DE2542605C3 - Elektronische Uhr - Google Patents

Description

^Elektronische Uhr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der MOS-FET (2; 9) der ersten Stufe und der MOS-FET (7; 11) der zweiten oder nächsten Stufe komplementäre MOS-FETs sind, wenn der is Temperaturkoeffizient des Drainstroms des MOS-FETs (2; 9) der ersten Stufe innerhalb des Batteriespannungsbereiches von der Batterienennspannung bis zu der für den Betrieb der Uhr mindestens erforderlichen Grenzspsnnung negativ ist

3. Elektronische Uhr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der MOS-FET der ersten Stufe und der MOS-FET der zweiten oder nächsten Stufe solche desselben Kanal-Leitungstyps sind, wenn der Temperaturkoeffizient des Drainstroms des MOS-FETs der ersten Stufe innerhalb des Batteriespannungsbereiches von der Batterienennspannung bis zu der für den Betrieb der Uhr mindestens erforderlichen Grenzspannung

4. Elektronische Uhr nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Lastwiderstand (8; 12) des Feldeffekttransistors (7; 11) der nächsten Stufe ein MOS-Widerstand aus einem MOS-Transistor ist

5 Elektronische Uhr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite bzw. nächste Stufe aus einem komplementären MOS-lnverter gebildet ist und die durch Temperatureinflüsse verursachten Schwankungen der Ausgangsspannung (E₂) der ersten Stufe durch den Temperaturkoeffizienten des komplementären MOS-Inverters der nächsten Stufe kompensiert sind.

6 Elektronische Uhr nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet daß wenigstens die beiden in Kaskade geschalteten Stufen der Batteriespannungsmeßschaltung Feldeffekttransistoren (2,7; 9,11) mit jeweils einem

Widerstand (3,8; 10,12) enthalten und daß die Änderung der Batteriespannung (Et) durch die erste Stufe verstärkt und die Ausgangsspannung (E₂) der ersten Stufe sowie der zu erwartende Ausfall der Batterie durch eine logische Schaltung am Ausgang der Batteriespannungsmeßschaltung erfaßt werden.

Die Erfindung betrifft eine elektronische Uhr gemäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Da der Benutzer einer elektronischen Armbanduhr in der Regel nicht weiß, wann die seine Uhr mit elektrischer Energie versorgende Batterie erschöpft ist, kann es vorkommen, daß eine Batterie zur Vermeidung des Risikos eines Stehenbleibens der Uhr weggeworfen wird, bevor sie erschöpft ist oder daß die Batterieerschöpfung erst festgestellt wird, wenn die Uhr schon stehengeblieben ist. Um dieser Unsicherheit abzuhelfen, werden elektronische Uhren mit einer Batteriespannungsmeßschaltung versehen, die eine bevorstehende Erschöpfung der Batterie durch irgendein Signal anzeigt, bevor die Uhr stehenbleibt, und zwar so rechtzeitig (beispielsweise etwa 2 Wochen vor dem Stehenbleiben), daß noch bequem für eine Ersatzbatterie gesorgt werden kann.

Aufgrund des geringen Raumes, der für die »Innereien« einer elektronischen Armbanduhr zur Verfügung steht, ist es unbedingt erforderlich, daß eine solche Batteriespannungsmeßschaltung einfach aufgebaut ist und auf dem Chip mit untergebracht werden kann, der die übrige elektronische Schaltung der Uhr in integrierter Weise enthält, und daß die Anzahl der von außen an die integrierte Schaltung anzuschließenden Bauelemente möglichst gering ist Wenn Temperatureinflüsse auf die Batteriespannungsmeßschaltung abgebaut oder ausgeschaltet werden sollen, dann muß dies unter Berücksichtigung der vorgenannten Beschränkungen und Anforde-

Eine elektronische Uhr mit einer Batteriespannungsmeßschaltung ist aus der DE-OS 22 38 056 bekannt. Die % bekannte Batteriespannungsmeßschaltung enthält eine Leuchtdiode, die periodisch aufleuchtet, solange die

M 55 Batteriespannung oberhalb eines Grenzwertes liegt. Da dieser Grenzwert durch die Schwellenspannung der

ils Leuchtdiode bestimmt wird, unterliegt er nicht nur erheblichen Exemplarstreuungen, sondern ist auch extrem

temperaturabhängig.

