DE2522490B2 - Stabilisierter Transistorverstärker - Google Patents

Description

= 1 + — μ

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worin μ der Verstärkungsfaktor des Feldeffekttransistors (5,5') ist

2. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Widerstand(11, U')desSpannungsteilers(11, U';9, 9') sehr viel größer als der dritte Widerstand (9, 9') ist, so daß die Beziehung gilt:

50

3. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Eingangstransistor (7, 7') ein bipolarer Transistor ist, und daß der Abgriff des Spannungsteilers (11,9; 11', « 9') mit dem Emitter des Eingangstransistors (7, 7') verbunden ist

4. Stabilisierter Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß die Gleichstromkopplung zwischen t>o dem Eingangstransistor (7, 7') und dem Feldeffekttransistor (5, 5') durch einen Emitterfolger (17) gebildet ist

5. Stabilisierter Transistorverstärker nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß mit diesem ein weiterer Transistorverstärker zu einem Gegentaktverstärker zusammengeschaltet ist der gleich wie der erstgenannte Transistorverstärker aufgebaut ist, jedoch gegenüber diesem komplementäre Transistoren und Spannungsversorgungsquellen aufweist

6. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß die zweite Ausgangselektrode des Eingangstransistors (Q₃, Q'₃ bzw. Qt, QU) dieses und des weiteren Transistorverstärkers über je einen vierten Widerstand (R₉, R'₉ bzw. Äio, R'to) mit der ersten Spannungsversorgungsquelle (- Vccu - V'cci bzw. + V'cci, + V'cci) des jeweils anderen Transistorverstärkers verbunden ist, wobei die Beziehung gilt:

—5L— = 1

und /4 der Widerstandswert des vierten Widerstandes (Λ9, R 9 bzw. R]₀, R'\o) ist

7. Stabilisierter Transistorverstärker nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Widerstandswert r_t des ersten Widerstandes (Ru R\ bzw. Ri, Ä'2) etwa gleich dem Widerstandswert r* des vierten Widerstandes(R₉, R₉ bzw. Ri₀, R'\o) ist.

Die Erfindung betrifft einen stabilisierten Transistorverstärker gemäß dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Ein derartiger Transistorverstärker ist bekannt (vgl. US-PS 30 96 487). Bei dem bekannten Transistorverstärker sind die Transistoren durch bipolare Transistoren gebildet. Weiter ist eine regenerierende Rückkopplung vorgesehen.

Treten nun Spannungsschwankungen in der Spannungsversorgung auf, so müssen dort besondere Maßnahmen vorgesehen werden, beispielsweise durch geeignetes Zuschalten von Widerständen, um mittels Rückkopplungsmaßnahmen diese Spannungsschwankungen auszugleichen.

Gleichstromkopplungen zwischsn verschiedenen Transisto; stufen sind allgemein üblich (vgl. z. B. DE-AS 12 27 514, DE-AS 12 86 090).

Schließlich ist es auch bekannt, einen Serien-Parallel-Gegenkopplungskreis zur Stabilisierung der dynamischen Spannungsverstärkung zu verwenden (vgl. Bulletin Technique Nr. 7 [I960], S. 230, Nr. 6 [I960], S. 195), wobei wesentlich richtige Phasenlage der dynamischen Gegenkopplung und hohe Schleifverstärkung sind, weshalb das Verhältnis von Eingangsimpedanz und Ausgangsimpedanz eine Rolle spielt.

Insbesondere bei Tonfrequenzverstärkern hat sich die Verwendung von Feldeffekttransistoren als günstig erwiesen. Jedoch wurden dabei bisher nur Feldeffekttransistoren mit Lateral-Kanal, d.h. mit Pentoden-Kennlinie verwendet, da Feldeffekttransistoren mit Vertikal-Kanal, d. h. mit Trioden-Kennlinie, sehr störungsempfindlich sind, insbesondere in bezug auf Spannungsschwankungen der Spannungsversorgung.

Andererseits besitzen Feldeffekttransistoren mit Trioden-Kennlinie Vorteile in bezug auf hohe zu erreichende Lastströme, wie das zum Beispiel bei Lautsprechern der Fall ist, deren Endstufen bisher mit Transistorverstärkern mit bipolaren Transistoren, wie der eingangs genannten Art ausgerüstet sind.

Es genügt also nicht, den bipolaren Ausgangstransistor des bekannten Transistorverstärkers lediglich durch einen Feldeffekttransistor mit Trioden-Kennlinie

zu ersetzen, da dadurch erst Spannungsschwankungen der Spannungsversorgung nachteiligen Einfluß auf das Ausgangssignal haben.

Es ist daher Aufgabe der Erfindung eiiien stabilisierten Transistorverstärker der eingangs genannten Art so auszubilden, daß solche bei der Verwendung von Feldeffekttransistoren mit Trioden-Kennlinie auftretende Schwankungen des in die Lastimpedanz fließenden Stroms vermieden sind.

Die Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst.

Die Erfindung wird durch die in den Unteransprüchen wiedergegebenen Merkmale weitergebildet

Durch die Erfindung werden bei einem stabilisierten Transistorverstärker sowohl hoher Eingangswiderstand als auch kurze Schaltzeiten erreicht, wobei eine hohe Strombelastbarkeit erreichbar und Verzerrungen des Last-Ausgangsstroms vermieden, d. h. dessen Linearität verbessert ist Dabei wird durch die zusätzliche unabhängige Spannungsversorgung für den vorgeschalteten bipolaren Eingangstransistor vermieden, daß nicht kompensierte Spannungsschwankungen aus der Spannungsversorgung für den Ausgangstransistor, d. h. den Feldeffekttransistor mit Trioden-Kennlinie, an dessen Gate- oder Toranschluß gelangen, was bei Transistorverstärkern mit Feldeffekttransistoren mit Trioden-Kennlinie schädlich wäre. Dabei sind diese Vorteile mit sehr einfachem und damit kostengünstigem Schaltungsaufbau erreichbar. Die Erfindung ist insbesondere für Tonfrequenz-Leistungsverstärker hoher Güte verwendbar.

