DE2540437A1

DE2540437A1 - Winkelmodulationsanordnung

Info

Publication number: DE2540437A1
Application number: DE19752540437
Authority: DE
Inventors: Kiyotake Fukui; Yukinobu Ishigaki
Original assignee: Victor Company of Japan Ltd; Matsushita Electric Industrial Co Ltd
Current assignee: Victor Company of Japan Ltd; Panasonic Holdings Corp
Priority date: 1974-09-12
Filing date: 1975-09-11
Publication date: 1976-04-01
Also published as: GB1491167A; DE2540437C2; US4009455A

Description

Patentanwälte 254043?

Dr.-Ing. Wilhelm Beichel DiPl-In(T. Wolfgang Reichel

6 Frankiuii a. M. 1
Peukeiraße 13

8286

MATSUSHITA ELECTRIC INDUSTRIAL CO., LTD. Kadoma-City, Japan VICTOR COMPANY OF JAPAN, LTD., Yokohama-City, Japan

Winkelmodulationsanordnung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Winkelmodulationsanordnung und ist insbesondere auf eine Winkelmodulationsanordnung gerichtet, die unter Verwendung einer phasenstarren Schleife eine Winkelmodulation mit einem großen Modulationsindex vornehmen kann.

Eine bekannte Winkelraodulationsanordnung mit einer phasenstarren Schleife enthält einen spannungsgesteuerten Oszillator, einen Bezugsfrequenzoszillator, einen Phasenvergleicher, der eingangsseitig an den spannungsgesteuerten Oszillator und an den Bezugsfrequenzoszillator angeschlossen ist, und einen Addierer, der das Ausgangssignal des Phasenvergleichers und das Modulationseingangssignal addiert und das resultierende Ausgangssignal dem spannungsgesteuerten Oszillator zuführt. Bei dieser bekannten Anordnung bilden der

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spannungsgesteuerte Oszillator, der Phasenvergleicher und der Addierer die phasenstarre Schleife. Der spannungsgesteuerte Oszillator nimmt die Winkelmodulation in Übereinstimmung mit dem Modulationseingangssignal vor. Die Schwingung des spannungsgesteuerten Oszillators wird in Übereinstimmung mit der Phasendifferenz oder der Frequenzdiffenenz zwischen dem Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators und der Bezugsfrequenz des Bezugsfrequenzoszillators gesteuert. Das winkelmodulierte Signal tritt am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators auf.

Der Phasenvergleichsgrenzwert eines Phasenvergleichers beträgt im allgemeinen t τι/2 Radiant bei einem Phasenvergleicher mit einem Multiplizierer und i TT; Radiant oder ί 2ττ_; Radiant bei einem Digitalphasenvergleicher. In jedem Falle beträgt der Phasenvergleichsgrenzwert des Phasenvergleichers größenordnungsmäßig maximal * 2 π Radiant. Der Verriegelungsbereich einer phasenstarren Schleife wird durch den Phasenvergleichsgrenzwert des Phasenvergleichers beschränkt. Folglich wird der Modulationsindex bei der Winkelmodulation durch den Phasenvergleichsgrenzwert eingeschränkt·

Bei der bekannten Anordnung beträgt daher der Grenzwert der Winkelabweichung oder des Winkelhubs bei der Winkelmodulation J 2 ^Radiant, selbst wenn man einen Phasenvergleicher mit einem Phasenvergleichsgrenzwert von i 2 Π Radiant verwendet. Eine Winkelmodulation mit einem diesen Wert überschreitenden Hub kann man folglich nicht ausführen, so daß man keinen großen Modulationsindex erzielen kann. «

Um diese Schwierigkeiten zu überwinden, wurde bereits eine Anordnung vorgeschlagen, die sich auszeichnet durch einen spannungsgesteuerten Oszillator, einen Fre-

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quenzteiler, der die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators auf 1/N teilt, einen Bezugsfrequenzoszillator, einen weiteren Frequenzteiler, der die Ausgangsfrequenz des Bezugsfrequenzoszillators auf 1/N teilt, einen Phasenvergleicher, dem die Ausgangssignale der beiden Frequenzteiler zugeführt werden, und einen Addierer, der das Ausgangssignal des Phasenvergleichers und ein Modulationseingangssignal addiert und das resultierende Ausgangssignal dem spannungsgesteuerten Oszillator zuführt.

Wenn man das am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators auftretende winkelmodulierte Signal im ersten Frequenzteiler auf 1/N teilt, wird der Winkelhub ebenfalls auf 1/N geteilt. Wenn man den auf 1/N geteilten Winkelhub veranlaßt, gleich dem Phasenvergleichsgrenzwert (± 2 π rad) des Phasenvergleichers zu werden, kann man den Winkelhub der winkelmodulierten Schwingung gleich t 2 Π · N rad machen. Das bedeutet, daß man den maximalen Modulationsindex Nmal größer machen kann als bei der zuerst beschriebenen bekannten Winkelmodulationsanordnung.

Wenn man aber das Frequenzteilungsverhältnis N bei dem erwähnten Frequenzteiler groß macht, um einen gewünschten maximalen Modulationsindex zu erzielen, nimmt die Frequenz des dem Phasenvergleicher zugeführten Eingangssignals in entsprechender Weise ab. Wenn diese Frequenz des Eingangssignals des Phasenvergleichers innerhalb des Frequenzbandes des Modulationssignals liegt, werden im Modulationssignal bei einer gewissen Frequenz Schwebungen erzeugt.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Winkelmodulationsanordnung zu schaffen, bei der die beschriebenen Nachteile nicht auftreten.