Eine elektronische Uhr der im Oberbegriff des Patentanspruchs 1 angegebenen Art, bei der der Lastwiderstand der ersten Stufe der Batteriespannungsmeßschaltung zur Einstellung von deren Ansprechpegel veränderbar ist, ist durch das ältere deutsche Patent 25 18 038 vorgeschlagen worden. Die Schaltung der Batteriespannungsmeßschaltung dieser vorgeschlagenen Uhr wird später anhand der Fig. 1 bis 3 im einzelnen erläutert. Auch bei ihr besteht eine starke Temperaturabhängigkeit, die zu einer Fehlanzeige führen kann.

Für elektronische Uhren mehrere in Kaskade geschaltete Feldeffekttransistoren zu verwenden, ist aus der US-PS 37 89 599 an sich bekannt.

Aus der DE-OS 21 19 764 ist eine Spannungsmeßschaltung bekannt, bei der die Versorgungsspannung dieser Schaltung mit der Summe der Schwellwertspannungen zweier komplementärer MOS-Transistoren verglichen wird und abhängig davon, ob die Versorgungsspannung über oder unter diesem Summenwert liegt, das eine oder das andere Schaltsignal erzeugt wird. Die bekannte Schaltung enthält parallel zur Versorgungsspannungsquelle

eine erste Reihenschaltung, bestehend aus einem Widerstand und einem als Diode geschalteten MOS-Transistor. Eine hierzu parallel liegende zweite Reihenschaltung enthält einen Widerstand und einen MOS-Transistor, dessen Gate mit dem Verbindungspunkt der vorgenannten Reihenschaltung verbunden ist An den Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand .jnd dem Transistor der zweiten Reihenschaltung schließt sich ein komplementärer Inverter an. Der als Diode geschaltete Transistor der ersten Reihenschaltung und der Transistör der zweiten Reihenschaltung sind deshalb komplementäre Transistortypen, weil bei Ausbildung dieser Transistoren auf demselben Chip einer integrierten Schaltung die Summe ihrer Schwellwertspannungen keinen Exemplarstreuungen unterliegt, wie dies bei den einzelnen Schwellwertspannungen der Fall ist Eins Temperaturkompensation ist bei dieser bekannten Schaltung nicht vorgesehen. Eine mit dieser bekannten Spannungsumschaltung im Prinzip identische Schaltung wird mit dem älteren Patent 23 61 739 vorgeschlagen, wobei hier lediglich die beiden Widerstände der ersteren Schaltung als MOS-Widerstände ausgebildet sind. Eine Temperaturkompensation ist nicht Gegenstand dieses älteren Rechtes.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es, bei einer elektronischen Uhr der vorausgesetzten Art die Temperatureigenschaften der Batteriespannungsmeßschaltung zu verbessern.

Die Lösung dieser Aufgabe ist im Anspruch 1 gekennzeichnet und in den Unteransprüchen vorteilhaft weiter entwickelt

Die vorliegende Erfindung schafft nun nicht nur eine Temperaturkompensation für die Batteriespannungsmeßschaltung, sondern sie macht auch noch eine solche Schaltung verfügbar, die ohne jegliche nichtintegrierbare Bauelemente wie Thermistoren usw. auskommt. Da die starke Temperaturabhängigkeit der ersten Stufe durch die Dimensionierung der zweiten Stufe im gewünschten Spannungsbereich kompensiert wird, und zwar mit Hilfe eines MOS-FET in der zweiten Stufe, der einen Temperaturgang aufweist der von demjenigen des MOS-FET in der ersten Stufe verschieden ist und da diese temperaturkompensierte Batteriespannungsmeßschaltung nur relativ wenige Bauelemente umfaßt ist diese Meßschaltung ohne weiteres auf dem Chip für die elektronische Schaltung der Uhr mit unterzubringen, so daß praktisch kein zusätzlicher Platzbedarf erforderlich ist Daher führt diese Batteriespannungsmeßschaltung praktisch auch zu keiner Kostenerhöhung für die Uhr.