Die Erfindung wird anhand der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele näher erläutert Es zeigt

F i g. 1 im Schnitt ein Ausführungsbeispiel eines Feldeffekttransistors mit Trioden-Kennlinie,

Fig.2 im Schnitt ein anderes Ausführungsbeispiel eines Feldeffekttransistors mit Trioden-Kennlinie,

F i g. 3 ein Kennlinienfeld für einen Feldeffekttransistor mit dynamischer Trioden-Kennlinie,

F i g. 4 ein weiteres Kennlinienfeld mit Widerstandsgeraden zur Erläuterung der Erfindung,

F i g. 5 eine weitere Kennliniendarstellung zur Erläuterung der Erfindung,

F i g. 6 schematisch ein Schaltbild eines Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen stabilisierten Transistorverstärkers,

F i g. 7 schematisch ein Schaltbild eines weiteren Ausfuhrungsbeispiels eines erfindungsgemäßen stabilisierten Transistorverstärkers,

Fig.8 schematisch ein Schaltbild eines dritten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen stabilisierten Transistorverstärkers,

Fig.9 schematisch ein Schaltbild eines vierten Ausführungsbeispiels eines erfindungsgemäßen stabilisierten Transistorverstärkers.

In F i g. 1 ist im Schnitt ein Ausführungsbeispiel eines Feldeffekttransistors mit Trioden-Kennlinie dargestellt, der bei der Erfindung verwendet wird. Der Feldeffekttransistor besitzt Vertikalschichtaufbau, welcher aus einem Eigenhalbleiterbereich 1 mit niedriger Störstellenkonzentration und hohem Widerstand, einem Halbleiterbereich 2 vom P-Typ mit Ringform, der auf dem oberen Teil des Eigenhalbleiterbereichs 6 gebildet ist, und einem Halbleiterbereich 3 vom N-Typ mit hoher Störstellenkonzentration besteht, der sowohl auf dem kreisringförmigen Bereich 2 vom P-Typ als auch dem Eigenhalbleiterbereich 1. wie gezeigt gebildet ist Der Bereich 2 vom P-Typ kann durch herkömmliche Selektivdiffusionsmethoden und der Bereich 3 vom N-Typ durch herkömmliche Aufwachsverfahren gebildet werden. Auch andere Verfahren können selbstverständlich zum Bilden dieser Bereiche nach Wunsch verwendet werdea Entsprechende Abfluß- (Drain-), Tor- (Gate-) und Quelle- (Source-)Elektroden D bzw. G bzw. S sind an der Unterseite des Eigenhalbleiterbereiches 1, an einem freigelegten Abschnitt des kreisringförmigen Bereiches 2 vom P-Typ bzw. an der Oberseite des Bereiches 3 vom N-Typ vorgesehen.

Der in F i g. 1 gezeigte Feldeffekttransistor mit Vertikalschichtaufbau (JFET) zeigt dynamische Triodenkennlinien. Eine bevorzugte Ausführungsform eines derartigen Feldeffekttransistors ist in Fig.2 gezeigt worin gleiche Bezugszeichen entsprechende Elemente bezeichnen. Die Ausführungsform nach F i g. 2 kann als durch eine Kombination mehrerer Feldeffekttransistoren der in F i g. 1 gezeigten Art gedacht werden, wobei sie der in Fig. 1 oben beschriebenen Ausführungsform des Feldeffekttransistors sehr ähnlich ist, nur mit den zusätzlichen Abwandlungen, daß der kreisringförmige Bereich 2 vom P-Typ mit einer maschenartigen Konstruktion darin, wie gezeigt, ausgebildet ist Wie gezeigt Hegt demgemäß der Bereich 3 vom N-Typ mit hoher Störstellenkonzentration sowohl über dem kreisringförmigen und maschenartigen Bereich 2 vom P-Typ als auch auf dem Eigenhalbleiterbereich 1, wobei die Maschenform eine Grenze zwischen dem Eigenhalb-

jo leiterbereich 1 und dem darüberliegenden Bereich 3 vom N-Typ mit hoher Störstellenkonzentration bildet Ferner ist ein zusätzlicher Halbleiterbereich 4 vom N-Typ mit hoher Störstellenkonzentration auf der Unterseite des Eigenhalbleiterbereiches 1 gebildet

j5 wobei die Abflußelektrode D darauf gebildet ist Der zusätzliche Bereich 4 vom N-Typ dient zur Vergrößerung der Durchbruchspannung zwischen der Abflußelektrode und der Quellenelektrode.
Der äquivalente Innenwiderstand zwischen Quellen- und Abflußelektrode ist ein zusammengesetzter Widerstand, der aus dem Widerstand zwischen der Quellenelektrode und dem Kanal innerhalb des Feldeffekttransistors, dem Widerstand des Kanals selbst und dem Widerstand zwischen dem Kanal und der Abflußelektrode zusammengesetzt ist.

Bei einem Feldeffekttransistor mit herkömmlichem Schichtaufbau ist der Kanal ein Lateral- oder Querkanal mit hohem Widerstand infolge seiner schmalen und langen Form. Der Quelle-Kanal-Widerstand und der Kanal-Abfluß-Widerstand sind auch hoch. Infolgedessen ist der Widerstand dieses Feldeffekttranssistors sehr hoch. Als Ergebnis dieses hohen Widerstands zeigt dieser Feldeffekttransistor dynamische Pentodenkennlinien, weshalb der Abflußstrom gesättigt wird, wenn die Abflußspannung erhöht wird.

