleranzen bei den Eigenschaften des Meßfühlers verlangen oder einen neuen Speicher für jeden Meßfühler vorsehen.

Bei dem aus der US-PS 3 766 782 bekannten Temperaturmeßgerät wird ein komplizierter Punktionsgenerator zum Korrigieren der Nichtlinearität der Temperatürmessungen verwandt, wobei eine inverse Punktion einer Variablen erzeugt und die Variable durch eine Zeitfunktion ersetzt wird. Die Korrektur kann nur für eine Richtung der Messung verwandt werden und kann nicht ohne weiteres in den Schaltkreis eingebaut oder aus ihm herausgenommen werden.

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Ferner arbeitet die Korrektur über den gesamten Meßbereich und nicht nur in den höheren Bereichen. Diese komplizierte Korrekturschaltung muß über einen großen Bereich sehr genau arbeiten.

Eine Aufgabe der Erfindung besteht darin, ein elektronisches Meßgerät, insbesondere zur Temperaturmessung darzustellen, bei dem die erwähnten Nachteile nicht auftreten oder wesentlich abgeschwächt sind. Ferner soll ein Verfahren, zur Temperaturmessung angegeben werden, bei dem die genannten Nachteile nicht oder nur in sehr geringem Maße auftreten.

Eine Lösung für das elektronische Meßgerät wird durch den Anspruch 1 angegeben. Eine Lösung für das Verfahren wird durch den Anspruch 36 angegeben.

Bei einer bevorzugten Ausfiihrungsform der Erfindung werden der Widerstand des Meßfühlers und ein Bezugswiderstand zur Steuerung der Flanke von Sägezahnimpulsen verwandt, die in Zeitsignale umgewandelt und- dann kombiniert werden, um ein Differenzsignal zu erzeugen, welches die gemessene Temperatur darstellt. Ein Korrektursignal wird in Abhängigkeit von der Nichtlinerarität des Widerstandes des Meßfühlers in Bezug auf das Temperatursignal erzeugt und dann damit kombiniert, um eine linearisierte Darstellung der gemessenen Temperatur zu liefern. Gemäß einem Merkmal der Erfindung wird ein niederer Strom durch einen niederohmigen Meßfühler in einem iöeitumwandlungs· schaltkreis verwandt, um eine wahlweise steuerbare hohe Empfindlichkeit zu erzeugen. Gemäß einem anderen Merkmal der Erfindung wird ein Korrektursignal in Abhängigkeit von dem gemessenen Signal durch eine doppelte Integration erzeugt, die einzig mit

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dem Signalmeßschaltkreis zusammenarbeitet, um die Widergabe der korrigierten Information zu liefern.

Ein AusfUhrungsbeispiel der Erfindung wird im folgenden anhand der Zeichnungen beschrieben.

Pig.l zeigt ein Blockdiagramm eines erfindungsgemäßen Digital-Thermometers .

Fig.2 zeigt den zeitlichen Zusammenhang zwischen den verschiedenen Signalen, die in einem Teil des Gerätes der Fig.l auftreten.

Fig.3a,3b und 3c zeigen zusammen ein Schaltdiagramm des in Fig.l als Blockdiagramm dargestellten Gerätes.

Fig.4 zeigt ein Blockdiagramm der Linearisierungsschaltung des Gerätes gemäß Fig.l.

Fig.5 zeigt ein Zeitdiagramm der Impulsformen der Linearisierungsschaltung.

Die anhand eines Ausführungsbeispieles im folgenden dargestellte Erfindung kann auf vielfache Weise bei elektronischen Meßinstrumenten angewandt werden, wie es für den Fachmann ohne weiteres erkenntlich ist. Bei der hier vorliegenden Ausführungsform wird die Erfindung im Zusammenhang mit einem kompakten, miniaturisierten Digitaltaermometer verwandt. Verschiedene Prinzipien der Erfindung sind bei der Miniaturisierung von Instrumenten von

Bedeutung und zwar insbesondere bei solchen Instrumenten , bei , e

V- denen komplementäre Metall-Oxyd-Halbleiter-Schaltkreise (C/faos) eingesetzt werden.

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Gemäß Pig.l ist der Wiederstand eines Platinmeßfühlers 10 zur Steuerung des Stromflusses zu einem Plankengenerator 12 verbunden, der ein elektrisches, linear ansteigendes Signal I3 erzeugt, welches einem Anstiegsflanke-Zeit-Konverter 14 zugeführt wird. Durch diesen wird es in ein Zeitintervall P_b in der Form eines Impulses 16 umgewandelt, dessen Länge direkt dem Widerstand des Meßfühlers 10 proportional ist.Der Meßfühlerwiderstand kann eine beliebige Anzahl von im allgemeinen verwandten temperaturabhängigen Widerständen enthalten, wie z.B. einen Platinwiderstand mit einem nominalen Widerstand von 100 Ohm. Wegen einer gewissen Verstärkersteuerungsschaltung, die noch weiter unten beschrieben wird, kann ein niederohmiger Widerstandsmeßfühler eingesetzt werden,ohne daß eine Verringerung der Empfindlichkeit eintritt, wobei zur Energieversorgung eine relativ geringe Spannung verwendet werden kann. Der Meßfühlerwiderstand 10 hat einen bekannten oder ohne weiteres bei einer Bezugstemperatur bestimmbaren festen Widerstand R_Q . Beispielsweise kann der Meßfühler in Eiswasser eingetaucht und ein Widerstand genau gemessen werden, um diesen Bezugswiderstand bei 0⁰C zu bestimmen.

Der gemessene Widerstand des Fühlers hat eine erste Komponente, die direkt dem festen Widerstand R_Q ( bei einer Bezugstemperatür) proportional ist, so daß es demzufolge notwendig ist, ein Signal zu erzeugen, welche diesen festen Widerstand darstellt. Hierzu wird ein Bezugswiderstand 18 verwandt, um einen Strom zu erzeugen, der die Flanke eines zweiten elektrischen Sägezahnsignales I9» welches durch einen zweiten Flankengenerator 20 erzeugt wird, steuert. Dieses Signal wird einem zweiten Flanken-Zeit-Konverter 22 zugeführt. Der Konverter 22 erzeugt ein BezugszeitIntervall P in der Form eines Pulses 24, dessen Länge direkt der Größe des Bezugswiderstandes 18 proportional ist. Die Eingangskreise, das heißt der Bezugseingang und die Meßprobeneingangsschaltkreise und

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deren Konverter 14 bzw. 22 werden von einem Hauptzeitgeber 25 gesteuert, wodurch sowohl der Bezugs- als auch der Temperaturimpuls 24 bzw. 16 gleichzeitig erzeugt werden. Der Impuls 24 hat eine vorgegebene Zeitdauer, wogegen die Zeitdauer des Impulses sich mit der wahrgenommenen Temperatur ändert. Durch eine differentielle Verknüpfung des Meßfühlerwiderstandes mit dem Bezugswiderstand erhält man eine Anzeige der Größe der wahrgenommenen Temperatur relativ zur Bezugstemperatur, welche durch den Wert des Bezugswiderstandes 18 bestimmt ist. Diese differentielle Verknüpfung wird durch eine Differenzschaltung vorgenommen, die beispielsweise als ein exklusives Oder-Tor ausgestaltet sein kann, wie es noch beschrieben wird und in Pig.l durch 26 bezeichnet ist. Dadurch wird ein Zeitintervall T in der Form eines Impulses 28 erzeugt, dessen Länge direkt der zu messenden Temperatur, die nicht linearisiert ist, in Bezug auf den Bezugswert proportional ist.

Die beispielhafte Ausführungsform der Erfindung ist für einen Temperaturbereich von ungefähr -50°C bis + 500⁰C ausgelegt. Bis zu einem Temperaturwert von ungefähr 14o°C relativ zur Bezugstemperatur von 0⁰C verändert sich der Widerstand des Platinmeßfühlers nahezu linear mit der Temperatur, wobei er von der Linearität nur mit Werten von ungefähr 0,27 % abweicht, die zu klein sind, um bei einem Meßgerät mit einer Genauigkeit von bis zu 1 % von Bedeutung zu sein. Oberhalb von ungefähr 140 C von der Bezugstemperatur liegt eine starke Nichtlinerarität vor. Infolgedessen kann der Widerstand R_p des Meßfühlers in folgender Weise ausgedrückt werden:

^R _P = ^Ro ^{+ R}o ^{aT + R}o^{b t2} ;

hierin ist R der Widerstand des Meßfühlers bei einer Temperatur T,

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R_ der Widerstand des Meßfühlers bei einer Bezugstemperatur wie z.B. O C, a ist die konstante Verstärkung oder Empfindlichkeit des Meßfühlers und b ist eine Konstante, die der Änderung der Empfindlichkeit Rechnung trägt. An und für sich sahließt die Gleichung für den Meßfühlerwiderstand R Glieder höherer Ordnung ein, jedoch haben diese Glieder höherer Ordnung einen vernachlässigbaren Einfluß auf die Temperaturmessungen,die mit Meßgeräten dieser Art vorgenommen werden, so daß sie vernachlässigt werden können

Das nichtlineare Glied bT bewirkt, daß der Meßfühlerwiderstand kleiner ist als er wäre, wenn er sich in einer exakt linearen Weise mit der Temperatur ändern würde. Durch Hinzufügen einer dem Glied bT proportionalen Größe zu der Größe, die dem gemessenen Meßfühlerwiderstand entspricht, erhält man eine genaue und lineare Darstellung der Temperatur.