Die Erfindung wird in einer Gegenüberstellung zur vorgeschlagenen Lösung anhand von 6 Figuren näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 den grundsätzlichen Aufbau einer Batteriespannungsmeßschaltung,

Fig.2 die Beziehung zwischen der Versorgungsspannung £1 und der Ausgangsspannung £2 des in Fig. 1 dargestellten p-Kanal-MOS-FETs 2,

F i g. 3 in Form einer Kennlinie die Beziehung zwischen der Spannungsdifferenz (Vo- Vth) und dem Temperaturkoeffizienten des Drainstroms,

F i g. 4 eine Schaltung gemäß einer Ausführungsform dieser Erfindung,

F i g. 5 in Form einer Kennlinie die Temperaturabhängigkeit des Ansprechpegels der Batteriespannungsmeßschaltung, F i g. 6 die Schaltung einer weiteren Ausführungsform nach dieser Erfindung.

Es wird nun anhand der Fig. 1 eine in dem älteren Patent 25 18 038 beschriebene Batteriespannungsmeßschaltung erläutert bei der die Schwellwertspannung eines Feldeffekttransistors als Vergleichswert ausgenutzt wird. In der Grundschaltung gemäß F i g. 1 bedeuten 1 eine Spannungsquelle (in der Praxis eine Energieversorgungsbatterie), 2 einen p-Kanal-Feldeffekttransistor vom Anreicherungstyp, der im folgenden P-MOS-FET genannt wird, und 3 einen Lastwiderstand, der in dem genannten Patent einstellbar ist. Mit 4 und 5 sind komplementäre Inverter und mit 6 ist ein Ausgangsanschluß bezeichnet. Zur Vereinfachung der Erläuterung wird angenommen, daß 1 eine Spannungsquelle mit variabler Spannung ist.

Im vorliegenden Text wird unter »Schwellwertspannung« die Gatespannung eines Feldeffekttransistors verstanden, bei deren Erreichen bzw: Überschreiten ein Drainstrom einsetzt. »Schaltschwellenspannung« ist die Eingangsspannung eines Inverters, bei deren Erreichen bzw. Unter- oder Überschreiten das Ausgangssignal des Inverters invertiert wird. »Ansprechpegel« ist die Eingangsspannung der ersten Stufe der Batteriespannungsmeßschaltung, bei deren Erreichen bzw. Unterschreiten eine Signaländerung am Ausgang der Batteriespannungsmeßschaltung auftritt. Dem »Ansprechpegel« der Batteriespannungsmeßschaltung entspricht die Grenzspannung, das ist die Batteriespannung, bei deren Unterschreiten der störungsfreie Betrieb der elektronischen Uhr gefährdet ist.

Die in F i g. 2 dargestellte Kennlinie zeigt die Beziehung zwischen der Versorgungsspannung £Ί und der Ausgangsspannung £2 des P-MOS-FETs 2 der F i g. 1 für den Fall eines ausreichend großen Lastwiderstandes 3. Dieser Figur sind die folgenden Tatsachen zu entnehmen. Wird die Spannung E\ größer als die Schwellwertspannung Vth des P-MOS-FETs 2, dann wird, da dieser leitend wird, die Spannung £2 gleich der Spannung E].

Nähert sich die Spannung £. von oben der Schwellwertspannung Vth, dann fällt die Spannung E₂ rasch ab, da der P-MOS-FET 2 vom leitenden in den nichtleitenden Zustand übergeht Erreicht die Spannung E₁ die Schwellwertspannung Vth oder fällt sogar darunter, dann wird die Spannung £2 zu Null. Das Signal am Ausgang 6 wird invertiert, sobald die aufgrund eines Abfalls der Spannung der Spannungsquelle 1 sinkende Spannung £₂ gleich der Schaltschwellenspannung des Inverters 4 wird. Da der P-MOS-FET 2 auf demselben Substrat wie die komplementäre integrierte MOS-Schaltung gebildet ist, entspricht seine Schwellwertspannung im wesentlichen der der übrigen MOS-FETs der Uhrenschaltung und liegt somit bei ca. C,7 V. Damit ist diese Schwellenwertspannung in der Praxis etwa halb so groß wie der erforderliche Ansprechpegel der Detektorschaltung von etwa 1,4 V. Dies bedeutet, daß der Lastwiderstand 3 klein und die Neigung der £1 —£₂-Kurve in Fig.2 flach gemacht werden muß, will man den Ansprechpegel auf 90 bis 95% der Batterienennspannung einstellen. Damit wird die Umschaltbedingung des P-MOS-FETs 2 unbestimmt. Der Ansprechpegel liegt jedoch fest, da £2 mit der Schaltschwellenspannung der nächsten Inverterstufe 4 verglichen wird.