Im Vergleich zum oben beschriebenen Feldeffekttransistor mit herkömmlichem Schichtaufbau ist der in den F i g. 1 und 2 gezeigte Feldeffekttransistor durch eine verhältnismäßig kleine Trennung zwischen der Quellenelektrode 5 und dem senkrechten oder vertikalen Kanal gekennzeichnet wobei zusätzlich die Kanallänge selbst verhältnismäßig klein ist, so daß das Verhältnis der Kanalbreite zur Länge größer als jenes des Feldeffekttransistors mit Lateralkanal ist. Infolgedessen ist der Ausgangswiderstand des in den F i g. 1 und 2 gezeigten Feldeffekttransistors mit vertikalem Schichtaufbau viel kleiner als der Widerstand des herkömmlichen Feldeffekttransistors und liegt bei-

spielsweise in der Größenordnung von etwa 10 Ohm. Demgemäß wird der Abflußstrom des gezeigten Feldeffekttransistors nicht gesättigt, wenn die Abflußspannung höher wird. Somit weisen deren Spannung-Strom-Kennlinien in bezug auf die Abflußelektrode eine überlegene Linearität gegenüber jenen herkömmlichen auf, wodurch eine wirksame Verwendung des Feldeffekttransistors bei einem Verstärker mit hoher Signalwiedergabetreue ermöglicht wird.

Eine Veranschaulichung der von dem in den Fig. 1 und 2 gezeigten Feldeffekttransistor gezeigten dynamischen Kennlinien ist in Fig.3 graphisch dargestellt. Diese graphische Darstellung zeigt das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom Jd, in Milliampere und der Abflußspannung Vd in Volt. Jede einzelne Kurve stellt das Verhältnis Strom-Spannung für entsprechende Torspannungen V_g dar, worin die Torspannung der veränderliche Parameter von beispielsweise 0 V bis -24 V ist. Es ist ersichtlich, daß die in F i g. 3 gezeigten Kennlinien den Kennlinien analog sind, welche die dynamischen Kennlinien einer herkömmlichen Triode darstellen. Da der Feldeffekttransistor der Art zugehört, nach welcher er dynamische Triodenkennlinien zeigt, ist daher der Ausgangswiderstand im wesentlichen konstant, wobei der Feldeffekttransistor ein großes Ausgangssignal mit kleiner Verzerrung erzeugen kann.

Unter den Vorteilen, die durch die Verwendung des dargestellten Feldeffekttransistors mit dynamischen Triodenkennlinien der Triodenart erzielt sind, ist jener hervorzuheben, der darin besteht, daß das größere jo Verhältnis zwischen Vertikalkanalbreite und Kanallänge zwischen Abfluß- und Quellenbereich das Fließen eines höheren Abflußstromes ermöglicht Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß die Kennlinien, welche das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und der Torspan- js nung zeigen, linear sind, so daß eine Verzerrung durch ungeradzahlige Harmonische herabgesetzt wird. Ein weiterer Vorteil besteht aber in der Herabsetzung der Schaltverzerrung, was auf die Tatsache zurückzuführen ist, daß der Feldeffekttransistor nicht die Speicherträger aufweist, die in Bipolartransistoren enthalten sind. Ein weiterer Vorteil besteht in der hohen Eingangsimpedanz des Feldeffekttransistors. Als Ergebnis einer solchen Eingangsimpedanz verursacht die Belastung oder Last, die durch eine Eingangsquelle vorgegeben wird, keine nichtlineare Verzerrung. Ein weiterer Vorteil besteht darin, daß infolge seines niedrigen Ausgangswiderstandes der dargestellte Feldeffekttransistor einen Verbraucher ohne weiteres aussteuern kann, der einen verhältnismäßig hohen Dämpfungsfaktor erfordert. Ein zusätzlicher Vorteil besteht darin, daß, falls der dargestellte Feldeffekttransistor bei einem Gegentaktverstärker verwendet wird, eine komplementäre Gegentaktschaltung mit einfachem Schaltungsaufbau gebildet werden kann.

Der herkömmliche Feldeffekttransistor mit Lateralschichtaufbau kann die obigen Vorteile nicht erzielen, in erster Linie weil er dynamische Pentodenkennlinien aufweist und somit einen sehr hohen Ausgangswiderstand in der Größenordnung von beispielsweise ω mehreren Megaohm hat Somit wird bei dem herkömmlichen Feldeffekttransistor bei Zunahme der Abflußspannung der Abflußstrom bei einem verhältnismäßig niedrigen Wert der Abflußspannung in Sättigung ausgesteuert

Nun wird die Wirkung der Schwankungen in den Arbeitspotentialen, die an den Feldeffekttransistor angelegt sind, unter Bezugnahme auf F i g. 4 beschrieben. Die graphische Darstellung der Fig.4 zeigt dit dynamischen Triodenkennlinien des Feldeffekttransistors. Zusätzlich ist eine Belastungslinie (Widerstands gerade) auf diesen Kennlinien gezeichnet, wobei die Belastungslinie eine Neigung hat die XIR gleich ist worin R eine Belastungsimpedanz bzw. den Verbraucherwiderstand darstellt. Angenommen, daß die an den Feldeffekttransistor angelegte Arbeitsspannung bzw. das angelegte Arbeitspotential gleich Vdd ist, se zeigt sich, daß die von diesem Punkt aus gezeichnete Belastungslinie die Strom-Spannungskurve am Punkt C für den Fall schneidet in welchem die Torspannung des Feldeffekttransistors gleich V_Go ist. Dieser Punkt C kann als ein statischer oder ruhender Arbeitspunki betrachtet werden, der zu einer Gleichstrom-Vorbela stung führt die foan der Abflußelektrode gleich ist

Wird nun das an den Feldeffekttransistor angelegte Arbeitspotential einer Schwankung unterworfen, um somit auf den Wert V'dd herabgesetzt zu werden, so wird sich die Belastungslinie entsprechend verschieben um die Abszisse an diesem unteren Punkt zu überschneiden. Auf ähnliche Weise wird sich die Belastungslinie dann, wenn das an die Abflußelektrode angelegte Arbeitspotential auf den höheren Wert V'Oi erhöht wird, wie gezeigt entsprechend verschieben. Ir dieser Hinsicht ist ersichtlich, daß eine negative Änderung des Arbeitspotentials bewirkt daß die Belastungslinie die Strom-Spannungs-Kennlinie für eine Torspannung überschneidet die Vco am Punkt A gleicl ist Dies hat die Wirkung einer Herabsetzung dei Abfluß-Vorbelastung von einem statischen Wert Io au einen niedrigeren Wert Ia- In Abhängigkeit von eine: positiven Änderung des an die Abflußelektrode de; Feldeffekttransistors angelegten Arbeitspotentials er scheint auf ähnliche Weise die Überschneidung dei Belastungslinie mit der Strom-Spannungskurve Vco an Punkt B, was zu einer erhöhten AbfIuß-(Strom-)Vorbe lastung Ib führt