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Eine dem Glied bT proportionale Größe zur Linearisierung wird durch einen Schaltkreis JO (Pig.l) in Abhängigkeit von dem gemessenen Temperaturintervall 28 erzeugt und zu diesem in einem Schaltkreis 32 addiert, der ein durch einen Impuls j54 dargestelltes Zeitintervall erzeugt, dessen Länge genau der gemessenen Temperatur proportional ist, die wiederum dem linearisierten Widerstand des Meßfühlers proportional ist. Der linearisierte Impuls 34 wird als ein Zeitfenster verwandt, um ein Tor 36 zu öffnen, dem Taktimpulse von einem Impulsgenerator 38 zugeführt werden, so daß diese durch das Tor zu einem Zähler 40 gelangen. Der Zähler zählt eine Anzahl von Impulsen mit fester Grundfrequenz von dem Impulsgenerator 38, so daß man einen Zählwert erhält, der der Länge des Impulses 34 direkt proportional ist. Dieser Zählwert wird mittels einer Digitalanzeige 42 dargestellt oder in anderer Weise zur Berechnung, zur Aufzeichnung oder Widergabe verwandt.

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Die Arbeitsweise des Temperaturmeßteiles des Gerätes gemäß Fig.l ist durch das Zeitdiagramm gemäß Pig.2 dargestellt, in dem zu erkennen ist, daß jeder Zeitauslöserimpuls 44 von der Hauptzeitsteuerung 25 einen Sägezahnimpuls Ij des Meßfühlers und einen Bezugsägezahnimpuls 19 auslöst, deren Planken dem Widerstand des Meßfühlerwiderstandes IO bzw. des Bezugswiderstandes 18 proportional sind. In den Konvertern 14 und 22 werden die Sägezahnimpulse IJ bzw. 19 mit einem vorgegebenen Spannungswert verglichen ,wodurch die entsprechenden Impulse 16 und 24 bei Auftreten des Auslöseimpulses 44 bewirkt werden. Ferner werden diese Impulse beendet, wenn die entsprechenden Sägezahnsignale eine vorgegebene Spannung erreichen. Die Sägezahnsignale werden durch Signale beendet, welche von den Konvertern über die Leitungen I5 und 2J den Sägezahngeneratoren 12 bzw. 20 zurückgeführt werden. Durch den Differenzschaltkreis 26 wird der Impuls 28 erzeugt, dessen Länge dem Unterschied zwischen den Längen des Meßfühlerintervalls 16 und des BezugsIntervalls 24 proportional ist. Die Schaltung des Gerätes gemäß Fig.l ist in den Fig.Ja, Jb und Jc im einzelnen dargestellt. Der Meßfühlerwiderstand 10 ist ein Teil eines einzigen Widerstand-Kondensator-Zeitschaltkreises, durch den man eine leicht steuerbare hohe Empfindlichkeit oder Verstärkung mit einem relativ niederohmigen Meßfühlerwiderstand erhält, wobei ein geringer Strom verwandt wird, so daß man einen kleinen Anstieg und ein langes Zeitintervall erhält. Der niedere Strom wird dadurch erreicht, daß die Spannung an dem Meßfühlerwiderstand relativ klein ist. Nichtsdestotrotz kann die von dem Zeitschaltkreis erzeugte Flanke I3 ohne weiteres bis zu einem wesentlich höheren Wert ansteigen der ein vielfaches der Spannung ist, die quer zum Meßfühlerwiderstand liegt.

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Der Meßfühlerzeitschaltkreis (Fig.j5a) hat einen Kondensator 50, der in dem Rückkopplungszweig eines Operational-Verstärkers geschaltet ist. Einer der Verstärkereingänge, beispielsweise der positive Eingang 5 4 ist mit einem wahlweise einstellbaren Potential verbunden, das an dem Schleifkontakt 56 einer Gruppe von Widerständen 58, 60, 62 abgenommen wird, die in Reihe zwischen Masse und einer positiven Versorgungsspannung V geschaltet sind. Bei einer beispielhaften Ausführungsform wird eine einzige Spannungsquelle verwandt, die eine Versorgungsspannung von + 5 V liefert, um das gesamte Gerät mit Energie zu versorgen, die für den Meßfühler die Konverter und die anderen Schaltkreise notwendig ist. Die Spannungsquelle wird vorzugsweise mit Hilfe einer nicht dargestellten, jedoch allgemein bekannten Schaltung geregelt. Der Kondensator 50 ist zwischen dem Ausgang des Verstärkers an einem Punkt 64 und dem anderen 66 der Verstärkereingänge geschaltet, der die entgegengesetzte, (negative) Polarität hat. Der Meßfühlerwiderstand 10 ist zwischen Masse und dem Eingang 66 geschaltet. Der Meßfühler ist in entfernbarer V/eise mit dem Schaltkreis über einen normalen Stecker 68 verbunden.

Quer zum Kondensator 50 Ist ein NPN-Schalttransistor 70 geschaltet, um jenen periodisch zu entladen. Sein Kollektor ist mit dem Verstärkerausgang an einem Verbindungspunkt 64 verbunden, während sein Emitter mit dem Eingang 66 verbunden ist. Seine Basis ist über einen Widerstand 72 derart verbunden, daß sie ein Auslösesignal erhält, welches angibt, daß der Vergleich zwischen dem Anstieg und dem festen Potential abgeschlossen ist.

Der Widerstand 58 der in Reihe geschalteten Widerstandsgruppe ist wesentlich größer als die Widerstände 60 und 62 , so daß, bei einer Versorgungsspannung von 5 Volt das Potential am Eingang

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54 des Verstärkers 52 größensordnungsmäßig 90 mV bei einer beispielhaften Ausführungsform beträgt. Wenn der Transistor leitet liegt am Transistor ein Spannungsabfall von ungefähr 50 mV vor, so daß die Spannung am Verstärkerausgang 64 ungefähr 140 mV beträgt· Die große Verstärkung des Verstärkers, die größenordnungsmäßig 100 000 beträgt, bewirkt, daß die Spannung an dem Eingang 66 mit entgegengesetzter Polarität im wesentlichen den gleichen Wert (innerhalb der Grenzen die von dem Verstärkungsfaktor des Verstärkers abhängen) wie die Spannung an dem Eingang 54 hat. Somit bleibt die Spannung an dem Eingang 66 auf dem relativ niederen Wert (90mV bei der dargestellten Ausführungsform), weshalb die Spannung über den Meßfühlerwiderstand 10 90 mV beträgt.

Der Ausgang des Verstärkers 52 (und die Spannung an der entsprechenden Seite des Kondensators 50) ist mit einem Eingang eines Dual-Slope-Zeitkonverters 14, 22 verbunden. Der Konverter 14, 22 enthält ein Paar von identischen Schaltkreisen, von denen ein Jeder die Eingangsspannung mit einem vorgegebenen Spannungswert vergleicht, wie z.B. einem Wert,der gleich zwei Drittel der Versorgungsspannung V ist. Bei der beispielhaften Ausführungsform sind die Konverter 14,22 und die Operational-Verstärker im Handel erhältlich. Die Hauptzeitsteuerung 25 (Fig.3c) erzeugt die Auslöseimpulse mit einer Frequenz von drei pro Sekunde bei der beispielhaften Ausführungsform. Die Auslöseimpulse werden über eine Leitung 74 den Konvertern 14, 22 zugeführt, um deren Betriebseinsatζ zu bewirken. Beim Auftreten eines Auslöseimpulses auf der Leitung 74 steigt der Ausgang des Konverters 14 auf der Leitung 75 beispielsweise an, wodurch der Meßfühlerimpuls 16 beginnt. Dieses große Signal

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auf der Leitung 75 wird durch ein exklusives Oder-Tor 76 geführt, welches so geschaltet ist, daß es als ein Inverter arbeitet, und dann über den Widerstand 72, um den normalerweise leitenden Transistor 70 während der Dauer des Impulses 16 zu sperren. Wenn der Meßfühlerimpuls 16 beendet ist, wird der Transistor 70 wieder leitend.