Auf diese Weise kann das Abfallen der Batteriespannung, das heißt, die Erschöpfung der Batterie durch einen

Umschaltvorgang erfaßt bzw. gemessen werden, bei dem die Schwellwertspannung eines Feldeffekttransistors ausgenutzt wird. Es entsteht jedoch bei der Einführung dieser Schaltung in die Praxis dadurch ein Problem, daß die Batteriespannungsmeßschaltung eine verhältnismäßig starke Temperaturabhängigkeit aufweist.

Es ist notwendig, bei der Batteriespannungsmeßschaltung eine Temperaturkompensation vorzusehen, um zu verhindern, daß je nach den Temperaturbedingungen ein Absinken der Batteriespannung erfaßt wird, selbst

wenn die Batteriespannung noch ihren Nennwert aufweist und andererseits ein Absinken der Spannung nicht

erfaßt wird, selbst wenn der zuverlässige Wert schon unterschritten ist. Durch die vorliegende Erfindung wird das Temperaturverhalten der Batteriespannungsmeßschaltung verbessert.

Bei dem in F i g. 1 dargestellten grundsätzlichen Aufbau der Batteriespannungsmeßschaltung spricht der P-MOS-FET 2 in der ersten Stufe am stärksten auf Temperaturänderungen an. Hier wiederum kommt dem Temperaturverhalten des Drainstroms eine besondere Bedeutung zu, da die Ausgangsspannung des P-MOS-FETs 2 proportional zum Drainstrom ist. Das Temperaturverhalten der komplementären Inverter 4 und 5 ist aus den später erläuterten Gründen gut.

Im allgemeinen läßt sich der Temperaturkoeffizient des Drainstroms ID eines MOS-FETs (nachfolgend als I D-Temperaturkoeffizient bezeichnet) durch die folgende Gleichung ausdrücken, falls die Drainspannung V_n konstant ist:

L A!L = J iüiL + ( ~^λ ■ ^aV™ \ (1)

+ ( ID AT μη άΤ \(V_c-V_Th)

Hierbei bedeuten:

Vc = Spannung zwischen Gate und Source, im folgenden »Gatespannung« genannt,
Vth = Schwellwertspannung,
μπ = Elektronenbeweglichkeit in der Inversionsschicht.

Da sowohl —rzrals auch —-rp-negative Werte sind, kann durch geeignete Wahl von (Ve— Vth) die Temperaturabhängigkeit des Drainstroms positiv, negativ oder Null gemacht weden. F i g. 3 zeigt die Beziehung zwischen der Spannungsdifferenz (Ve— V_Th) und dem ID-Temperaturkoeffizienten in Form einer Kennlinie.

Obwohl es also theoretisch möglich ist, diesen ID-Temperaturkoeffizienten zu Null zu machen, fällt dies in der Praxis sehr schwer. Die Schwellwertspannung Vth müßte nämlich auf etwa 1,0 V angehoben werden, damit bei einer Gatespannung von etwa V_c=l,5 V der ID-Temperaturkoeffizient gemäß Gleichung (1) Null wird. Da jedoch die Batteriespannungsmeßschaltung auf den gleichen IC-Plättchen wie die übrigen Schaltungsteile der Uhr gebildet wird, müßten die Schwellwertspannungen Vth der Transistoren sämtlicher Schaltungsteile erhöht werden. Eine solche Erhöhung der Schwellwertspannungen Vth würde jedoch eine Anzahl unerwünschter Effekte wie eine Verschlechterung des Spannungsverhaltens der Oszillatorschaltung und der Zeitgenauigkeit, einen Abfall des Drainstroms in der Treiberschaltung und ferner in der Teilerschaltung eine Verschlechterung der Störfestigkeit verursachen. Es ist demzufolge nicht erwünscht, die Schwellwertspannung VVh anzuheben.

Die Erfindung sieht nun eine Temperaturkompensation ohne Verschlechterung der Schaltungseigenschaften bzw. von deren Wirkungsgrad vor.