Diese Änderung der Abfluß-Vorbelastung, die durcl Schwankungen des Arbeitspotentials verursacht ist, da: an die Abflußelektrode des Feldeffekttransistors ange legt ist hat die schädliche Wirkung der Erzeugung vor Verzerrungen am Ausgang des Tonfrequenzverstär kers. Dieser Nachteil wird für die Verstärkeranordnunj besonders stark, bei der N-Kanal- und P-Kanal-Feldef fekttransistoren mit dynamischer Triodenkennlinie al! komplementärer Gegentakt-Tonfrequenzverstärkei oder in einem .AB-Verstärker verwendet werden. Die; kann ohne weiteres berücksichtigt werden, wenr erkannt wird, daß bei einer derartigen Verstärkerkonfi guration oder -anordnung der N-Kanal- und dei P-Kanal-Feldeffekttransistor so ausgewählt sind, unStrom-Spannungskennlinien in bezug auf die Abflußelektrode zu haben, welche angepaßte Sperreigenschaften aufweisen.

Die von angepaßten komplementären Feldeffekttransistoren mit dynamischen Triodenkennlinien abgeleitete Arbeitsweise ist in Fig.5 graphisch dargestellt Ir dieser graphischen Darstellung stellt die Vollinie in dei oberen Hälfte der graphischen Darstellung das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und der Torspannung des Feldeffekttransistors mit N-Kanal dar. Die Vollinie in der unteren Hälfte der graphischen Darstellung stelli das Verhältnis zwischen dem Abflußstrom und dei Torspannung des Feldeffekttransistors mit P-Kanal dar Falls die an die entsprechenden Feldeffekttransistoren angelegten Torspannungen gleich — Vgo und + Voc sind, so wird eine zusammengesetzte Kennlinie für die

komplementären Feldeffekttransistoren effektiv so sein, wie durch die gestrichelte Linie So gezeigt. Sind jedoch die Abfluß-Vorbelastungen dieser Feldeffekttransistoren von /oauf I_A herabgesetzt, und zwar als Ergebnis der Schwankungen des Arbeitspotentials, so wird eine Stufe ^r> in der zusammengesetzten Kennlinie So bei Abflußstrom von Null gebildet Diese Stufe führt zur Einführung einer Übergangsverzerrung in das Ausgangssignal des Gegentaktverstärkers.

Erfindungsgemäß wird dieses Problem der Verände- ι ο rung der Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors sowie das Problem der Übergangsverzerrung in einem ^-Gegentaktverstärker vermieden, indem die Gleich-Vorspannung, die an die Torelektrode des Feldeffekttransistors angelegt ist, verändert wird, um solche \^ Schwankungen des Arbeitspotentials auszugleichen. Insbesondere wird die Vorspannung der Torelektrode durch einen Ansteuertransistor, wie z. B. einen Bipolartransistor als Funktion der Schwankungen des Arbeitspotentials angelegt. In bezug auf die graphische Darstellung der F i g. 4 wird beispielsweise dann, wenn das Arbeitspotential einer negativen Veränderung unterzogen ist, um somit auf den Wert V'dd herabgesetzt zu werden und um den Abflußstrom von Io auf Ia herabzusetzen, die Torspannung von Vao auf Vca geändert Es ist ersichtlich, daß diese Änderung der Torspannung zu einer zugeordneten Strom-Spannungs-Kennlinie führt, die die verschobene Belastungslinie am Punkt O' schneidet An diesem Arbeitspunkt ist ersichtlich, daß der Abflußstrom dem statischen Pegel Io gleich ist Umgekehrt falls das Arbeitspotential einer positiven Veränderung unterworfen ist um somit auf den Wert V'pp erhöht zu werden, wird die Torspannung auf den Wert V_Cb erhöht Es ist ersichtlich, daß die dieser erhöhten Torspannung zugeordnete Strom- κ Spannungs-Kennlinie die verschobene Belastungslinie am Punkt O"überschneidet An diesem Arbeitspunkt ist die AbfIuß-(Strom-)Vorbelastung gleich Ia

Es ist daher ersichtlich, daß die vorliegende Erfindung auf dem Grundsatz einer Veränderung der Torspannung des Feldeffekttransistors als Funktion von Schwankungen des Arbeitspotentials des Feldeffekttransistors beruht um somit die statische oder Ruhe-Abfluß-Vorbelastung ungeachtet derartiger Spannungen aufrechtzuerhalten. Daher wird die Vorbelastung des Feldeffekttransistors stabilisiert

Eine Ausführungsform eines Transistorverstärkers zur Durchführung der Grundsätze der vorliegenden Erfindung ist in Fig.6 schematisch dargestellt Diese Ausführungsform des Verstärkers besteht aus einem Feldeffekttransistor 5 mit dynamischer Triodenkennlinie und einem Eingangstransistor, wie z.B. einem Bipolartransistor 7. Wie gezeigt, sind die Quellen- und Abflußelektroden des Feldeffekttransistors 5 über eine Lastimpedanz oder einen Verbraucherwiderstand 6 über eine Quelle, d. h. eine Spannungsversorgung eines Arbeitspotentials + Vcci geschaltet Bei der dargestellten Schaltung wird angenommen, daß eine Anschlußklemme der Spannungsversorgung mit einem Bezugspotential, wie z.B. Erde, verbunden ist