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Nach der Erfindung zeichnet sich eine Winkelmodulationsanordnung aus durch eine Einrichtung zum Zuführen eines Modulationssignals, einen spannungsgesteuerten Oszillator, dessen Schwingungsfrequenz durch ein angelegtes Signal gesteuert wird, eine Frequenzteilungseinrichtung, die die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators mit einem vorbestimmten Teilungsverhältnis teilt, eine Einrichtung zum Zuführen eines Bezugssignals vorbestimmter Frequenz, eine Phasenvergleichseinrichtung, der das Ausgangs signal der Frequenzteilungseinrichtung und das Bezugssignal der Bezugssignalzufuhreinrichtung zugeführt werden, eine Frequenzselektionseinrichtung, die zum Eliminieren einer unerwünschten Seitenbandkomponente im Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators dient und in einem Zweig vorgesehen ist, der vom Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators über die Frequenzteilungseinrichtung zum Eingang des Phasenvergleichers führt, und eine Addiereinrichtung, die das Modulationssignal mit dem Ausgangs signal der Phasenvergleichseinrichtung addiert und das addierte Signal dem spannungsgesteuerten Oszillator zuführt, an dessen Ausgang ein winkelmoduliertes Signal auftritt.

Bei einer bevorzugten Weiterbildung der Winkelmodulationsanordnung weist das winkelmodulierte Signal einen großen Rauschabstand und einen niedrigen Verzerrungs- oder Klirrfaktor auf. Dazu ist nach der Erfindung eine Eliminationsschaltung vorgesehen, die eine frequenzgeteilte Trägerkomponente eliminiert und die in demjenigen Zweig vorgesehen ist, der vom Ausgang des Phasenvergleichers der phasenstarren Schleife zum Addierer führt, der das Aüsgangssignal des Phasenvergleichers und das Modulationseingangssignal addiert«

Nach der Erfindung ist die Winkelmodulationsanordnung vorzugsweise derart ausgebildet, daß bezüglich des spannungsgesteuerten Oszillators der phasenstarren Schleife

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zur Ausführung der Winkelmodulation die Rauschsignalkomponente wirksam entfernt ist, so daß der spannungsgesteuerte Oszillator mit einer guten Linearität und einem geringen Verzerrungs- oder Klirrfaktor arbeitet.

Eine Weiterbildung der erfindungsgemäßen Winkelmodulationsanordnung ist dadurch gekennzeichnet, daß der Winkelmodulationsvorgang sofort nach dem Einschalten der Speisespannungsquelle ausgeführt wird.

Die Erfindung wird an Hand von Zeichnungen im einzelnen erläutert. Es zeigt:

Fig. 1 ein Blockschaltbild mit dem grundsätzlichen Aufbau eines Ausführungsbeispiels der Winkelmodulationsanordnung nach der Erfindung,

Fig. 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Schleifenfilters in der in der Fig. 1 dargestellten Anordnung,

Fig. 3 eine grafische Darstellung eines Amplitudenganges des in der Fig. 2 dargestellten Schleifenfilters,

Fig. 4 eine grafische Darstellung eines Amplitudenganges einer Eliminations schaltung zum Eliminieren einer frequenzgeteilten Trägerkomponente für die in der Fig. 1 dargestellte Anordnung,

Fig. 5 ein Schaltbild einer besonderen Ausführungsform einer elektrischen Schaltungsanordnung des in der Fig. dargestellten Blockschaltbilds,

Fig. 6 eine grafische Darstellung einer selektiven Filterkennlinie der in der Fig. 5 gezeigten Frequenzselektionsschaltung,

Fig. 7 ein Blockschaltbild eines Ausführungsbeispiels einer Rauscheliminationsanordnung für einen spannungsgesteuerten Oszillator,

Fig. 8 ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer nach der Erfindung ausgebildeten Winkelmodulationsanordnung und 609814/0369

,Fig. 9 ein Schaltbild einer besonderen Ausführungsform einer elektrischen Schaltungsanordnung des in der Fig· 8 dargestellten Blockschaltbilds.

Bei der in der Fig. 1 dargestellten Winkelmodulationsanordnung wird ein im Tonfrequenzband liegendes.Modulationssignal an einen mit einem Addierer 11 verbundenen Eingangsanschluß 10 gelegt. Der Addierer 11 addiert dieses Modulationssignal mit einem Signal von einer Eliminationsschaltung 21 für eine frequenzgeteilte Trägerkomponente. Das resultierende Additionssignal wird einem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zugeführt, um die Schwingungsfrequenz Fo des spannungsgesteuerten Oszillators zu steuern.

Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 12 wird einem ersten Frequenzteiler 14 mit einem Frequenzteilungsverhältnis N1 zugeführt, der die Frequenz des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators 12 auf 1/N1 teilt. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 14 gelangt zu einer Frequenzselektionsschaltung 15, wo das unerwünschte Seitenband aus dem Signal entfernt wird. Das resultierende Signal wird einem zweiten Frequenzteiler 16 mit einem Frequenzteilungsverhältnis N2 zugeführt, der die Frequenz auf 1/N2 teilt. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 16 wird an einen Phasenvergleicher 17 gelegt.

Das Bezugsfrequenzsignal eines Bezugsfrequenzoszillators 18 gelangt über einen dritten Frequenzteiler, der ein Frequenzteilungs verhältnis N3 aufweist und die Frequenz auf 1/N3 teilt, zu dem Phasenvergleicher 17. Zwischen den Frequenzteilungsverhältnissen besteht hier die Beziehung N3 = N1 · N2.