Bei der Erfindung werden die in der ersten Stufe der Batteriespannungsmeßschaltung als Folge von Temperaturschwankungen auftretenden Schwankungen der Ausgangsspannung durch die Temperatureigenschaften des Feldeffekttransistors (FET) der nächsten Stufe oder weiter hinten liegender Stufen kompensiert

Zur Erläuterung der Erfindung wird zunächst die Tempeaturabhängigkeit der Ausgangsspannung und der Schaltschwellenspannung der komplementären Inverter nach Fig. 1 beschrieben. Der ID-Temperaturkoeffizient sowohl von n-Kanal-MOS-FETs als auch von p-Kanal-MOS-FETs läßt sich durch Gleichung (1) ausdrükken. Wenn die Eingangsspannung des Inverters in der Nähe der Schaltschwellenspannung liegt, dann trifft für beide komplementären Transistoren des Inverters zu, daß die Gatespannung Vq in der Nähe der Schwellenwertspannung Vth liegt Dadurch wird der zweite Term auf der rechten Seite von Gleichung (1) größer als der erste Term und der ID-Tempeaturkoeffizient sowohl des P-MOS-FETs als auch des N-MOS-FETs des Inverters positiv. Aus diesem Grund ändert sich der Widerstand zwischen Drain und Source sowohl des P-MOS-FETs als auch des N-MOS-FETs in der gleichen Weise abhängig von der Temperatur, was zur Folge hat, daß sich Temperaturschwankungen kaum auf die Schaltschwellenspannung bzw. die Ausgangsspannung auswirken können. Andererseits weist bei einem Inverter mit einem einzigen MOS-FET, dessen Last ein Widerstand ist, dieser Widerstand kein solches Temperaturverhalten auf, das das Temperaturverhalten des MOS-FETs kompensieren könnte, so daß sich das Temperaturverhalten des MOS-FETs direkt auf die Schaltschwellenspannung bzw. die Ausgangsspannung auswirkt

Bei der Erfindung wird der Temperaturgang des Ansprechpegels durch Kompensation der durch Temperatur-Schwankungen in der ersten Stufe verursachten Schwankungen der Ausgangsspannung verbessert Dies geschieht durch einen geschickten Einsatz eines MOS-FET-Inverters, bei dem als Last der Eingangswiderstand der nächsten Stufe oder der dahinterliegenden Stufen der Batteriespannungsmeßschaltung dient Hierbei wird das oben beschriebene Temperaturverhalten des MOS-FET-Inverters ausgenutzt, bei dem als Last ein Widerstand dient

Es wird nun eine Ausführungsform der Erfindung beschrieben.

Bei der in F i g. 4 dargestellten erfindungsgemäßen Schaltung entspricht die erste Stufe der ersten Stufe der Schaltung nach F i g. 1. Als nächste Stufe schließt sich ein Inverter aus einem N-MOS-FET (n-KanaJ-MOS-FET) 7 und einem Lastwiderstand 8 an. Der Rest entspricht wiederum der Batteriespannungsmeßschaltung nach

Fig. 1. Bei der Schaltung nach Fig.4 ist die Schwellwertspannung des P-MOS-FETs 2 0,7 Volt und die Gatespannung, bei der der ID-Temperaturkoeffizient zu Null wird, etwa 1,1 Volt. Wenn der vorgegebene Ansprechpegel 1,5 Volt ist, wird der ID-Temperaturkoeffizient des P-MOS-FETs 2, wie aus F i g. 3 zu entnehmen ist, innerhalb eines Bereiches der Versorgungsspannung von der Batterienennspannung 1,58 Volt bis zur vorgeschriebenen Grenzspannung von 1,50 Volt, bei der die Erschöpfung der Batterie angezeigt werden soll, negativ.