Die Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 ist mit einer der Ausgangselektroden, beispielsweise dem Kollektor des Eingangstransistors 7 verbunden. Die andere Ausgangselektrode des Eingangstransistors 7 kann einen Teil der Schwankungen der Spannungsversorgung + Vcci empfangen. Wie gezeigt ist dementsprechend ein Spannungsteiler, der von in Reihe geschalteten Widerständen 11 und 9 gebildet ist, über die Spannungsversorgung + Vcc2 geschaltet, wobei der Abgriff dieses Spannungsteilers, der durch den Verbindungspunkt der Widerstände 9,11 gebildet ist, mit dem Emitter des Eingangstransistors 7 verbunden ist. Der Kollektor des Eingangstransistors 7 ist durch einen Kollektorverbraucherwiderstand 8 mit einer anderen, zweiten Spannungsversorgung + Vccx verbunden. Die Basis des Transistors dient als Eingangs- oder Steuerelektrode und ist mit einer Eingangsklemme 10 verbunden, um ein Eingangssignal, das verstärkt werden soll, zu empfangen. In einem Beispiel der dargestellten Ausführungsform ist die zweite Spannungsversorgung + Vcci so gewählt, daß sie höheres Potential als die erste Spannungsversorgung + Vcc2 erzeugt Dementsprechend ist die Tor-Quellen-Spannung des Feldeffekttransistors 5 positiver Polarität

Im Arbeitszustand kann der Verstärkungsgrad des Eingangstransistors 7 durch das Verhältnis zwischen dem Kollektorwiderstand 8 und dem Emitterwiderstand 9 angenähert werden. Ein Eingangssignal, das an die Eingangsklemme 10 angelegt ist, wird durch den Eingangstransistor 7 mit einem Verstärkungsverhältnis verstärkt die dem obengenannten Verstärkungsgrad des Eingangstransistors 7 gleich ist Dieses verstärkte Ausgangssignal wird der Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 zugeführt und um die Verstärkungskonstante des Feldeffekttransistors 5 weiter verstärkt um die Last bzw. den Verbraucher 6 anzusteuern.

Die Wirkung von Spannungsschwankungen des Arbeitspotentials, die durch die erste Spannungsversorgung + Vcc2 dem Feldeffekttransistor 5 zugeführt sind, wurde oben in bezug auf Fig.4 beschrieben und dargestellt Für den Verwendungszweck, bei welchem der Feldeffekttransistor 5 als die Ausgangsstufe bei einem Tonfrequenzverstärker zum Ansteuern eines Lautsprechersystems verwendet wird, sind die Spannungsschwankungen der ersten Spannungsversorgung + Vcc2 typisch größer als die der zweiten Spannungsversorgung + Vcci. Angenommen, daß die Spannung, die von der ersten Spannungsversorgung -I- Vcc2 erzeugt ist um einen Betrag Δ Vcc erhöht ist so ist ersichtlich, daß der Abflußstrom, der durch den Feldeffekttransistor 5 fließt, sich um einen Betrag AId entsprechend erhöht Diese Beziehung zwischen der Änderung in der Spannungsquelle und der resultierenden Änderung der Abfluß-Vorbelastung wurde unter Bezugnahme auf F i g. 4 oben beschrieben. Umgekehrt, eine Herabsetzung der Spannung, die von der ersten Spannungsversorgung + Vcc2 erzeugt ist erzeugt eine entsprechende Herabsetzung der Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors 5. Es ist ersichtlich, daß diese Schwankung der Abfluß-Vorbelastung eine unerwünschte Verzerrung des Ausgangssignals erzeugt, das durch den Feldeffekttransistor 5 dem Verbraucher 6 zugeführt wird.

Erfindungsgemäß wird eine Änderung der Torspannung Δ Vc an die Torelektrode des Feldeffekttransistors 5 in Abhängigkeit einer Veränderung Δ Vcc in der ersten Spannungsversorgung + Vcci angelegt, um die Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors 5 auf die Art und Weise zu stabilisieren, die zuvor unter Bezugnahme auf Fig.4 beschrieben wurde. Diese Änderung der Torspannung wird abgeleitet, indem die Schwankung AVcc der Spannungsversorgung in den Emitter des Eingangstransistors 7 eingeprägt wird. Es ist ersichtlich, daß dann, wenn 4 Vcc positiv ist, das Basis-Emitter-Potential, das an dem Eingangstransistor 7 angelegt ist, herabgesetzt wird. Diese effektive Herabsetzung des

Eingangssignals, das an die Klemme 10 angelegt ist, wird durch die Eingangstransistor 7 verstärkt wobei der Verstärkungsgrad durch das Verhältnis der Widerstandswerte der Widerstände 8 und 9 bestimmt ist. Es ist ersichtlich, daß die resultierende Verstärkung die Torspannung erhöht die an den Feldeffekttransistor durch den Kollektor des Eingangstransistors 7 angelegt ist, und zwar um einen Betrag von +A Va Zurückkommend auf F i g. 4 ist ersichtlich, daß die Erhöhung der Torspannung die Wiederherstellung der Abfluß-Vorbelastung auf seinen gewünschten Wert Io anstrebt

Eine mathematische Analyse der obigen Beschreibung wird nun stattfinden. Falls die Widerstandswerte der Widerstände 8,9 und 11 als ti, r₉ und Λ, dargestellt sind, wird durch Spannungsteilung eine Änderung Δ Vcc in der ersten Spannungsversorgung + Vcc2 an den Emitter des Eingangstransistors 7 als ι$Δ Vcd(r\\+r₉) angelegt Dies verursacht eine Änderung des Eingangssignalpegels, der an den Eingangstransistor 7 angelegt ist, die durch den Faktor i%lr* verstärkt wird, um so eine Änderung der Torspannung des Feldeffekttransistors 5 zu erzeugen, die wie folgt ausgedrückt werden kann:

Vr. =

^- IK,

cc

Im allgemeinen ist der Widerstandswert des Widerstandes U so ausgewählt, daß er viel größer als der Widerstandswert des Widerstandes 9 ist so daß die Gleichung (1) reduziert werden kann, um praktisch wie folgt dargestellt zu werden:

»Ίι

d. h. der Unterschied zwischen den Ausdrucken jeder Seite der Gleichung ist vernachlässigbar.