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Der Phasenvergleicher 17 liefert an seinem Ausgang eine Fehlerspannung, die von der Phasendifferenz oder der Frequenzdifferenz zwischen den Signalen von den Frequenzteilern 16 und 19 abhängt. Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 17 wird an ein Schleifenfilter 20 gelegt, das aus dem Signal die Hochfrequenzkomponente entfernt. Das sich ergebende Signal wird einer Eliminationsschaltung 21 zugeführt, wo die frequenzgeteilte Trägerkomponente eliminiert wird. Das resultierende Signal wird, wie bereits erwähnt, dea Addierer 11 zugeführt.

Die geschlossene Schleife der Anordnung mit dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 und dem Phasenvergleicher 17 bildet eine phasenstarre Schleife. Der spannungsgesteuerte Oszillator 12 wird vom Ausgangssignal des Phasenvergleichers 17 angesteuert und wird gleichzeitig durch das Modulationssignal am Eingangsanschluß 10 gesteuert. Folglich liefert der spannungsgesteuerte Oszillator 12 an seinem Ausgang ein winkelmoduliertes Signal, das sich durch Modulation eines Trägers von einer Frequenz, die gleich der Bezugsschwingungsfrequenz des Bezugsoszillators 18 ist, mit dem am Eingangsanschluß 10 anliegenden Modulationssignal ergibt. Das winkelmodulierte Signal wird einem Ausgangsanschluß 13 zugeführt.

Für die folgende analytische Betrachtung werden der Maximal- und Minimalwert der Frequenz f des dem Eingangsanschluß 10 zugeführten Modulationssignals mit f_aax und £_*_ bezeichnet, und der Maximalwert des Modulationsindexes mf der Winkelmodulation wird nif genannt. Der Phasenvergleichsgrenzwert wird mit + 2 π rad angenommen. Der virtuelle Phasenvergleichsgrenzwert des Phasenvergleichers 17 in bezug auf die Mittenfrequenz Fo der Ausgangsschwingung des spannungsgesteuerten Oszillators 12 wird 2π· N1 · N2 rad. Damit der Maximalwert ¹Qf_nJg_1x des Modulationsindexes den Phasenmodulationsgrenzwert nicht Überschreitet, müssen die Frequenzverhältnisse N1, N2 und N3 der folgenden Beziehung genügen:

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mf
N3 * Ν1·Ν2 ■t (1)

2π

Auf der Ausgangsseite des Frequenzteilers 17 beträgt die Mittenfrequenz des Trägers gleich Fo/N1»N2, und das erste Seitenband der winkelmodulierten Schwingung mit Bezug auf die Modulationsfrequenz f wird gleich (Fo/N1»N2) ± f. Wenn f ^ Fo/N1·Ν2, wird das obere Seitenband gleich 2Fo/N1»N2. Die Frequenz dieses oberen Seitenbandes ist ein ganzzahliges Vielfaches (das Zweifache im Falle von 2) der frequenzgeteilten Bezugsfrequenz fo/N3 (=fo/N1'N2). Wenn die oben erwähnte Frequenzselektionsschaltung nicht vorgesehen ist, treten demzufolge im Ausgang des Phasenvergleichers 17 Schwebungen auf. Wenn man das Frequenzband am Ausgang des Frequenzteilers 16 mit ±ΔΒ bezeichnet, muß der Betrag von A B innerhalb des folgenden Bereiches gehalten werden;

Ν1·Ν2

(2)

Bei der erfindungsgemäßen Anordnung wird die obige Gleichung (2) erfüllt und gleichzeitig ist die Frequenzselektionsschaltung 15 zum Eliminieren einer unerwünschten Seitenbandkomponente zwischen den Frequenzteilern 14 und vorgesehen.

Die Trägermittenfrequenz am Ausgang des Frequenzteilers 14 beträgt F0/NI. Das erste Seitenband für die Modulationsfrequenz f gleich (Fo/N1)± f. Wenn f = 2Fo/N1, ergibt sich für das erste Seitenband:

Fo _f rJ Fo

N1 N1

Zwischen diesem ersten Seitenband und der frequenzgeteilten Trägerfrequenz Fo/N1 werden Schwebungen erzeugt. Daher muß

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für das Frequenzteilungsverhältnis N1 die folgende Beziehung erfüllt sein:

N1 < SSL- (3)

max

Dabei ist N1 eine ganze Zahl, die größer als 1 ist. ·

Da aber das Ausgangssignal von der Bandbreite des Frequenzteilers 14 durch die Frequenzseiektionsschaltung derart begrenzt ist, daß es der obigen Gleichung (2) genügt, ist es erforderlich, daß wenigstens ein Paar von Seitenbändern innerhalb des Bandes ist, selbst zu der Zeit, wenn der Modulationsindex raf für die null zu werdende Ampli tude der Trägerkomponente sich zu mf "= 2,4 ergibt.

Im Hinblick auf den Maximalwert mf' _v des Modula

max

tionsindexes bei f » ΔΒ = Fo/N1»N2 bedeutet dies, daß der Modulationsindex am Ausgang des Frequenzteilers gleich mf' _„/N1 ist. Da mf__o_/N1 ^. 2,4 eingehalten werden muß, gilt für das Frequenzteilungsverhältnis N1ϊ

ν mf¹
_N1 > SaS (4)

2,4

Aus den Gleichungen (3) und (4) ergibt sich somit für das Frequenzteilungsverhältnis N1:

"*'^ma* < N1 < SESL (5)

2,4 max

In der obigen Weise werden aus den Gleichungen (1), (2) und (5) die Werte der Frequenzteilungsverhältnisse N1 und N2 und der Frequenzbandbreite + Δ B am Ausgang des Frequenzteilers 16 infolge der Frequenzselektionsschaltung 15 bestimmt. Auf diese Weise erhält man für den Eingang des Phasenvergleichers 17 das optimale Signal.