Beim Auftreten eines Auslöseimpulses von der Hauptzeitsteuerung 25 und zu Beginn des ZeitIntervalls des Konverters 14 wird der Transistor 70 gesperrt und der Kondensator 50 fängt an, sich aufzuladen. Das Potential an der Seite des Kondensators, die mit dem Meßfühlerwiderstand 10 und dem Verstärkereingang 66 verbunden ist, wird durch den Rückkopplungszweig des Verstärkers auf einem kleinen, festen Wert gehalten. Der Rückkopplungszweig arbeitet so, daß der Potentialwert am Eingang 66 im wesentlichen gleich dem Viert am Eingang 54 (innerhalb der Grenzen des Verstärkungsfaktors des Verstärkers)ist.Der Kondensator 50 ist in diesen Rückkopplungszweig geschaltet und erhält den Ausgangsstrom des Verstärkers. Dieser Strom lädt den Kondensator, und das Potential an dem Verstärkerausgang 64 steigt, um die ansteigende Planke des Meßfühlersignals Ij5 zu erzeugen. Diese Flanke steigt linear an, da der Ausgangsstrom des Operational-Verstärkers linear von der Zeit abhängt. Die Planke 1J> steigt kontinuierlich an, bis sie einen durch den Konverter 14 bestimmten Wert erreicht, bei dem der Ausgangsimpuls 16 des Konverters absinkt, um den Transistor 70 in seinen leitenden Zustand überzuführen, woraufhin der Kondensator 50 schnell entladen wird.

Die beschriebene Zeitsteuerschaltung hält eine genau gesteuerte, Jejdoch relativ kleine Spannung über den Widerstand des RC-Zeitsteuerungsschaltkreis aufrecht, ermöglicht Jedoch , daß der Kondensator des Schaltkreises auf eine Spannung aufgeladen wird, die um ein Vielfaches größer als die Spannung über dem Widerstand selbst ist. So kann der Kondensator bis auf eine Spannung von J>,J> Volt (däle durch den Konverter 14 bestimmt ist) aufgeladen werden,

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wogegen die Spannung über den Widerstand auf ungefähr 90 mV bleibt. Bei einer kleinen Spannung an dem Widerstand 10 des RC-Zeitsteuerungsschaltkreises ist der Stromfluß durch den Widerstand in proportionaler V/eise gering. Daher ist der Ladestrom des Kondensators 50 des Zeitsteuerschaltkreises auch niedrig und der Anstieg der Planke 1J> (die zeitliche Änderung der Spannung am Kondensator 50) ist ebenso klein. Infolgedessen wird ein relativ langes Zeitintervall bei einem gegebenen Widerstandswert erzeugt und die Empfindlichkeit bzw. die Verstärkung der Schaltung wird vergrößert.

In bedeutender Weise ermöglicht die beschriebene Eingangsschaltung die Verwendung eines kleinen Widerstandes und auch einer kleinen Kapazität. Der kleine Widerstand ist wegen der geringeren Kosten und des schnelleren Ansprechens des Meßfühlers erwünscht. Ein kleiner Kondensator kann wegen der räumlichen Begrenzung erforderlich sein. Nichtsdestotrotz erhält man einen empfindlichen Eingang, da ein kleiner jedoch genauer Strom durch den Widerstand fließt.

Die Spannung über dem Widerstand 10 und entsprechend das Zeitintervall des Meßfühlerimpulses 16 wird unmittelbar durch die Spannung gesteuert, die an dem Verstärkereingang 5^ aufrechterhalten wird. Diese Spannung wird in einfacher Weise durch Betätigung des Schleifkontaktes 56 eingestellt. Somit kann die Verstärkung des Schaltkreises ohne weiteres eingestellt werden· Verstellt man den Schleifkontakt 56, um das Potential an dem Eingang 54 beispielsweise zu verdoppeln, so wird der Ladestrom verdoppelt und damit die Länge des Impulses 16 halbiert. Umgekehrt wird durch eine Verringerung des Potentiales am Eingang 5^ die Größe des Ladestromes verringert, wodurch proportional die Länge des Impulses vergrößert wird. Man kann in einfacher Weise von einer Ablesung in Grad Celsius auf eine Ablesung in Grad Fahrenheit umstellen, wofür lediglich eine Verstärkungsänderung

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von 1,8 notwendig ist, die dadurch erzielt wird, daß der Spannungswert am Eingang 54 um einen Paktor von 1,8 verringert wird.

Der Schaltkreis des Plankengenerators für den Bezugswiderstand ist dem für den Meßfühlerwiderstand identisch, mit der Ausnahme, daß ein einstellbarer Bezugswiderstand, der aus einem festen Widerstand 80 und einem einstellbaren Widerstand 82 besteht, zwischen Masse und der gemeinsamen Verbindung einer Zeitkapazität 84 und einem Eingang 86 eines zweiten Operational-Verstärkers verbunden ist. Der Eingang 90 mit anderer Polarität des Verstärkers 88 ist mit dem Schleifkontakt 56 verbunden und liegt mithin auf dem gleichen Potential wie der Eingang 54 des Verstärkers 52, Quer zu dem Kondensator 84 ist ein zweiter Transistor 92 geschaltet, um dessen periodische Entladung dann zu bewirken, wenn an der Basis des Transistors ein Signal über die Leitung 9^ von dem Ausgang des zweiten Anstieg-Zeit-Konverters 22 gelangt. Dieses Signal tritt nach Beendigung des Bezugsimpulses 24 auf, welches dem Transistor 92 über ein exklusives ODER-Tor 93, welches als Inverter geschaltet ist, zugeführt wird. Die Schaltung zur Erzeugung der Planke und für die Zeitumwandlung für den Bezugsimpuls arbeitet in der gleichen Weise wie die entsprechende Schaltung für den Meßfühler. Zur gleichen Zeit wie der Meßfühlerimpuls 16 wird der Bezugsimpuls 24 erzeugt, der jedoch eine durch den Wert des Bezugswiderstandes vorgegebenen, feste Länge hat. Die Impulslänge wird durch Einstellen des Schleifkontaktes des veränderbaren Widerstandes 82 bestimmt.

Die beiden Impulse 16 und 24 werden einem exklusiven ODER-Tor zugeführt, an dem ein positiver Ausgangsimpuls 28 (ein Temperaturimpuls) erhalten wird, der nur dann auftritt, wenn an einem der Eingänge des exklusiven ODER-Tores , jedoch nicht an dem anderen, ein Signal liegt. Mit anderen Worten, gemäß der bekannten Arbeits-

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weise des exklusiven ODER-Tores ist der Ausgang dann "wahr" oder "hoch",wenn und nur wenn einer seiner Eingänge hoch und der andere niedrig ist. Somit arbeitet das exklusive ODER-Tor als eine zeitliche Differenzschaltung, wie es aus Fig.2 ersichtlich ist, um einen Impuls zu erzeugen, dessen Länge dem Unterschied zwischen den zwei anliegenden Eingangsimpulsen proportional ist.

Der Temperaturimpuls 28, der an dem Ausgang des exklusiven ODER-Tores 96 erzeugt wird, kann verwendet werden, um die Temperatur, die durch die Impulslänge dargestellt wird, digital anzuzeigen.Jedoch muß wegen der Nichtlinearität des Meßfühlerwiderstandes bei höheren Temperaturen der Temperaturimpuls 28 korrigiert werden, bevor er angezeigt oder für andere Zwecke verwendet wird. Hierzu wird der Temperaturimpuls als Eingangsimpuls für einen Schaltkreis zur Berechnung der Linearisierung

2 verwendet, wobei durch den Schaltkreis eine Größe, die bT proportional ist, wie sie oben definiert wurde, berechnet wird. Dies ist im einzelnen in Fig.4 dargestellt.