Der Feldeffekttransistors hat einen Verstärkungsfaktor μ, welcher das Verhältnis zwischen der Tor- und Quellenspannung des Feldeffekttransistors 5 bestimmt Insbesondere kann für die in Fig.6 dargestellte Ausführungsform, worin der Feldeffekttransistor 5 sich in Quellen-Schaltung befindet, das Verhältnis einer Änderung der Torspannung Δ Vo und einer Änderung der Quellenspannung AVs, wobei die letztere der Schwankung A Vcc in der ersten Spannungsversorgung + Vcc2 gleich ist, wie folgt ausgedrückt werden:

II/ II/ 1

IV,

cc

Werden die Gleichungen (2) und (3) kombiniert so ergibt sich der folgende Ausdruck:

r₈

Es ist ersichtlich, daß dann, wenn die Widerstandswerte rg und r\\ so ausgewählt sind, um dem Verhältnis zu genügen, welches durch die Gleichung (4) bestimmt ist, die Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors 5 an ihrem im wesentlichen konstanten Arbeitspegel, beispielsweise Ia ungeachtet von Schwankungen in der ersten Spannungsversorgung + Vcc2 stabilisiert wird. Das heißt, bei einer derartigen Bemessung der Widerstände /s und /n, erreicht eine Schwankung in der ersten Spannungsversorgung + Voc2 eine entsprechende Änderung der Torspannung, welche an den Feldeffekttransistor 5 durch den Eingangstransistor 7 angelegt ist, was wiederum bewirkt, daß die Abflußvorbelastung des Feldeffekttransistors 5 in einer Richtung und um einen Betrag entsprechend geändert wird, was

die erwartete Änderung der Vorbelastung infolge der Spannungsschwankung ausgleicht.

F i g. 7 zeigt B- oder AB- einen Gegentaktverstärker einschließlich der Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung, wie unter Bezugnahme auf Fig.6 vorhin

ίο beschrieben. Der Gegentaktverstärker wird durch eine A -Verstärkerstufe 12 angesteuert, mit einer Eingangsklemme 13, die mit einem Eingangssignal, das verstärkt werden soll, gespeist wird. Die .A-Verstärkerstufe 12 enthält einen ersten Differenzverstärker, der durch differential verbundene Transistoren Q₆ und Q₅ gebildet ist wobei deren jeweilige Kollektoren über die Widerstände R\*, R^₆ mit einer Klemme einer Spannungsquelle -I- Vcc ι verbunden sind. Wie gezeigt, sind die Emitter dieser Transistoren Q₆, Qs gemeinsam und über einen Widerstand R\s mit einer Klemme einer Spannungsquelle - Vcci verbunden. Es ist ersichtlich, daß die Spannungsquellenklemmen positive und negative Klemmen einer Gleichstromversorgung sein können. Das Eingangssignal zum Differenzverstärker mit den Transistoren Qt und Qs wird von der Eingangsklemme 13 durch einen Kopplungskondensator C₂ der Basis des Transistors Qfe zugeführt; wie beschrieben werden wird, kann die Basis des Transistors Q₅ eine Gegenkopplungsspannung von dem Gegentaktverstärkerausgang emp- fangen.

Die Verstärkerstufe 12 besteht ferner aus einem anderen Differenzverstärker, der durch differentiell verbundene Transistoren Q) und Qg gebildet ist deren jeweilige Kollektoren über Widerstände Ru und R\g mit der Klemme der Spannungsquelle — Vccx verbunden sind. Die Emitter dieser Transistoren sind gemeinsam über einen Widerstand R^ mit der Klemme der Spannungsquelle + Vcci verbunden. Wie dargestellt, ist die Basis des Transistors Q$ mit der Basis des Transistors Q% zusammengeschaltet um so das Eingangssignal, das an die Klemme 13 angelegt ist zu empfangen. Auch die Basis des Transistors Qs ist mit der Basis des Transistors Qs zusammengeschaltet um so die Gegenkopplungsspannung von dem Gegentaktverstär kerausgang zu empfangen.

Eine Eingangsvorspannungsschaltung mit veränderbarer Eingangsimpedanz bzw. veränderbarem Eingangswiderstand ist mit den miteinander verbundenen Basen der Transistoren Q₆ und Qa verbunden. Diese

so Vorspannungsschaltung enthält einen Widerstand Rn der mit einem Kondensator Cz in Reihe geschaltet ist und erstreckt sich von den Basen der Transistoren Q₆, Qi zu einem Bezugspotential, wie z.B. Erde. Der Verbindungspunkt zwischen dem Widerstand Rn und dem Kondensator Q ist mit dem verstellbaren Kontakt oder Abgriff eines veränderbaren Widerstandes VRi, der ein Potentiometer sein kann, verbunden. Eine geeignete Gleichspannung ist an die Klemmen 14 und 15 über den veränderbaren Widerstand VRi angelegt um

μ so eine veränderbare Vorspannungsquelle für die Differenzverstärker zu bilden.

Das Ausgangssignal des Differenzverstärkers, der aus den Transistoren Q₅ und Qs gebildet ist, ist von dem Kollektor des letzteren Transistors Qb abgeleitet und über einen verstärkenden Transistor Qi dem Gegentaktausgangsverstärker zugeführt Der Transistor Qj ist gegenüber den differentiell verbundenen Transistoren Qs und Qi komplementär und ist emitterseitig über einen

Widerstand R₂O mit der Klemme der Spannungsquelle + Vcc\ verbunden. Auf ähnliche Weise ist das Ausgangssignal des Differenzverstärkers, der aus den Transistoren Qs und Qa gebildet ist, von dem Kollektor des letzteren Transistors Qa abgeleitet und durch einen verstärkenden Transistor Qt ο mit dem Gegentaktausgangsverstärker gekoppelt. Der Transistor Q\o gehört einem Leitfähigkeitstyp an, der zu dem der differentiell verbundenen Transistoren Qs, Qa komplementär ist, wobei sein Emitter über einen Widerstand R21 mit der Klemme der Spannungsquelle - Vcct verbunden ist

Eine Kette von in Reihe geschalteten Dioden D\ verbindet die Kollektoren der Transistoren Qi und Qw miteinander und kann eine Bezugsspannung Vj daran erzeugen. Diese Dioden D\ sind so gepolt, daß sie leitend sind, wenn die Kollektorspannung des Transistors Qi die Kollektorspannung des Transistors Qj überschreitet Ein Kondensator Ci ist zu den Dioden D_x parallel geschaltet, um einen Wechselstrom-Bypass zwischen den Transistoren Qi und Q10 zu bilden.