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Für die Frequenzselekti ons schaltung 15 wird ein Bandpaßfilter mit einer steilen schmalbandigen Filtercharakteristik benutzt, wie es noch an Hand von konkreten Schaltungen beschrieben wird.

Das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 17 wird dem Schleifenfilter 20 zugeführt, wo die Hochfrequenzkomponente entfernt wird. Wenn man für das Schleifenfilter 20 ein Filter mit Widerständen r1 und r2 und einen Kondensator C entsprechend der Darstellung nach der Fig. 2 verwendet, ergibt sich die in der Fig. 3 gezeigte Dämpfungskennlinie. Die Kennlinie verläuft unterhalb der Frequenz f1 und oberhalb der Frequenz f2 flach und weist dazwischen eine Steigung von -6 dB/oct auf. Es gilt:

+ r2) 2ti C r1 Wenn rl ^ r2, kann man schreiben:

2ττ C r2

Falls das Schleifenfilter 20 die unerwünschte frequenzgeteilte Trägerkomponente mit einer Frequenz von Fo/N1-N2 oder mit einer Frequenz, die ein ganzzahliges Vielfaches davon ist, nicht vollständig dämpfen kann, wird der spannungsgesteuerte Oszillator 12 von dieser unerwünschten Komponente ebenfalls angesteuert, falls das Ausgangs signal des Schleifenfilters 20 direkt über den Addierer 11 dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zugeführt wird. Wenn der Rauschabstand der winkelmodulierten Schwingung klein ist, der Verzerrungs- oder Klirrfaktor groß ist und insbesondere die Frequenz des am Eingangsanschluß 10 anliegenden Modulationssignals nahe bei der Frequenz der erwähnten frequenzge-

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teilten Trägerkomponente liegt oder ein ganzzahliges Vielfaches davon ist, treten Schwebungsstörungen auf.

Nach der Erfindung ist daher vorzugsweise hinter dem Schleifenfilter 20 die Eliminationsschaltung 21 zum Entfernen der frequenzgeteilten Trägerkomponente vorgesehen· Die Kennlinie dieser Eliminationsschaltung ist derart ausgewählt, wie es in der Fig. 4 dargestellt ist. Es findet somit bezüglich der geteilten Trägerfrequenz Fo/N1-N2 eine vollständige Dämpfung statt, jedoch wird das Tieffrequenzverhalten der phasenstarren Schleife nicht beeinträchtigt. Die Funktion der Eliminationsschaltung 21 führt zu dem Ergebnis, daß die oben erwähnte frequenzgeteilte Trägerkomponente und eine Komponente mit einer Frequenz, die ein ganz-. zahliges Vielfaches der genannten geteilten Trägerfrequenz ist,'wirksam gedämpft werden und daher nicht zum sapnnungsgesteuerten Oszillator 12 gelangen.

An Hand der Fig. 5 wird eine besondere Ausführungsform einer elektrischen Schaltungsanordnung beschrieben, die als Blockschaltbild in der Fig. 1 dargestellt ist· In der Fig. 5 sind die in der Fig. 1 gezeigten Blöcke mit unterbrochenen Linien eingezeichnet und mit denselben Bezugszahlen versehen.

Das dem EingangsanschluS 10 zugeführte Modulationssignal gelangt über einen Kondensator C1 und über einen Pufferverstärker 30 mit Widerständen R1 bis R4 und mit einer den eigentlichen Verstärker bildenden integrierten Schaltung IC1 zum Addierer 11, der einen Kondensator C2 und Widerstände R5 und R6 aufweist, die in der gezeigten Weise miteinander verbunden sind. Im Addierer 11 wird das Modulationssignal mit dem Signal addiert, das von der Eliminationsschaltung 21 kommt. Das resultierende Signal wird dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zugeführt, der eine

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integrierte Schaltung IC2, Widerstände R7 bis R1O, einen veränderbaren Widerstand VR1 und einen Kondensator C3 aufweist, die in der gezeigten Weise miteinander verbunden sind, um die Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators 12 zu steuern.

Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 12 wird als winkelmoduliertes Signal dem Ausgangsanschluß 13 zugeführt. Gleichzeitig wird dieses Ausgangssignal dem Frequenzteiler 14 zugeführt, der eine integrierte Schaltung IC3 und einen Widerstand R11 enthält. Im Frequenzteiler 14 wird das Ausgangssignal des spannungs ge steuerten Oszillators 12 auf 1/4 seinen ursprünglichen Wertes geteilt. Das Ausgangssignal des Frequenzteilers 14 wird an die Frequenzselektionsschaltung 15 gelegt, die Widerstände R12 bis R29, Kondensatoren C4 bis C9_t Spulen L1 bis L3, Transistoren T1 bis T5 und eine Diode 1 aufweist, die in der gezeigten Weise miteinander verbunden sind.