Gemäß Fig.4 wird der Temperaturimpuls 28 einem ersten Intigrierschaltkreis 100 und dann über einen ersten Schalter S₁ einem zweiten Integrierschaltkreis 102 zugeführt. Jeder Integrierschaltkreis, wie es allgemein bekannt ist, speichert einen Wert, der der Dauer des Eingangsimpulses proportional ist. Der Schalter S₁ wird beim Auftreten des Temperaturimpulses 28 geschlossen und bei Beendigung dieses Impulses geöffnet. Am Ausgang des Integrierschaltkreises 100 erhält man eine fallende Flanke 104, (Fig.5] die während der Dauer des Temperaturimpulses 28 dem zweiten Integrierschaltkreis 102 zugeführt wird. Der Ausgang des zweiten Integrierschaltkreises 102 hat die nach oben gekrümmte

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mit 106 in Fig.5 bezeichnete Form, die das erste Integral der Kurve 1O4 und das zweite Integral des Impulses 28 ist. Der Ausgang des zweiten Integrierschaltkreises steigt bis zu

einem Wert an, der T proportional ist. Dann wird der Integrierschaltkreis entladen, damit sein Ausgang in linearer Weise und während einer Zeit abfällt, die dem Faktor b, durch den die Nichtlinearität berücksichtigt wird, proportional ist. Diese Entladung ist durch den linearen, negativ verlaufenden Abschnitt 107 der Kurve 106 dargestellt. Die Entladung des Integrierschaltkreises 102 erfolgt durch die Steuerung eines Entladeschaltkreises 110 , durch den ein Entladestrom geliefert wird, der mittels eines Einstellknopfes 112 eingestellt werden kann.

Der Wert, bis auf den der Ausgang des Integrierschaltkreises 102 abfallen darf, wird durch einen Schwellenwerteinstellschaltkreis 114 gesteuert, der einen ersten Eingang für einen Schwellenschaltkreis 116 liefert. Der Ausgang des Integrierschaltkreises 102 bildet einen zweiten Eingang zu dem Schaltkreis 116. Der Schwellenschaltkreis 116 liefert demgemäß einen Ausgangsimpuls 118 (Fig.5) der beginnt (an der Stelle 109), wenn der Ausgang des zweiten Integrierschaltkreises die Schwelle (gestrichelte Linie 111) überschreitet, die durch den Schwellenwerteinstellschaltkreis 114 bestimmt ist. Der Impuls 118 wird beendet, wenn der Ausgang des zweiten Integrierschaltkreises unterhalb dieses Schwellenwertes an der Stelle llj fällt. Somit wird ein Korrektur- oder Linearisierungszeitintervall erzeugt, welches an der Stelle 1O8 beginnt, das heißt an der Stelle,an der der zweite Integrierschaltkreis mit der Entladung beginnt (bei Beendigung des Temperatursignals 28) und welches an der Stelle II5 aufhört, wenn der Ausgang des zweiten Integrierschaltkreises auf den Schwellenwert zurückkommt.

η ti Λ

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2646 Ί 63

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Durch die Schwellenwertschaltung 116 wird die Erzeugung des Linearisierungssignales, d.h. des Impulses 118 gesteuert, so daß die Linearisierung nur dann auftritt, wenn die gemessene Temperatur einen vorgegebenen Wert überschreitet.

Der Korrekturzeitimpuls 118 wird mit dem Temperaturimpuls 28 in einem Schaltkreis 120 kombiniert, wobei zu der Länge des Impulses 28 die Zeit anschließend an die Beendigung des Impulses 28 hinzugefügt wird, während der der Korrekturzeitimpuls 118 hoch bleibt. Der Schaltkreis 120 fügt ein Korrekturintervall (Fig.5) zu dem Temperaturimpuls 28 (beispielsweise verlängert die Dauer des Impulses 28) hinzu, um das korrigierte Temperaturintervall 124 zu erzeugen. Es wird darauf hingewiesen, daß das Korrekturintervall 122 nicht in der Form eines Impulses von irgendeinem der Schaltkreise vorliegt, sondern daß es sich um ein Zeitintervall handelt, welches der für die Linearisierung notwendigen Größe oder dem Korrektursignal proportional ist. Der korrigierte Temperatürintervallimpuls 124 wird für eine genaue Darstellung der gemessenen Temperatur verwandt.

In Pig. 3b ist der Linearisierungsschaltkreis dargestellt. Der Temperaturimpuls 28 wird einem der Eingänge IJO eines Integrieroperationalverstärkers 1^2 zugeführt, dessen Eingang mit anderer Polarität mit der positiven Versorgungsspannung V über einen Schaltkreis Ij54 verbunden ist, durch den ein genaues Potential für diesen Verstärkereingang geliefert wird. Der Ausgang des Integrieroperationalverstärkers 1^2 ist mit seinem Eingang lj50 über einen Rückkopplungszweig, der eine Integrierkapazität Ij5ö enthält, verbundrm. Ferner ist er über einen Schalttransistor mit einem Eingang 140 eines zweiten Integrierverstärkers 142 verbunden. Ein genaues Potential wird an dem zweiten Eingang des Verstärkers 142 durch Verbindung mit dem Potential der Versorgungsspannung +V über den Schaltkreis 1^4 aufrechterhalten.

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Der Integrierverstärker 142 ist mit einem Rückkopplungszweig, der eine Kapazität 144 enthält, ausgebildet. Der Temperaturimpuls 28 wird der Basis des Schalttransistors 1^8 zugeführt, um diesen Transistor leitend zu machen, während der Impuls 28 hoch ist und dadurch den Ausgang des ersten Integrierverstärkers I32 mit dem Eingang 140 des zweiten Integrierverstärkers 142 zu verbinden. Diese Verbindung wird bei der Beendigung des Impulses 28 unterbrochen, wobei der Schalttransistor I58 gesperrt wird.

Während des Auftretens des Impulses 28 arbeiten die Integrierschaltungen und die Rückkopplungskapazitäten 1J>6 und 144 speichern die ansteigenden Werte der Verstärkerausgänge, wie es durch die Kurven 104 und I06 in Fig.5 dargestellt ist. Der Impuls 28 wird über die Leitung 146 und über einen Inverter 148 der Basis eines Transistor I50 zugeführt, der Teil eines Schaltkreises zur Erzeugung eines konstanten Stromes ist. Der Emitter des Transistors I50 ist mit dem Eingang 140 des Verstärkers 142 und mit einer Seite des Rückkopplungskondensator 144 verbunden. Sein Kollektor ist mit dem Schleifkontakt 152 eines einstellbaren Widerstandes 154 verbunden, der mit der Versorgungsspannung +V verbunden ist. Während der Zeit, während der der Impuls 28 hochliegt, ist der Transistor I50 gesperrt und der Kondensator 144 des zweiten Integrierverstärkers 142 wird längs der Kurve 106, die in Fig.5 dargestellt ist, aufgeladen. Bei Beendigung des Impulses 28 leitet der Transistor I4o, um einen konstanten Strom zu liefern, dessen Größe durch Einstellen des Potentiometerschleifers I52 bestimmt wird. Dieser Strom entlädt den Kondensator 144 in linearer Weise während eines Zeitintervalles, das dem konstanten Strom, der von dem Transistor I50 geliefert ist, proportional ist, dieses ist wiederum proportional der mittels des Schleifkontaktes 152 eingestellten Spannung. Letztere wird so eingestellt, daß

ρ
die Größe bT erzeugt wird.

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Es kann auch ein Linearisierungsschaltkreis verwandt werden, der weniger aufwendig und mithin billiger ist, da die Linearisierung bei dem beschriebenen Instrument nur bei höheren Temperaturen erfolgt. Bauteile und Schaltkreise mit einer größeren Genauigkeit, die infolgedessen teuerer sind, werden benötigt, um eine geeignete Präzision im unteren Meßbereich bei einem Instrument mit einem großen Meßbereich aufrechtzuerhalten. Eine größere Genauigkeit wird im unteren Meßbereich bei Temperaturmessungen benötigt, um den gleichen Prozentfehler aufrechtzuerhalten. Jedoch ist die Nichtlinearität des Meßfühlerwiderstandes unterhalb von ungefähr 14O°C von sehr geringer Bedeutung. Daher wird die Erzeugung des Linearisierungs- oder Kompensationssignales oder dessen Kombination mit dem Temperatursignal d.h. mit dem Impuls 28 bei Temperaturen unterhalb eines gewählten Wertes, wie z.B. unterhalb von 14O°C verhindert. Somit muß der Schaltkreis für die Linearisierung eine wesentlich geringere Genauigkeit aufweisen und kann billiger hergestellt werden, da ein Fehler von beispielsweise 1 bei einer Messung oberhalb von 100° innerhalb der Genauigkeit von 1 % liegt, Jedoch bei einer Temperaturmessung unterhalb von 100° nicht akzeptiert werden könnte.