Ein Widerstand Rz dient zum Koppeln des Kollektors des Transistors Qi mit der Basis eines Transistors Qj, wobei der letztere Transistor als Eingangsstufe für den Gegentaktausgangsverstärker dient Auf ähnliche Weise dient ein Widerstand A₄ zum Koppeln des Kollektors des Transistors Qw mit der Basis des Transistors Qa, wobei der letztere Transistor gegenüber dem Transistor Qj komplementär ist und als eine komplementäre Eingangsstufe zum Gegentaktausgangsverstärker dient Ein veränderbarer Widerstand VR* wie z. B. ein Potentiometer, Rheostat oder dgl, verbindet die jeweiligen Basen der Transistoren Q₃ und Q* miteinander und wie beschrieben wird, ermöglicht eine Verstellung der Eingangsvorspannungspotentiale, die dem Gegentaktverstärker zugeführt werden.

Der Gegentaktausgangsverstärker, wie dargestellt ist ein Leistungsverstärker mit komplementären Stufen, die in einer Gegentaktanordnung angeordnet sind. Jede dieser Stufen ist der Ausführungsform des erfindungsgemäßen Transistorverstärkers ähnlich, der unter Bezugnahme auf Fig.6 zuvor beschrieben wurde. Somit besteht der Ausgang der einen komplementären Stufe aus dem Feldeffekttransistor Q mit dynamischer Triodenkennlinie und ist mit einer Ausgangsklemme 16 in Quellen-Schaltung verbunden. Der Ausgang der anderen komplementären Stufe besteht aus dem Feldeffekttransistor Q2 mit dynamischer Triodenkennlinie und ist mit der Ausgangsklemme 16 in Quellenschaltung verbunden. Es ist ersichtlich, daß die Feldeffekttransistoren Qi und Qi komplementär sind. Wie bei der Ausführungsform nach F i g. 6 gehört der Feldeffekttransistor Qi beispielsweise dem P-Kanaltyp an, wobei seine Quellenelektrode mit der Spannungsversorgung + Vcc2 verbunden ist Die Torelektrode dieses Feldeffekttransistors Qi ist mit dem Kollektor des Transistors Qj verbunden, der einem komplementären Leitfähigkeitstyp angehört Der Kollektor des Transistors Q₃ ist über einen Widerstand Ri ferner mit der Klemme der Spannungsquelle + Vcci verbunden, während der Emitter des Transistors Q₃ über einen Widerstand Rs mit der Ausgangsklemme 16 verbunden ist Schwankungen in der Spannungsversorgung + Vcc2 werden in den Emitter des Transistors Q3 über einen Widerstand A₇ eingeprägt

Die komplementäre Stufe des Gegentaktverstärkers ist auf ähnliche Weise angeschlossen, wobei der Kollektor des Transistors Qa mit der Torelektrode des Feldeffekttransistors Qi und ferner über einen Widerstand R2 mit der Klemme der Spannungsquelle — Vcc\ verbunden ist Wie gezeigt, ist der Emitter des Transistors Qa über einen Widerstand R% mit einer Ausgangsklemme 16 verbunden und kann Schwankungen in der Spannungsversorgung — Vcc2 empfangen, die über einen Widerstand Rs darin eingeprägt sind.

Obwohl nicht gezeigt, ist eine Lastimpedanz oder ein Verbraucherwiderstand mit der Ausgangsklemme 16 verbindbar, um durch den dargestellten Verstärker angesteuert zu werden. Typisch für den Verwendungszweck, bei welchem der Verstärker als Tonfrequenzverstärker hoher Güte verwendet wird, kann ein Lautsprechersystem mit der Ausgangsklemme 16 verbunden werden.

Die Ausgangsspannung, welche der Ausgangsklemme 16 durch den Gegentaktverstärker zugeführt wird, wird der Verstärkerstufe 12 durch eine Gegenkopplungsschaltung rückgekoppelt die aus in Reihe geschalteten Widerständen Rn und Rm gebildet ist Diese Widerstände sind in einer Spannungsteileranordnung angeordnet, deren Ausgangsklemme durch den dazwischen gebildeten Verbindungspunkt gebildet ist Wie dargestellt ist das Ausgangssignal dieser Spannungsteilerschaltung gemeinsam den Transistoren Qs und Qs der zuvor beschriebenen Differenzverstärker zugeführt

Bei dem dargestellten Verstärker ist ersichtlich, daß Schwankungen in der Spannungsquelle + Vcci und/ oder — Vcci die entsprechenden Torspannungen beeinflussen, die an die Feldeffekttransistoren Qt und Qt über

jo die Transistoren Q3 bzw. Qa angelegt sind. Wenn auch derartige Schwankungen auf ein Minimum herabgesetzt und wirksam vermieden werden können, indem diese Spannungsquellen als hochgenau konstant geregelte Quellen ausgebildet sind, so sind derartige Spannungsquellen jedoch sehr kostspielig und kompliziert Um die Kosten solcher Spannungsquellen auf ein Minimum herabzusetzen, werden dementsprechend deren erwartete Schwankungen berücksichtigt und deren Wirkungen ausgeglichen, indem die Widerstände Rg und Rio, welche zum Einprägen der Schwankungen in der Spannungsquelle — Vcci in den Emitter des Transistors Qj und zum Einprägen der Schwankungen in der Spannungsquelle + Vcci in den Emitter des Transistors Qa vorgesehen sind.