Die Frequenzselektionsschaltung 15 enthält eine Bandpaßfilterschaltung und eine Verstärker- und Wellenformer schaltung. Zur Bandpaßfilterschaltung gehören die Widerstände R15 bis R19, die Kondensatoren C6 und C7, die Spule L3 und der Transistor T1. Die durch diese Schaltungselemente bewirkte Filterkennlinie ist als strichpunktierte Kurve I in der Fig. 6 dargestellt. Ferner sind zwei Wellenfalienschal tungen vorgesehen, die die Widerstände R12 und R13, den Kondensator C4 sowie die Spule L1 und die Widerstände R12 und R14, den Kondensator C5 sowie die Spule L2 enthalten. Die genannten Schaltungselemente sind in der gezeigten Weise miteinander verbunden und liefern Dämpfungskennlinien, wie es in der Fig. 6 durch die aus unterbrochenen Linien dargestellten Kurven Ha und Hb gezeigt ist. Die gesamte Bandpaßfilterkennlinie der Schaltung nimmt daher den in der Fig. 6 durch die Kurve III dargestellten Verlauf an. Die Mittenfre-

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quenz des Filterbandes beträgt Fo/4. Die Wellenformerschaltung enthält die Widerstände R20 bis R29, die Kondensatoren C8 und C9, die Transistoren T2 bis T5 und die Diode D1. Die genannten Schaltungselemente sind in der gezeigten Weise miteinander verbunden und dienen zur Verstärkung des Trägerpegels, der beim Durchtritt durch die Bandpaßfilterschaltung geschwächt wurde, und erzeugen eine Rechteckschwingung, deren Pegel ausreicht, um den Frequenzteiler 16 der nachfolgenden Stufe anzutreiben.

Das der Filterkennlinie mit der Mittenfrequenz Fo/4 entsprechende Signal, dessen unerwünschte Komponente durch die Frequenzselektionsschaltung 15 entfernt worden ist, wird durch den Frequenzteiler 16 mit einer integrierten Schaltung IC4 auf 1/4 frequenzge-ceilt. Das resultierende Signal wird dem Phasenvergleicher 17 zugeführt, und darin in einer integrierten Schaltung IC5 mit dem frequenzgeteilten Bezugssignal des Frequenzteilers 19 in der Phase verglichen. Das Schleifenfilter 20 enthält einen Gleichspannungsverstärker in der integrierten Schaltung IC5 und Widerstände R30 bis R36 sowie einen Kondensator C10, die in der gezeigten Weise miteinander verbunden sind. Widerstände R37 bis R39, ein Kondensator C11_f und eine Diode D2 bilden eine Schaltung, die zur Energieversorgung des Gleichspannungsverstärkers des Schleifenfilters dient.

Das am Ausgang des Schleifenfilters 20 auftretende Signal wird der Eliminationsschaltung 21 zugeführt, die eine Tiefpaßfilterschaltung mit Widerständen R40 bis R44, Kondensatoren C12 und C13 und einen Transistor T6 enthält, die in der gezeigten Weise miteinander verbunden sind und eine Grenzfrequenzkennlinie mit 12 dB/oct bilden. Das am Kollektor des Transistors 6 auftretende Ausgangssignal der Eliminationsschaltung 21 wird dem Addierer 11 zugeführt.

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Wenn die erfindungsgemäße Winkelmodulationsanordnung zur Winkelmodulation des Differenzsignals bei der Schallplattenaufzeichnung in einem diskreten 4-Kanal-System anwendet, können die verschiedenartigen Signale beispielsweise die folgenden Frequenzen haben: Die Frequenz des Modulationssignals am Eingangsanschluß 10 reicht von 15 Hz bis 7,5 kHz, die Trägerfrequenz, d.h. die Schwingungsfrequenz Fo- des spannungsgesteuerten Oszillators 12, beträgt 15 kHz, die Frequenz des frequenzgeteilten Bezugssignals, das der Frequenzteiler 19 dem Phasenvergleicher zuführt, und die frequenzgeteilte Trägermittenfrequenz betragen 937,5 Hz und der Bezugsfrequenzoszillator 18 weist eine Schwingungsbezugsfrequenz von 15 kHz auf. Das Frequenzteilungsverhältnis der Frequenzteiler 14 und 16 beträgt jeweils 4, und dasjenige des Frequenzteilers 19 ist 16. Bei der als Beispiel herangezogenen Aufzeichnungsanordnung ist die Schneid- und Aufzeichnungsgeschwindigkeit auf die Hälfte der normalen Geschwindigkeit bei der Wiedergabe herabgesetzt. Das bedeutet, daß das Band, auf dem das zu modulierende Tonsignal aufgezeichnet ist, und die Schallplatte, die geschnitten werden soll, mit dem halben Wert der Normalgeschwindigkeit laufen. Wenn die Schwingungsbezugsfrequenz des Bezugsfrequenzoszillators 18 beispielsweise 3 MHz beträgt, hat der Frequenzteiler 19 ein Frequenzteilungsverhältnis von 3200.

Im spannungsgesteuerten Oszillator 12 sind im allgemeinen Halbleiterelemente enthalten, und zwar unabhängig davon, ob es sich bei dem spannungsgesteuerten Oszillator um eine Multivibratoranordnung oder um eine Spannungsfrequenzwandleranordnung mit einer integrierten Schaltung und einem Schmitt-Trigger handelt. Aus diesem Grund wird innerhalb des spannungsgesteuerten Oszillators ein sog. 1/f-Rauschen erzeugt, wobei der Rauschindex mit abnehmender Frequenz zunimmt. Es gilt hier die Beziehung ÄFnr^ 1/fn, wobei AFn die Frequenzabweichung bzw. der Frequenzhub infolge der

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Rauschspannung und fn die Rauschfrequenz ist. Der Modulationsindex Mfn infolge der Rauschspannung beträgt daher

Mfη (rad) = AFn/fn^1/f²n

Hieraus sieht man, daß der Phasendrehwinkel (rad) infolge der Rauschspannung dem Quadrat der Rauschfrequenz umgekehrt proportional ist· Folglich ist die Zunahme der Zitterstörrung in der Trägerschwingung um so größer, je niedriger die Frequenz ist. Aus diesem Grunde ist die Zitterstörung der Trägerschwingung infolge von Tief frequenzrauschen sehr groß· Weiterhin "beeinträchtig diese tieffrequente Rauschkomponente auch das Übergangsverhalten der phasenstarren Schleife, wobei die Zitterstörung noch verstärkt wird.