Liegt die Versorgungsspannung im Bereich zwischen der Batterienennspannung von 1,58 Volt und der vorgeschriebenen Grenzspannung von 1,50 Volt und darüber, dann sind bei normaler Temperatur der P-MOS-FET 2 und der N-MOS-FET 7 im eingeschalteten Zustand. Da, wie beschrieben, in dem genannten Bereich der Versorgungsspannung der ID-Temperaturkoeffizient des P-MOS-FETs negativ ist, nimmt der Widerstand zwischen Source und Drain des P-MOS-FETs 2 zu, wenn die Temperatur ansteigt. Demgemäß nimmt die Ausgangsspannung £2 ab. Andererseits ist die Spannung zwischen Gate und Source des N-MOS-FETs 7 mit der Spannung £2 identisch, was bei einem Temperaturanstieg eine Zunahme des Widerstandes zwischen Drain und p

Source des N-MOS-FETs 7 zur Folge hat. Da die Spannung zwischen Gate und Source des N-MOS-FETs 7 bei ;'

diesem Zustand einen in der Nähe der Schwellwertspannung liegenden Wert aufweist, ist die Spannungsdiffe- |

renz (Ve— Vm) nahezu Null. Demgemäß ist der ID-Tcmpcraturkoeffizieni des N-MOS-FETs 7 selbst positiv 15 §i

[siehe Gleichung (I)], so daß als Folge eines Temperaturanstiegs der Widerstand zwischen Drain und Source ||

abnimmt. ψ

Wie erwähnt, wird der durch eine Schwankung der Ausgangsspannung als Folge einer Temperaturschwan- Sjj

kung des P-MOS-FETs 2 der ersten Stufe ausgeübte Einfluß auf den Widerstand zwischen. Drain und Source des

N-MOS-FETs 7 der nächsten Stufe durch dessen Temperaturcharakteristik kompensiert und als Folge hiervon 20 ^;|

die Temperaturabhängigkeit der Ausgangsspannung des N-MOS-FETs 7 der nächsten Stufe vermindert. Die IJ

Temperaturcharakteristik des Ansprechpegels der Batteriespannungsmeßschaltung wird damit verbessert.

Es wurde die Kompensation anhand einer Temperaturzunahme erläutert. Die erfindungsgemäße Schaltung bewirkt jedoch auch eine Temperaturkompensation bei fallender Temperatur. Es wird nun der Betrag der Temperaturkompensation erläutert.

Der Arbeitspunkt des P-MOS-FETs der wersten Stufe liegt an der Stelle a (siehe Fig.3) und des N-MOS-FETs der nächsten Stufe an der Stelle c. Der absolute Wert des Temperaturkoeffizienten ist an der Stelle cgroß, da die Spannung Vo in der Nähe der Schwellwertspannung VVh liegt. Er ist etwa zehnmal so groß wie der absolute Wert an der Stelle a. Nimmt man an, daß sich der ID-Temperaturkoeffizient in der Ausgangsspannung wiederspiegelt und eine Temperaturschwankung eine Schwankung ΔΕι der Ausgangsspannung £2 der ersten Stufe zur Folge hat, dann unterliegt diese Spannungsschwankung im N-MOS-FET der nächsten Stufe einer Verstärkung,.?. Die Ausgangsspannung dieser Stufe weist somit als Folge der Temperaturschwankung der ersten Stufe eine Schwankung \onj34Ei auf.

Da die durch Temperaturschwankungen des N-MOS-FETs in der zweiten Stufe verursachte Schwankung /IE3 der Ausgangsspannung £3 etwa zehnmal größer als ΔΕ-ι der Ausgangsspannung £2 der ersten Stufe ist, kann sie vollständig beseitigt werden, falls die Spannungsverstärkung β des N-MOS-FETs in der zweiten Stufe zehn ist. Die Spannungsverstärkung/= 10 kann einfach realisiert und durch den Wert des Lastwiderstandes 8 gesteuert werden. Der Betrag der Temperaturkompensation kann also durch den Wert des Lastwiderstandes der nächsten bzw. zweiten Stufe gesteuert werden.

F i g. 5 zeigt die Temperaturkennlinie des Ansprechpegels der Ausführungsform nach F i g. 4 im Vegleich zu dem eines komplementären Inverters in der nächsten Stufe. Hierbei bedeutet A den Temperaturgang der Schaltung unter Verwendung eines N-MOS-FETs mit ohmschem Lastwiderstand in der nächsten Stufe und B den Temperaturgang der Schaltung unter Verwendung eines komplementären Inverters in der nächsten Stufe.