Zur wahlweisen Anwendung der Linearisierungskorrektur bei höheren Temperaturen ist der Ausgang der zweiten Integrierschaltung 142 mit einem Eingang eines Verstärkers 156 verbunden, der als Komperator arbeitet. Der Verstärker I56 vergleicht einen ersten Eingang von dem Intergriersehaltkreis 142 mit einem zweiten Eingang an der Eingangsklemme I58, der von einem Schwellenwerte ins tellve rs tärker ΙβΟ geliefert wird. Einer der Eingänge

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dieses Verstärkers ist mit der Ve'rsorgungs spannung +V über den Spannungsstabilisierungsschaltkreis 1^4 verbunden, während sein anderer Eingang mit dem Schleifkontakt 162 eines Potentiometers 164 verbunden ist, durch das der Schwellenwert des Schwellenkomperators I56 ohne weiteres eingestellt werden kann. Der Vergleichsverstärker oder Komperator I56 erzeugt nur dann einen Ausgang, wenn die gemessene Temperatur einen Wert überschreitet, der durch die eingestellte Schwelle bestimmt ist. Der Schwellenkomperator I56 erzeugt einen Ausgangsimpuls 118, der beim Auftreten des Temperaturimpulses 28 beginnt und der zu einer Zeit nach der Beendigung des Impulses 28 beendet ist, wenn der Ausgang des zweiten Integrierschaltkreises 142 den Punkt II3 erreicht. Die Anordnung ist so ausgebildet, daß die

2 zweite Integrierschaltung ein der Größe T proportionales Signal speichert, wobei dieses Signal in ein Zeitintervall umgewandelt wird, welches dem mit einer ausgewählten Konstanten multiplizierten, gespeicherten Signal proportional ist.

Der Korrekturzeit impuls 118 wird als erster Eingang einem NOR-Tor 166 zugeführt, an dessen anderem Eingang der Temperaturimpuls 28 liegt, der von dem exklusiven ODER-Tor 96 über die Leitung zugeführt wird. In diesem NOR-Tor 66 wird die Linearisierungskorrektur mit dem Temperatursignal kombiniert, um das invertierte, korrigierte Temperatursignal 124 zu erzeugen.

Das korrigierte Temperatürsignal 124 wird über einen Inverter dem ersten Eingang eines NAND-Tores I72 zugeführt. Ein Kristalloszillator I74 erzeugt einen Zug von Impulsen mit einer festen Wiederholungsfrequenz bei einer geeigneten hohen Frequenz, wie z.B. 1 MHz. Diese Impulse werden dem zweiten Eingang des NAND-Tores I72 zugeführt. Das Tor 172 wird durch das korrigierte Temperaturdifferenzsignal 124, welches durch den Inverter I70 umge-

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kehrt ist, geöffnet, so daß an dem Ausgang des Tores eine Anzahl von Taktimpulsen erhalten wird, die genau der Länge des kombinierten,korrigierten Temperatürimpulses 124 proportional ist. Diese Impulse werden über eine Leitung 173 dem Zählereingang einer Zähler- und Speichereinrichtung 176 (Fig.3c) zugeführt, die periodisch durch die Auslöseimpulse der Haupt-Zeit-Steuerschaltung 25 über einen Inverter 178 und über eine Löschleitung l8o gelöscht wird. Die Zähl- und Speichereinrichtung 176 kann vierstufig ausgebildet sein und eine Multiplexersteuereinrichtung enthalten. Wenn eine Messung vorgenommen worden ist, wird der Zählerinhalt in die Speichereinrichtung übergeführt und die nächste Messung, von denen drei pro Sekunde vorgenommen werden,kann erfolgen. Somit werden die Zähler bei Auftreten eines jeden Auslöseimpulses auf der Leitung I80 gelöscht. Das Eingangstor 172 (Fig.3b) für den Zähler ist während einer Zeit geöffnet, die der korrigierten Temperatur proportional ist, so daß die Zähler einen Wert zählen, der dieser Zeit proportional ist. Nach Beendigung einer jeden Messung wird dem Zähler ein Überführungsimpuls zugeführt, damit sein Inhalt in die Speichereinrichtung übergeführt wird. Dieser Überführungsimpuls wird von dem Ausgang eines NAND-Tores 184 geliefert, dessen erster Eingang von einem Inverter 186 über ein RC-Integrierglied I87, I88 kommt. Ein zweiter Eingang für das NAND-Tor 184 und den Eingang des Inverters 186 wird gemeinsam von dem Ausgang eines NOR-Tores abgegeben. Ein erster Eingang für das NOR-Tor I90 ist der Korrekturzeitimpuls 118, der von dem Ausgang des Schwellenvergleichsverstärkers 156 über die Leitung I9I (Fig.3b) abgenommen wird. Ein zweiter Eingang für das Tor I90 kommt über einen Inverter 192 von dem Ausgang eines NOR-Tores 194, an dessen Eingänge über die Leitungen 75 und 94 der Impuls 16 bzw. 24 geführt wird.

r; 0 q Pv5 ü / η ft 7

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Die Anordnung für die Überführung von dem Zähler in die Speichervorrichtung ist derart, daß der erste Eingang an dem NAND-Tor 184 (von dem Ausgang des NOR-Tor I90) bis zum Ende beider Impulse 16 und 24 (von den Konvertern 14 und 22) und auch bis zum Ende des Korrekturzeitimpulses II8 von dem Komperator 156 niedrig ist. In gleicher Weise ist der zweite Eingang an dem Tor 184 hoch, bleibt auch nach Beendigung des niederen Impulses an dem anderen Eingang des Tores 184 wegen der Speicherwirkung der Kapazität I88 hoch. Dementsprechend wird am Ende der Messung, d.h. am Ende des Impulses II8 von dem Komperator I56 das NAND-Tor 184 nur einen einzigen hohen Eingang haben und sein Ausgang wird hoch, um die Überführung von dem Zähler in die Speichervorrichtung auszulösen.

Die genaueren Einzelheiten der Anordnung zum Zählen, Speichern und Darstellen des digitalen Meßwertes können variiert werden, um in bekannter Weise verschiedene Anordnungen zu treffen. Einzelheiten, die ein solches Zählen, Kodieren und Wiedergeben betreffen, stellen keinen Teil der Erfindung dar. Kurz gesagt, der Inhalt des Zählers 176 wird über mehrere Ausgäbeleitungen 198 einer Kodier- und Anzeigeeinrichtung 200 zugeführt, die mehrere Ziffern zur Darstellung hat, die nacheinander durch die Steuerung von mehreren von hintereinander betätigten Multiplexerleitungen 2o2 für die Ziffern von dem Zähler I76 gesteuert werden.

Das Vorzeichen der Messung wird der Kodier- und Anzeigeeinrichtung 200 über eine Leitung 204 von einem Inverter 206 zugeführt, der den Ausgang eines NAND-Tores 208 eihält. Der erste Eingang zu dem NAND-Tor erfolgt von einer der Multiplexerleitungen 202

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um das negative Vorzeichen der Widergabe zu synchronisieren. Bei der beispielhaften Ausführungsform bedeutet die Abwesenheii eines negativen Zeichens bei der dezimalen Ziffernanzeige einen positiven und das Vorhandensein eines negativen Zeichens einen negativen Meßwert. Die Leitung 204 wird mittels eines Flip-Flops 210 angesteuert, um das negative Zeichen bei einem negativen Meßwert darzustellen. Der umgekehrte Impuls des Meßfühlersignalimpulses 16 wird als Zähleingang für das Flip-Flop und das iiezugssignal, d.h. der Impuls 24 als Steuersignal verwandt. Bas umgekehrte Meßfühlersignal erhält man an dem Ausgang eines exklusiven ODER-Tores 212, dessen einer Eingang mit einem festen Potential +V verbunden ist, um dadurch als Inverter zu arbeiten. Der zweite Eingang für das Tor 212 ist der Meßfühlerimpuls 16. Wenn der Bezugsimpuls 24 fällt, während der Meßfühlerimpuls 16 hoch liegt, ist die gemessene Temperatur positiv (d.h. größer als die Bezugstemperatur). In einem solchen Fall erhält das Flip-Flop 210 einen Zähleingang von dem Meßfühlerimpuls während sein Steuereingang niedrig ist. Demgemäß bleibt der Ausgang des Flip-Flops niedrig und kein Polaritätssignal wird über die Leitung 204 der Kodier- und Anzeigeeinrichtung 210 zugeführt. Wenn der Meßfühler impuls 16 vor dem Bezugsinr>uls 24 fällt, ist die gemessene Temperatur negativ (d.h. sie liegt unter der Bezugstemperatur) und der Steuereingang des polarisierten Flip-Flops ist hoch, wenn das Flip-Flop einen Zählimpuls erhält. Infolgedessen wird das Flip-Flop umgeschaltet um ein Signal auf der Leitung 204 für ein negatives Vorzeichen abzugeben.