Ein als Blockschaltbild dargestelltes Ausführungsbeispiel eines spannungsgesteuerten Oszillators 12, bei dem das oben beschriebene Problem gelöst ist, wird an Hand der Fig· erläutert. Das Signal von dem in der Fig. 1 gezeigten Addierer 11 wird an einen Anschluß 40 gelegt und zum einen einer Mischschaltung (Operationsschaltung) 41 und zum anderen nach Umkehr und Verstärkung in einem Umkehrverstärker 45 einer Mischschaltung (Operationsschaltung) 44 zugeführt. In der Mischschaltung 41 findet eine Mischung des am Anschluß 40 anliegenden Signals mit einem Signal von einem Umkehrverstärker 47 statt. Das resultierende Signal wird zur Steuerung der Schwingungsfrequenz dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 zugeführt.

Das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators 12 wird zum einen einem Anschluß 42, der dem in der Fig. 1 gezeigten Ausgangsanschluß 13 entspricht, sowie dem Frequenzteiler 14 und zum anderen einer Differentiationsimpulsformerschaltung 43 zugeführt und demoduliert. Das sich ergebende demodulierte Signal gelangt zur Mischschaltung 44, wo es mit dem Signal vom Umkehrverstärker 45 ge-

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mischt und ausgelöscht wird. Folglich tritt am Ausgang der Mischschaltung 44 lediglich eine Rauschsignalkomponente auf, die in dem demodulierten Ausgangssignal der Schaltung 43 enthalten ist.

Das Rauschsignal von der Mischschaltung 44 wird durch ein Tiefpaßfilter 46 geleitet, wo irgendeine in dem·Signal verbliebene Trägerschwingungskomponente vollständig entfernt wird. Nach Umkehr und Verstärkung im Umkehrverstärker 47 wird das Rauschsignal vom Ausgang des Tiefpaßfilters 46 der Mischschaltung 41 zugeführt. Folglich wird das Rauschsignal dem spannungsgesteuerten Oszillator 12 negativ zurückgeführt, und der spannungsgesteuerte Oszillator 12 gibt an den Anschluß 42 eine winkelmodulierte Schwingung ab, die im wesentlichen rauschfrei ist und in der Zitterstörungen ausreichend stark unterdrückt sind.

Die Schleifenverstärkung der phasenstarren Schleife und die Zeitkonstante des Schleifenfilters 20 werden in diesem Zusammenhang derart gewählt, daß die Mitziehfrequenz Cdn der phasenstarren Schleife niedriger als die Modulationssignalfrequenz ist·

Damit man die Mitziehwinkelfrequenz coⁿ der phasenstarren Schleife niedriger als die Modulati ons Signalfrequenz fm wählen kann, ist es notwendig, daß die Zeitkonstante des Schleifenfilters 20 einen großen Wert hat. Wenn man Jedoch in dieser Weise die Auswahl trifft, taucht das Problem auf, daß nach dem Einschalten der Speiseenergiequelle die Zeit, bis die Schleife stabil arbeitet (Intrittfall- oder Mitnahmezeit der Schleife), sehr groß ist. Dabei ist zu berücksichtigen, daß die Ausgangssignale der Frequenzteiler 16 und 19 rechteckförmig sind und daher Frequenzkomponenten höherer Ordnung enthalten. Wenn daher nach dem Einschalten der Speiseenergiequelle die Intrittfallzeit der phasenstarren Schlei-

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fe groß ist, tritt beim Mitnahme- oder Verriegelungsvorgang der phasenstarren Schleife eine versehentliche Verriegelung mit einer Frequenz auf, die ein ganzzahliges Vielfaches oder ein Vielfaches des Reziprokwertes eines ganzzahligen Vielfaches der normalen Schwingungsfrequenz des spannungsgesteuerten Oszillators ist. Eine bevorzugte Weiterbildung der Erfindung sieht daher eine Anordnung nach der Fig. 8 vor, die dazu dient, nach dem Einschalten der Speiseenergiequelle die Intrittfallzeit zu verkürzen.

Die Fig. 8 zeigt ein Blockschaltbild eines zweiten Ausführungsbeispiels einer nach der Erfindung ausgebildeten Winkelmodulationsanordnung. In der Fig. 8 sind Teile, die Teilen der Anordnung nach der Fig. 1 entsprechen, mit denselben Bezugszahlen versehen. Eine Einzelbeschreibung dieser Teile kann entfallen.