Die Erfindung wurde anhand eines Ausführungsbeispiels beschrieben, bei dem in der ersten Stufe ein P-MOS-FET und in der darauffolgenden Stufe ein N-MOS-FET verwendet wurde. Falls ein N-MOS-FET, dessen 1 D-Temperaturkoeffizient innerhalb des Bereiches der Versorgungsspannung von der normalen Batterienennspannung bis zur vorgegebenen Grenzspannung negativ ist, in der ersten Stufe benutzt wird, wird zur Temperaturkompensation entsprechend F i g. 6 in der nächsten Stufe ein P-MOS-FET benutzt. In F i g. 6 bedeuten 9 einen N-MOS-FET und 11 einen P-MOS-FET, jeweils vom Anreicherungstyp, 10 und 12 Lastwiderstände.

Falls andererseits in der ersten Stufe ein MOS-FET verwendet wird, dessen Temperaturcharakteristik innerhalb des Bereiches vor. der Battcrienennspannung bis zur vorgegebenen Grenzspanr.ung positiv ist, erfolgt bei einem P-MOS-FET in der ersten Stufe die Temperaturkompensation durch Verwendung eines P-MOS-FETs in der nächsten Stufe und bei einem N-MOS-FET in der ersten Stufe durch Verwendung eines N-MOS-FETs in der zweiten Stufe. Selbst wenn für die praktische Verwirklichung der Erfindung der Lastwiderstand in der nächsten bzw. zweiten Stufe aus einem MOS-Widerstand besteht, kann der gleiche Effekt erreicht werden.

Wie erwähnt, sieht die Erfindung die Kompensation der durch Temperaturschwankungen des FETs in der ersten Stufe verursachten Schwankungen mittels der Temperaturcharakteristik der FETs in der nächsten Stufe oder danach, welche zur ersten Stufe in Kaskade geschaltet sind, vor. Neben den beschriebenen Methoden lassen sich verschiedene andere Methoden für die Einstellung der Temperaturcharakteristik der nachfolgenden Stufe entwerfen. Zum Beispiel kann die nächste Stufe bzw. die zweite Stufe aus einem komplementären Inverter gebildet sein, dessen p- und η-Bereich voneinander verschieden ausgebildet werden, wodurch dem komplementären Inverter ein solcher Temperaturkoeffizient verliehen wird, daß eine Temperaturkompensation erfolgt Die beschriebenen Methoden sind außerdem nicht nur bei MOS-FETs, sondern auch bei Sperrschicht-Feldeffekt-Transistoren anwendbar.

Außerdem ist die angegebene Batteriespannungsmeßschaltung nicht nur für eine elektronische Uhr, sondern auch für einen elektronischen Taschenrechner, einen Analog-Digital-Umwandler unter Verwendung von FETs und einer Spannungsvergleichsschaltung, die die Spannung eines Thermometers vergleicht eto, anwendbar.

Wie im einzelnen beschrieben, kann die Temperaturkompensationsschaltung innerhalb eines monolithischen

IC-Plättchens ohen Verwendung eines temperaturempfindlichen Elementes wie eines Thermistors ausgeführt werden, wobei ein ausreichender Kompensationseffekt erzielt wird. Damit trägt die Erfindung wesentlich dazu bei, daß für eine elektronische Uhr die Batteriespannungsmeßschaltung in Verbindung mit einer Anzeigevorrichtung für die Lebensdauer der Batterie praktische Bedeutung gewinnt.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   1 Elektronische Uhr mit einer ZeitnormalqueUe, einer eine Teilerschaltung enthaltenden elektronischen Schaltung, einer Anzeigevorrichtung, einer Energieversorgungsbatterie und einer Battenespannungsmeß-

   schaltung die mindestens in der ersten Stufe einen Anreicherungs-MOS-FET dem zwischen Gate- und Source-Anschluß die Batteriespannung oder eine Batterieteilspannung in Durchlaßrichtung zugeführt wird, und einen an den Drain-Anschluß angeschlossenen Lastwiderstand aufweist, und die m einer zweiten oder nächsten Stufe einen Anreicherungs-MOS-FET-Inverter umfaßt, dessen Eingang mit dem Drain-AnschluU der ersten Stufe verbunden ist,dadurchgekennzeichnet,daß temperaturbedingte ^wankungen

   ,o der Ausgangsspannung (E₂) der ersten Stufe (2,3; 9,10) durch das Temperaturverhalten der MOS-FhIs (7; 11) der zweiten Stufe (7,8; U, 12) in ihrer Auswirkung auf die Ausgangsspannung (E₃) der zweiten Stute