Bei der beispielhaften Ausführungsform ist eine Linearisierung nur bei positiven Temperaturwerten vorgesehen. Nichtlinearitäten sind bis zu 140° in Bezug auf die Bezugstemperatur von untergeordneter Bedeutung. Entsprechend wird keine Nichtlinearitätskom-

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pensation für negative Temperaturen benötigt, da bei der dargestellten Ausführungsform nur Messungen bis zu 50 unterhalb der Bezugstemperatur (0⁰C) vorgenommen werden. Wenn jedoch eine Kompensation der Nichtlinearität bei negativen Temperaturen erwünscht wird, kann man einfach das Polaritäts-Flip-Flop 210 verwenden, um mittels bekannter Schaltkreise das Linearisierungsintervall mit dem Meßintervall in der richtigen Richtung zu kombinieren.

Obgleich die vorliegende Erfindung zusammen mit einer Ausführungsform, die in besonderer Weise für die Verwendung mit einem Platinwiderstandsmeßfühler ausgestaltet ist, beschrieben wurde, kann ein solcher Meßfühler ohne weiteres durch einen bekannten Thermistor ersetzt werden. Der Thermistor hat eine schnellere Ansprechzeit und ist billiger als ein Platinmeßfühler, obgleich sein empfindlicher Temperaturbereich stärker begrenzt ist. Von einem Thermistor erhält man eine Ausgangsspannung, die ausreichend groß ist, um einen Operational-Verstärker, geringerer Empfindlichkeit, wie z.B. die Verstärker 52 und 88 anzusteuern. Der Thermistor hat einen höheren Widerstand, ungefähr 2000 0hm und benötigt im allgemeinen keine Linearisierung, da viele Thermistoren bereits bei der Herstellung linearisiert werden.

Infolgedessen braucht der der Liniarisierung dienende Schaltkreis der beschriebenen Ausführungsform bei solchen bereits

linearisierten Thermistoren nicht verwendet zu werden. Der Thermistor hat einen negativen Temperaturkoeffizienten und wird, wenn er bei der Schaltung gemäß den Fig. 35a, 3b und J>c als Meßfühler verwandt wird, in der gleichen Weise mit dieser Schaltung verbunden wie der Meßfühler mit einem Platinwiderstand.

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Wird ein Thermistor mit einem negativen Temperaturkoeffizienten verwandt, so nimmt man den anderen Ausgang (in Bezug auf den in der Fig.^e verwandten) des Polaritäts-Flip-Flop 210, um die Vorzeichenanzeige der Anzeigeeinrichtung 200 zu steuern. Auch werden die Bezugswiderstände 80 und 82 eingestellt oder ausgetauscht, um dem größeren Widerstandswert des Thermistors bei der Bezugstemperatur zu berücksichtigen.

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Claims (1)

1. - 2& - ca-wa-10

   PATENTANSPRÜCHE

   1.J Elektronisches Meßinstrument, insbesondere zur Temperatur-"-'■ '" messung, gekennze lehnet durch einen ersten io)und einen zweiten (l8 Widerstand, durch einen ersten(12) und zweiten £o)Flankengenerator, die mit dem ersten bzw. zweiten Widerstand zur Erzeugung eines ersten (L3)und zweiten(l9) Sägezahnsignals oder Signals mit einer linear ansteigenden Planke verbunden sind, durch einen ersten(l4)und einen zweiten ( 22)planken-Zeit-Konverter, von denen der erste auf das erste Sägezahnsignal und der zweite auf das zweite Sägezahnsignal anspricht um ein erstes (L6) bzw. ein zweites( 24) Zeitintervall zu erzeugen, durch die die Steigungen des ersten bzw. zweiten Sägezahnimpulses angegeben werden, durch eine Zeitsteuereinrichtung( 25)zur gleichzeitigen, wiederholbaren Ansteuerung des ersten und zweiten Konverters, durch eine auf den ersten und zweiten Konverter ansprechende Einrichtung(?6, 92) zur wiederholbaren Betätigung des ersten und zweiten Plankengenerators zum synchronen Betrieb, durch eine auf die beiden Konverter ansprechende Einrichtung( 26)zur Kombination der durch sie erzeugten Zeitintervalle, um ein Meßsignal( 28)zu erzeugen, welches für den Unterschied zwischen dem ersten und dem zweiten Zeitintervall charakteristisch ist, und durch eine Einrichtung ^2) zum angeben der Dauer des Meßsignales.

   2. Instrument nach Anspruch !,gekennzeichnet durch eine auf das Meßsignal(28) ansprechende Einrichtung( J>Q) zur Erzeugung eines Linearisierungssignales, dessen Länge proportional dem Quadrat der Länge des Meßsignales( 28) ist, und durch eine Einrichtung £?2)zum Kombinieren des Meßsignales mit dem Linearisierungssignal, wodurch ein linearisiertes

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   Meßsignal(54)mit einer Dauer herstellbar ist, die gleich der Gesamtdauer des Meßsignales(28)und des Linearisierungssignales ist, wobei die Einrichtung(42)zur Angabe der Dauer des Meßsignales eine Einrichtung zur Angabe der Dauer des linearisierten Meßsignales enthält.

   35· Instrument nach Anspruch 2, dadurch gekennze lehnet, daß durch eine Einrichtung(ll4)ein Wert des Meßsignales(28) bestimmbar ist, unterhalb dessen das Meßsignal nicht mit einem Linearisierungssignal kombiniert ist.

   4. Instrument nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß die EinrichtungOO) zur Erzeugung eines Linearisierungssignales aufweist: eine erste Integrierschaltung( 100)mit einem auf das MeßsignalC28)ansprechenden Eingang und einem Ausgang, eine zweite Integrierschaltung( 102)mit einem auf den Ausgang der ersten Integrierschaltung ansprechenden Eingang und einem Ausgang, einem Schwellenwertschaltkreis(116),desen einer Eingang mit dem Ausgang der zweiten IntegrierschaltungC102)verbunden ist und dessen Schwellenwert durch eine Steuerung(114)einstellbar ist, wobei das Linearisierungssignal(118)am Ausgang des Schwellenwertschaltkrelses( 116)abnehmbar ist.

   5. Instrument nach Anspruch 4, dadurch gekennze lehnet, daß die zweite Integrierechaltung(102)eine Integrierkapazität 144)enthält, wobei diese durch einen Schaltkreise I50, 152, 154), durch den ein konstanter Strom erzeugbar ist, entladbar ist, und daß über einen ersten Schalter(I38)der Eingang der zweiten Integrierschaltung mit dem Ausgang der ersten Integrierschaltung (100)verbunden ist, und daß über einen zweiten Schalter( 150)der Schaltkreis zur Erzeugung eines konstanten Stromes mit der Integrierkapazität( 144)verbindbar ist,- und daß durch eine auf

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   den Beginn des Meßsignales ansprechende Einrichtung der erste Schalter(38 schließbar ist,wodurch der Ausgang der ersten Integrierschaltung mit dem Eingang der zweiten Integrierschaltung verbindbar ist, und daß durch eine auf das Ende des Meßsignales ansprechende Einrichtung der zweite Schalter(I50) betätigbar ist, wodurch die Integrierkapazitat(144)entladbar ist.

   Instrument nach Anspruch 1, dadurch gekennze lehnet, daß der erste Plankengenerator einen Operational-Verstärker

   (52)mit einem Ausgang (64^ einem ersten( 66)und einem zweiten Eingang(54) enthält, wobei eine Kapazität( 50)in einem Rückkopplungszweig zwischen dem Ausgang(64)und dem ersten Eingang(66) geschaltet ist, und daß der erste Widerstand(10)mit einer Seite an dem Verbindungspunkt zwischen dem Eingang(66)und der Ka pazität(50) angeschlossen ist, und daß durch eine Einrichtung(58)

   (60, 62 , 56)ein bestimmbares Potential an dem zweiten Eingang

   (54)liegt, und daß durch die Einrichtung zur widerholbaren Betätigung der Plankengeneratoren eine auf den ersten Flanken-Zeit-Konverter( 14)ansprechende Einrichtung( 70)zur periodischen Entladung der Kapazit^:it( 50) umfaßt, wodurch mittels des Operational-Verstärkers( 52)das Potential an dessen erstem Eingang(6ö steuerbar ist, wodurch ein relativ niederes Potential über den ersten Widerstand(10 aufrechterhaltbar ist und am Ausgang (64) des Operational-Verstärkers (52 )ein Ladestrom mit einem relativ niederen, festen Wert für die Kapazität( 50) und den ersten Widerstand( 10) erzeugbar ist, wodurch eine hohe Eingangsverstärkung des Schaltkreises erreicht wird, und daß durch die Einrichtung zum Erzeugen eines festen Potentiales an dem zweiten Eingang (52) ein Potential herstellbar ist, das beträchtlich unter dem liegt, auf welches die Kapazität( 50)über den Ausgang '

   ( 64)des Verstärkers( 52) aufgeladen wird.