Bei diesem zweiten Ausführungsbeispiel ist für ein Schleifenfilter 50, dem das Ausgangssignal des Phasenvergleichers 17 zugeführt wird, eine Momentanverriegelungsschaltung 51 zum momentanen Intrittfall vorgesehen. Eine besondere Ausführungsform der Momentanverriegelungsschaltung 51 ist in der Fig. 9 dargestellt. Das Schleifenfilter 50 enthält einen Verstärker 55, einen Kondensator C21 und Widerstände R51 bis R53, die entsprechend der Darstellung nach der Fig. 9 miteinander verbunden sind. Die Widerstände R51 und R52 bilden eine Gleichstromrückführschleife in bezug auf den Verstärker 55. Die Widerstände R51 und R53 und der Kondensator C21 bilden eine Wechselstromrückführschleife. Die Momentanverriegelungsschaltung 51 enthält einen Transistor T11, Widerstände R55 und R56, einen Kondensator C22 und eine Diode D11. Die genannten Schaltungselemente sind in der gezeigten Weise miteinander verbunden.

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Unter Bezugnahme auf die Bedingung, daß die Mitziehwinkelfrequenz con der phasenstarren Schleife kleiner als die Frequenz des Modulationssignals sein soll, ist die Zeitkonstante des Schleifenfilters 50 sehr groß. Die Widerstandswerte der Widerstände R51, R52 und R53 sind derart ausgewählt, daß sie der Beziehung R52 ^ R51 > R53 genügen. Eine Zeitkonstante 1*1, die einen Faktor bei der Bestimmung der' Zeitspanne vom Einschalten der Speiseenergie quelle bis zur synchronen Verriegelung der phasenstarren Schleife darstellt, ist durch die folgende Beziehung gegeben:

) C21
R51

Diese Zeitkonstante *1 steht zu einer Zeitkonstanten Tz₉ die durch den Kondensator C21 und den Widerstand R53 bestimmt ist, in der Beziehung Ή ^

Eine Zeitkonstante ^r3, die durch den Kondensator C22 und die Widerstände R55 und R56 der Momentanverriegelungsschaltung 51 bestimmt ist, wird auf einen Wert eingestellt, der gleich oder geringfügig größer als die Zeitkonstante XZ ist. Wenn die Speiseenergie eingeschaltet wird, gelangt an die Basis des Transistors T11 für eine sehr kurze Zeit, die durch die Zeitkonstante X3 bestimmt ist, ein differenzierter Impuls. Der Transistor T11 gelangt folglich in den Ein-Zustand, und gleichzeitig wird die Diode D11 in den Ein-Zustand gebracht.

Folglich werden die oben erwähnte Gleichstromrückführschleife und die Wechselstromrückführschleife des Schleifenfilters 50 geerdet, und der Kondensator C21 wird mit der Zeitkonstanten XZ aufgeladen. Da die Beziehung TA ^ T 2 besteht, nimmt das Schleifenfilter 50 einen momentanen Schleifenintrittfall vor. Das Ausgangssignal des Schleifenfilters 50 wird einer Eliminationsschaltung 52 zur Träger-

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elimination zugeführt, die eine Filterschaltung mit Widerständen R57 und R58 sowie Kondensatoren C23 und C24 enthält.

Mit der Eliminations schaltung 52 ist ein Gleichstrombegrenzer 53 verbunden. Der Begrenzer 53 enthält Widerstände R59, R6O und R61 sowie Transistoren T12 und T13. Wenn man das Basispotential des Transistors T12 mit E1, die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors TI2 mit ^VBE2* ^das BäsisP⁰"*^^*-^ ^des Transistors T13 mit E2_f die Spannung zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors T13 mit Vjag-i und ein an einem Anschluß 54 liegendes Gleichspannungspotential mit E3 bezeichnet, lautet die Bedingung für den Ein-Zustand des Transistors T12 (E1 - Vggg) > E3 und die Bedingung für den Ein-Zustand des Transistors T13 (E2 +' V_BE3) i E3.

Nach Ablauf einer durch die Zeitkonstante V3 bestimmten Zeit nach dem Einschalten der Speiseenergie verschwindet der Differentiationseingangsimpuls. Folglich gerät der Transistor T11 in den Aus-Zustand. Die Diode DI1 geht ebenfalls in den Aus-Zustand über, da sie in Sperrrichtung vorgespannt wird. Die Transistoren T12 und TI3 geraten ebenfalls in den Aus-Zustand. Zu diesem Zeitpunkt wird das erwähnte Gleichspannungspotential E3 stabil. Die Zeit bis zu dem Augenblick, bei dem das Potential E3 stabil wird, liegt zwangsläufig innerhalb eines durch den Gleichstrombegrenzer 53 bestimmten Bereiches, der durch die folgende Gleichung gegeben ist:

(^E1 - ^VBE2) < E3 < (E2 +

Bei dem beschriebenen Ausführungsbeispiel können die oben erwähnten Gleichspannungspotentiale (E1 - Vj^₂) ^vai^· (E2 + V_BE5) willkürlich mit Hilfe des veränderbaren Wider

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stands EGO derart eingestellt werden, daß verhindert wird, daß die Mittenfrequenz Fo des spannungsgesteuerten Oszillators 12 größer als das Zweifache von weniger als 1/2 eines besonderen Wertes ist.

Von dem Zeitpunkt an, der unmittelbar auf das Einschalten der Speiseenergiequelle folgt, wird demzufolge das Gleichspannungspotential E3 mit einem der obigen Gleichung entsprechenden Bereich vom Gleichstrombegrenzer 53 über den Anschluß 54· einem Verstärker der nachfolgenden Stufe zugeführt. Aus diesem Grund schwingt der spannungsgesteuerte Oszillator 12 für eine vorübergehende Zeit innerhalb eines besonderen Schwingungsfrequenzbereiches. Nach Ablauf einer sehr kurzen Zeit, die von der Zeitkonstante T 2 der Momentanverriegelungsschaltung 51 bestimmt ist, wird vom Schleifenfilter 50 gleichzeitig der Intrittfallvorgang ausgeführt. Folglich wird unmittelbar nach dem Einschalten der Speiseenergiequelle die Mittenfrequenz der winkelmodulierten Schwingung am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 12 augenblicklich mit der Bezugssignalfrequenz verriegelt.

Wenn die phasenstarre Schleife mit ihrem Normalbetrieb anfängt, befinden sich alle Transistoren T11, T12 und T13 im Aus-Zustand, und die Momentanverriegelungsschaltung 51 und der Gleichstrombegrenzer 53 nehmen keinen Einfluß mehr auf die Arbeitsweise der Winkelmodulationsschaltung.

In der oben beschriebenen Schaltung dienen ein Widerstand R62 und ein veränderbarer Widerstand R63 zum Einstellen des Vorspannungspotentials des spannungsgesteuerten Oszillators 12.

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Claims

Patentansprüche

Λ J Winkelmodulationsanordnung mit einem spannungsgesteuerten Oszillator, dessen Schwingungsfrequenz von einem angelegten Signal steuerbar ist, einer Quelle zum Liefern eines Bezugssignals besonderer Frequenz, einem Phasenvergleicher, dem das Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators und das Bezugssignal der Bezugssignalquelle zugeführt werden, und einem Addierer, der ein Modulationssignal und das Ausgangssignal des Phasenvergleichers addiert und dessen Ausgangssignal dem spannungsgesteuerten Oszillator zugeführt wird, an dessen Ausgang ein winkelmoduliertes Signal auftritt,

dadurch gekennzeichnet, daß in dem vom spannungsgesteuerten Oszillator (12) zum Phasenvergleicher (17) führenden Zweig Frequenzteilungseinrichtungen (14, 16) zur Frequenzteilung des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators mit einem besonderen Frequenzteilungsverhältnis und Frequenzselektionseinrichtungen (15) zum Entfernen einer unerwünschten Seitenbandkomponente im Ausgangssignal des spannungsgesteuerten Oszillators vorgesehen sind.
2. Winkelmodulationsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Frequenzteilungseinrichtungen auszeichnen durch einen ersten Frequenzteiler (14) zur Frequenzteilung des Ausgangssignals des spannungsgesteuerten Oszillators (12) mit einem ersten Frequenzteilungsverhältnis und durch einen zweiten Frequenzteiler (16) zur Frequenzteilung des Ausgangssignals des ersten Frequenzteilers mit einem zweiten Frequenzteilungsverhältnis und daß die Frequenzselektrionseinrichtungen (15) zwischen dem ersten und dem zweiten Frequenzteiler^ 4 und 16) angeordnet sind.

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3. Winkelmodulationsanordnung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß sich die Bezugssignalquelle auszeichnet durch einen Bezugsoszillator (18) zum Erzeugen einer Bezugsfrequenz und durch einen dritten Frequenzteiler (19) zur Frequenzteilung der Bezugsfrequenz des Bezugsoszillators in eine Frequenz, die etwa gleich der Frequenz des Ausgangssignals der Frequenzteilungseinrichtungen (14, 16) ist.
4. Winkelmodulationsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß ein Schleifenfilter (20, 50) in dem vom Phasenvergleicher (17) .zum Addierer (11) führenden Zweig vorgesehen ist, das derart ausgebildet ist, daß es eine Hochfrequenzkomponente im Ausgangssignal des Phasenvergleichers eliminiert·
5. Winkelmodulationsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in dem vom Phasenvergleicher (17) zum Addierer (11) führenden Zweig eine Eliminationseinrichtung (21, 52) vorgesehen ist, die derart ausgebildet ist, daß sie eine frequenzgeteilte Trägerfrequenzkomponente eliminiert.
6. Winkelmodulationsanordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche, gekennzeichnet durch Mittel (43) zur Demodulation des am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators (12) auftretenden winkelmodulierten Signals, Mittel (45, 44) zur Polaritätsumkehr eines dem spannungsgesteuerten Oszillator zuzuführenden Signals, zum Mischen des polaritätsumgekehrten Signals mit dem Ausgangssignal der Demodulationsmittel und zum Gewinnen einer Rauschsignalkomponente und Mittel (47, 41) zur Polaritätsumkehr der gewonnenen Rauschsignalkomponente und zum Mischen der polaritätsumgekehrten Rauschsignalkomponente mit dem Ausgangssignal des Addierers zwecks Zufuhr des resultierenden Signals zum spannungsgesteuerten Oszillator.

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7. Winkelmodulationsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß sich das Schleifenfilter (50) auszeichnet durch einen Verstärker (55) und eine Rückführschleife (C21, R52, R53) für den Verstärker mit einer verhältnismäßig großen Zeitkonstanten, daß eine Schleife mit dem spannungsgesteuerten Oszillator (12), den Frequenzteilungseinrichtungen (14, 16), den Frequenzselektionseinrichtungen (15), dem Phasenvergleicher (17) und dem Addierer (11) eine phasenstarre Schleife bilden und daß in dem vom Phasenvergleicher über das Schleifenfilter zum Addierer führenden Zweig Mittel (51) zum Erden der Rückführschleife im Schleifenfilter während einer kurzen Zeitspanne nach dem Einschalten der Speiseenergie und Gleichstrombegrenzungsmittel (53) angeordnet sind, die wenigstens in dem Zeitraum vom Einschalten der Speiseenergie an bis zu dem Zeitpunkt, bei dem die phasenstarre Schleife einen synchronisierten Verriegelungsbetrieb ausführt, eine Gleichspannung erzeugen.

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