   8820709 7

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   7. Flankengeneratorschaltkreis, insbesondere für ein elektronisches Meßinstrument, gekennzeichnet durch eine Kapazität (50)*einen Widerstand(lO)*der zwischen einer Seite der Kapazitiv und einem festen Potential geschaltet ist, durch einen Verstärker (52)mit einem Ausgang(64)und einem ersten(66)und zweiten(54)Eingang entgegengesetzter Polarität, bei dem ein Rückkopplungszweig(50) den Ausgang(64)mit dem ersten Eingang(66)verbindet, durch eine Einrichtung zur Verbindung der Kapazität(50)in dem Rückkopplungszweig und eine Einrichtung(58, 60, 62, 56)zum Erzeugen eines wahlweisen Potentiales für den zweiten Eingang(54),und durch eine Einriehtung{ 70) zum Entladen der Kapazität( 50).

   8. Elektronisches Meßinstrument, gekennze lehnet durch einen ersten(12)und einen zweiten( 20)Flankengeneratorschaltkreis gemäß dem Anspruch 7* durch eine erste auf den ersten Plankengeneratorschaltkreis( 12)ansprechende Zeitsteuereinrichtung &4) zur Erzeugung eines ersten Zeitintervallles( 16), durch eine zweite auf den zweiten Plankengeneratorschaltkreis( 20)ansprechende Zeitsteuereinheit( 22)zur Erzeugung eines zweiten Zeitintervalles £4 \ und durch eine Einrichtung( 26)zur Differenzkombination des ersten und des zweiten Zeitintervalles.

   9. Instrument nach Anspruch 8, dadurch gekennze lehnet, daß der Widerstand des ersten Flankengeneratorschaltkreises ein 3ezugswiderstand( l8) ist, und daß der Widerstand fro) des zweiten Plankengeneratorschaltkreises ein Widerstandselement (Lθ) enthält, dessen Widerstand sich in Übereinstimmung mit einer zu messenden oder zu bestimmenden Bedingung verändert.

   10. Instrument nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erzeugen eines wahlweisen Potentiales an dem zweiten Eingang des zweiten Plankengeneratorschaltkreises ein Potential liefert, welches eine zu messende Bedingung darstellt

   6 Q 9 § 2 0 / 0 9 7

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   11. Instrument nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erzeugen eines wahlweisen Potentiales an dem zweiten Eingang des zweiten Flankengeneratorschaltkreises einen Thermistor enthält, und daß der Widerstand des zweiten Flankengeneratorschaltkreises einen vorgegebenen Wert hat.

   12. Elektrisches Meßinstrument als Thermometer mit einem Meßfühlerelement, dessen Widerstand mit der Temperatur veränderbar ist/ und mit einem Eingangsverstärkerschaltkreis, dadurch g e k e η η zeichnet, daß der Schaltkreis enthält: einen Verstärker ( 52) mit einem ersten (66 land einem zweiten Eingang (54 Entgegengesetzter Polarität und einem Ausgang $k\ eine mit dem zweiten Eingang verbundene Potentialquelle, wobei der Meßfühler zwischen dem ersten Eingang (66) und einem zweiten Potential geschaltet ist, eine Kapazität(50), die in einem Rückkopplungszweig zwischen dem Ausgang (64 )und dem ersten Eingang( 66) angeordnet ist und eine Einrichtung (fO), durch die die Kapazität (50) entladbar ist.

   13· Instrument nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine Einrichtung (1^, die zum Aufladen der Kapazität (50)auf eine vorgegebene Spannung notwendige Zeit meßbar ist, wodurch ein Meßsignal (16)erzeugbar ist, welches die Temperatur des Meßfühlerelementes anzeigt.

   14. Instrument nach Anspruch IjJ, dadurch gekennzeichnet: daß durch eine Einrichtung (26) das Meßsignal( 16) mit einem Bezugssignal (24)kombinierbar ist, wodurch ein Temperatürsignal ( 28)erzeugbar ist, durch welches der gemessene Temperaturwert in Bezug auf eine Bezugstemperatur angezeigt wird.

   609§207

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   15· Instrument nach Anspruch 13* dadurch gekennze lehnet, daß durch eine Einrichtung (30) das Meßsignal(28) linearisierbar ist.

   16, Instrument nach Anspruch 13* dadurch gekennze lehnet, daß der Widerstand(lo)des Meßfühlerelementes eine nichtlineare Temperaturkennlinie hat, und daß durch eine Einrichtung(30) das Temperatursignal(28) mit einem Korrektursignal(ll8)kombinierbar ist, welches die Nichtlinearität darstellt.

   17· Instrument nach Anspruch 16, dadurch gekennze lehnet, daß die Einrichtung(3Q eine Einrichtung( 116\imfaßt, durch die die Kombination des Kompensationssignales unterhalb eines vorgegebenen Wertes des Temperaturmeßsignales verhinderbar ist.

   18. Instrument nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß das Temperaturmeßsignal ein Impuls ist, durch dessen Dauer die gemessene Temperatur dargestellt ist, und daß die Einrichtung (30) zur Erzeugung des Korrektursignales eine auf diesen Impuls ansprechende erste Integrierschaltung(lOO) aufweist, auf die eine zweite Integrierschaltung(102)anspricht, welche einen mit ihr verbundene Speicherkapazität^ I¹J-²O hat, und daß durch eine Einrichtung(l50, 152, 154 )die Speicherkapazität (144) nach Beendigung des Impulses entladbar ist.

   19· Linearer Sägezahngenerator, insbesondere für ein elektronisches Me'ßinstrument , dadurch gekennzeichnet, daß ein Widerstand (10) und eine Kapazität (50 in Reihe geschaltet sind, und daß durch eine Einrichtung 68, 60, 62, 56)eine im wesentlicher feste Spannung über den Widerstand aufrechterhaltbar ist und die Kapazität auf eine vorgegebene Spannung aufladbar ist, und daß durch eine Einrichtung( 70) die Kapazität( 50) entladbar ist.

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   20. Generator nach Anspruch 19, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum aufrechterhalten einer Spannung an dem Widerstand und zum Aufladen der Kapazität einen Operatic-nal-Verstärker (52) umfaßt, der einen Eingang mit einer ersten Polarität und ein mit diesem verbundenes erstes Potential hat, und daß ein anderer Eingang mit einer zweiten Polarität mit der Verbindungsstelle zwischen dem Widerstand und der Kapazität verbunden ist, wobei der Ausgang(64)des Verstärkers (52) mit der Seite der Kapazität (50 Verbunden ist, die von den Widerstand (10) entfernt ist.

   21. Generator nach Anspruch 20, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine Einrichtung (58,60, 62, 56) das erste Potential wahlweise veränderbar ist, wodurch die feste Spannung über den Widerstand(ΙΟ)und die Aufladedauer der Kapazität(50)veränderbar sind.

   22. Zeitsteuerschaltung_/ insbesondere für ein elektronische Meßinstrument, gekennzeichnet durch eine Kapazität

   (50) einen mit der Kapazität verbundenen Widerstand( 1(), eine Einrichtung zum Erzeugen eines Ladestromes durch die Kapazität und den Widerstand zum Aufladen der Kapazität und durch eine Einrichtung(58, 60, 62, 56)zum Erzeugen eines festen Potentiales über den Widerstand, wodurch die Größe des Ladestromes steuerbar ist.

   23. Zeitsteueischaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die Kapazität( 50)und der Widerstand( IC) relativ kleine Werte haben, und daß das Potential auf einem relativ kleinen Wert gehalten wird, wodurch ein kleiner Ladestrom und eine relativ lange Aufladezeit herstellbar sind.

   24. Zeitsteuerschaltung nach Anspruch 22, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden Einrichtungen einen Verstärker <52)umfassen, der einen ersten Eingang( 66)und einen Ausgang 64) hat, wobei durch die Kapazität(50)ein Rückkopplungszweig zwischen

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   2 5 4 6 Ί 6 3

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   dem Ausgang /64) und dem Eingang/661 gebildet ist.

   25. Zeitsteuerschaltung nach Anspruch 24, dadurch gekennzeichnet, daß der Verstärker(52) ein Operational-Verstärker (52) ist, der einen zweiten Eingang (54) hat, wobei der Widerstand (ίο) mit einer Seite zusammen mit einer Seite der Kapazität/^o) an den ersten Eingang (66) angeschlossen ist, und daß durch eine Einrichtung^58, 60, 62, 56/ eine Steuerspannung an den zweiten Eingang (54) anlegbar ist, wodurch das Potential an dem ersten Eingang \6Ö\ und die Größe des Ladestromes steuerbar sind.

   26. Elektronisches Meßinstrument als Thermometer mit einem Meßfühlerelement, das eine nichtlineare Temperaturkennlinie hat, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine auf das Meßfühlerelement ansprechende Einrichtung{12, 14) ein elektrisches Temperatursignal erzeugbar ist, welches einen sich in linearer Beziehung zu der Kennlinie des Temperaturelementes verändernden Parameter hat,und daß durch eine Einrichtung^^ ein Linearisierungssignal μίδ) erzeugbar ist, das sich in nichtlinearer Weise in Abhängigkeit von dem elektrischen Temparatursignal ändert, und daß durch eine Einrichtung (32) das Linearisierungssignal (l 18) mit dem elektrischen Temperatursignal (28) kombinierbar ist, wodurch ein elektrisches Ausgangssignair54) erzeugbar ist, welches die Temperatur darstellt, der das Meßfühlerelement (lo) ausgesetzt ist,und welches für die temperaturabhängige Nichtlinearität des Meßfühlerelementes korrigiert ist«

   27· Temperaturmeßinstrument nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine Einrichtung (Ll4)die Erzeugung des Linearisierungssignales bei Werten von Temperatursignalen (2£j) innerhalb eines gewählten Bereiches von Werten relativ zu einem Bezugswert verhinderbar ist.

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   28. Temperaturmeßinstrument nach Anspruch 26, dadurch gekennzeichnet, daß sich der Widerstand R des Meßfühlerelementes /ίθ) gemäß der Gleichung R = R_Q (Ί + aT + bT ) ändert, wobei R der Widerstand des Meßfühlerelementes bei einer vorgegebenen Temperatur ist, T die Temperatur ist, a eine Konstante darstellt, die den linearen Kennlinienverlauf des Meßfühlerelementes darstellt und b eine Konstante ist, die den in zweiter Ordnung von der Temperatur abhängigen Kennlinienverlauf des Meßfühlerelementes berücksichtigt, wobei durch die Einrichtung zur Erzeugung eines elektrischen Temperatursignales ein Signal erzeugbar ist, welches die Größe R + aT darstellt, und wobei durch die Einrichtungfac\ durch die das Linearisierungssignal erzeugbar ist, eine auf das elektrische Temperatursignal(^28) ansprechende Einrichtung Ad) enthält, durch die das Linearisierung signal(118) als ein unabhängiges der Größe bT proportionale Signal erzeugbar ist.

   29. Temperaturmeßinstrument nach Anspruch 27, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung zum Erzeugen eines elektrischen Temperatursignales eine Einrichtung zur Erzeugung eines elektrischen Impulses (28) umfaßt, dessen Länge die Größe

   . (R + aT) darstellt, und daß die Einrichtung zur Erzeugung des Linearisierungssignales eine auf diesen Impuls ansprechende Einrichtung enthält, durch die ein Kompensationsimpuls (II8J erzeugbar ist, dessen Länge die Größe bT darstellt, und daß durch die Einrichtung (32) zum Kombinieren der beiden Impulse ein Aus gangs tors ignal fek) erzeugbar ist, dessen Länge gleich den kombinierten Längen des Temperaturimpulses und des Kompensationsimpulses ist.

   30. Temperaturmeßinstrument, insbesondere lineares Temperaturmeßinstrument, gekennzeichnet durch ein Widerstandsmeßfühlerelement mit einem Widerstand^, der sich gemäß der Gleichung R = R_Q (1 + aT + bT )verändert, worin bedeuten (R_Q) der Widestand des Elementes bei einer vorgegebenen Temperatur/T)

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   Temperatur,/ajeine Konstante, die die lineare Kennlinie des Temperaturmeßfühlerelementes darstellt, und(b) eine Konstante, - die die nichtlineare Kennlinie zweiter Ordnung des Elementes darstellt,und daß durch eine auf das Meßfühlerelement ansprechende Einrichtung (26)ein erstes Temperatursignal erzeugbar ist, welches den Unterschied zwischenCR ~) und der Größe(_aT) darstellt, und daß durch eine auf das erste Temperatursignal(28) ansprechende Einrichtung (30} ein zweites Temperatursignal (118) erzeugbar ist, welches die GrößefbT !darstellt, und daß durch eine Einrichtung(32]das erste und das zweite Temperatursignal miteinander kombinierbar sind, wodurch ein linearisiertes Temperatursignal erzeugbar ist.

   31. Temperaturmeßinstrument nach Anspruch J>0, dadurch gekennzeichnet, daß durch eine Einrichtung(l 14, Il6)die Erzeugung des zweiten Temperatursignales(ll8) in Abhängigkeit vom Erreichen eines vorgegebenen unteren Wertes von dem Temperatursignal veranlaßt wird.

   32. Temperaturmeßinstrument nach Anspruch 30, dadurch gekennzeichnet, daß die Einrichtung(3d)zum Erzeugen eines zvreiten Temperatursignales(118) eine erste Integrierschaltung zur Integration des ersten Temperatursignales umfaßt, an deren Ausgang ein erstes integriertes Signal erzeugbar ist, und daß eine zweite Integrierschaltung (l02) zur Integration des ersten integrierten Signales vorhanden ist, um ein zweifach integriertes Signal zu erzeugen.

   33· Temperaturmeßinstrument nach Anspruch 32* dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Integrierschaltung (l02) eine Speichereinrichtung enthält, durch die ein Signal mit einem Wert gespeichert ist, der dem zweifach integrierten Signal proportional ist, und daß durch eine Einrichtung(l50, I52, 154) der Inhalt der Speichereinrichtung auf einen vorgegebenen Wert entladbar ist.

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   ORIGINAL INSPECTED

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   34. Temperaturmeßinstrument nach Anspruch 33, dadurch gekenn zeichnet, daß durch die Einrichtung, durch die die Speichereinrichtung entladbar ist, die Entladung in wahlweise steuerbarer Zeit erfolgt.

   35. Temperaturmeßinstrument nach Anspruch 32, dadurch gekenn zeichnet, daß die Länge des ersten Temperatursignales proportional dem Unterschied zwischen den Größen^R ) und(aT)ist und eine Anstiegsflanke und eine Abfallflanke hat, und daß die zweite Integrierschaltung (102) eine Speicherkapazitäten^) enthält, die auf einen die Größe(T J darstellenden Wert aufladbar ist, und daß durch eine auf die Abfallflanke des ersten Temperaturimpulses ansprechbare Einrichtung die Kapazität(144) auf einen vorgegebenen Wert entladbar ist, und daß durch eine Einrichtung ein Kompensationsimpuls mit einer Abfallflanke erzeugbar ist, die mit der Entladung der Kapazität(l44)auf einen vorgegebenen Spannungswert koinzidiert.

   36. Verfahren zur Temperaturmessung, gekennzeichnet durch Erzeugen eines Temperatursignales, welches einen nichtlinearen Anteil hat, der sich in bekannter, nichtlinearer Weise mit der Temperatur ändert, durch Erzeugen eines Linearisierungs signales, das sich wie dieser nichtlineare Anteil ändert, durch anschließendes Kombinieren des Temperatur- und Linearisierungssignales, durch Anzeigen dieser kombinierten Signale bei Temperaturen, die sich von einer Bezugstemperatur um mehr als eine vorgegebene Größe unterscheiden, und durch Anzeigen des Temperatursignales ohne der Kombination mit dem Linearisierungs signal bei Temperaturen, die sich von der Bezugstemperatur um weniger als die vorgegebene Größe unterscheiden.

   37. Verfahren nach Anspruch 36, dadurch gekennze lehne daß sich die zu messende Temperatur über einen Bereich von

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   mehreren 100 relativ 2x1 einer Bezugs tempera tür verändern kann, wobei das Erzeugen eines Temperatursignales mit einer relativ ■ größeren Genauigkeit erfolgt und das Erzeugen eines Linearisierungssignales mit einer relativ kleineren Genauigkeit erfolgt.

   38. Verfahren nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß das Linearisierungssignal mit dem Temperatursignal kombiniert wird, wenn das Temperatursignal einen vorgegebenen Wert überschreitet.

   39· Verfahren nach Anspruch 36, dadurch gekennzeichnet, daß das Temperatursignal eine Länge hat, durch die die Temperatur dargestellt wird, und wobei die Kombination dadurch erfolgt, daß die Länge dieses Signales durch eine Größe verändert wird, die den nichtlinearen Anteil darstellt.

   Ofi&iUAL iMSPECTED

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   HO .

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