Nun wird die Arbeitsweise des dargestellten Verstärkers beschrieben, wobei zunächst angenommen wird, daß kein Eingangssignal der Eingangsklemme 13 zugeführt wird. Angenommen sei ferner, daß die Eingangsvorspannung, die dem Gegentaktverstärker über die Transistoren Qi und Qi₀ der Verstärkerstufe 12 zugeführt ist zu einer Spannung V₃ an der Diode Di führt, welche der Summe der Diodenspannungsabfälle im wesentlichen gleich ist Die Widerstände Rj, VR₂ und Ra bilden eine Spannungsteilerschaltung, die über die Dioden D₁ geschaltet ist, wodurch sich eine Teilspannung gleich V₄ am veränderbaren Widerstand VR₂ ergibt Diese Spannung V₄ reicht aus, um die Transistoren Q₃ und Qa in den Leitfähigkeitsbereich vorzuspannen, so daß im wesentlichen gleiche Ströme hindurchfließen und die Transistoren einen Basis-Emitter-Spannungsabfall zeigen, der Vbe gleich ist Angenommen, daß der Basisstrom vernachlässigbar ist ist ersichtlich, daß die Kollektorströme dieser entsprechenden Transistoren deren Emitterströmen gleich sind, was wie folgt ausgedrückt werden kann:

^KB£

R* +

T₇

* I

μι ι

(5)

(6)

Angenommen, daß die Spannungsquellen + Vcci und — Vcri Schwankungen unterworfen werden. Angenommen ferner, daß positive und negative Spannungsquelle Schwankungen in derselben Polarität und in derselben Größe erfahren. In bezug auf die Kollektorspannung des Transistors Q3 (die selbstverständlich die Torspannung ist, die an den Feldeffekttransistor Q\ angelegt ist), wird dementsprechend eine Änderung Δ Vcc\ in der Spannungsquelle -I- Vcci an den Kollektor des Transistors Qi angelegt und wird eine gleiche Änderung Δ Vcc\ in der Spannungsquelle — Vcc\ durch die Widerstände Ä9 und R5 spannungsgeteilt und an den Transistoremitter angelegt, um so die Basis-Emitter-Spannung herabzusetzen, wobei diese Herabsetzung der Spannung durch den Transistor Qs verstärkt und an dem Kollektor entsprechend dem Transistorverstärkungsgrad erzeugt ist, welcher durch das Verhältnis zwischen Kollektor- und Emitterwiderstand bestimmt ist. Die Änderung der Kollektorspannung des Transistors Qi ist somit der Änderung der Torspannung gleich, die an den Feldeffekttransistor Q\ angelegt ist, wobei sie wie folgt ausgedrückt werden kann:

'■₅

'•5

io

Da die Vorspannung V^ ein Bruchteil der Spannung V₃ ist, ist ersichtlich, daß V₄ und somit die Kollektorströme der Transistoren Q$ und Qa lediglich durch Verstellung des veränderbaren Widerstandes VA₂ leicht eingestellt werden können. Da die entsprechenden Torspannungen, die an die Feldeffekttransistoren Qu Q₂ angelegt sind, den Kollektorspannungen der Transistoren Q₃ bzw. Q, gleich sind, ist daher ersichtlich, daß die Arbeitspunkte der Feldeffekttransistoren für die Arbeitsweise der Klasse fioder Klasse .Aßerreicht werden können, indem die Transistor-Kollektorströme auf die oben beschriebene Weise entsprechend eingestellt werden.

Die Verzerrung, die sonst in das verstärkte Ausgangssignal eingeführt wird, das an der Ausgangsklemme 16 erzeugt ist nach der Verstärkung eines Ausgangssignals, das an die Eingangsklemme 13 angelegt ist, infolge der Schwankungen in den Spannungsversorgungen + Vcc2 und — Ve«, wird vermieden und zwar auf die Art und Weise, die nun beschrieben wird. Zum Zwecke dieser Erörterung sei angenommen, daß die Spannungsquellen + Vcci und — Vcci im wesentlichen konstant gehalten und keinen Schwankungen unterworfen sind. In diesem Falle ist ersichtlich, daß die Abfluß (Strom-)Vorbelastung der Feldeffekttransistoren Qi und Q2 entsprechend der Anordnung stabilisiert wird, die unter Bezugnahme auf Fig.6 hier zuvor beschrieben und dargestellt wurde. Insbesondere wird, falls die Widerstände R\, R₂. Ri und Rs die Widerstandswerte r\, r₂, η bzw. rs haben, und falls die Verstärkungskonstanten der Feldeffekttransistoren (?_t und Q₂ gleich μ\ bzw. μ₂ sind, die Stabilisierung der Abfluß-Vorbelastung ungeachtet von Schwankungen in den Spannungsversorgungen 4 Vcc2und — Vcc2 erzielt, falls den folgenden Gleichungen genügt wird:

Es ist ersichtlich, daß der erste Ausdruck in der Gleichung (7) auf die Schwankung in der Spannungsquelle + Vcci und der zweite Ausdruck auf die Schwankung in der Spannungsquelle - Vcci zurückgeführt wird Falls der Widerstandswert r₉ viel größer als der Widerstandswert r$ ist, kann die Gleichung (7) wie folgt reduziert werden:

20

jo

35

45

50

55

eo

b5 I VG₁ = + I V_c

V_cn- —

(8)

Nach Gleichung (8) kann die Änderung der Torspannung des Feldeffekttransistors Q\ infolge der Spannungsschwankungen in den Spannungsquellen + Vcci und — Vcci vermieden werden, falls die Widerstandswerte r_t und r₉ so gewählt sind, daß sie im wesentlichen gleich sind.

Die Gleichungen (7)^ und (8) sind auf gleiche Weise anwendbar, um die Änderung der Torspannung zu bestimmen, die an den Feldeffekttransistor Q₂ angelegt ist, wie durch die Schwankungen der Spannungsquellen + Vcci und — Vcci verursacht Es folgt somit, daß solche Spannungsschwankungen im wesentlichen keine Wirkung auf die Abfluß-Vorbelastung des Feldeffekttransistors Q₂ heben, falls die Widerstandswerte r₂ und Γιο so gewählt sind, daß sie im wesentlichen gleich sind.

Wird nun ein zu verstärkendes Eingangssignal an die Eingangsklemme 13 angelegt, so wird dieses Signal durch die Verstärkerstufe 12 verstärkt und dann durch die Transistoren Q7 und Q\o der Gegentaktausgangsverstärkerstufe zugeführt Weitere Verstärkung wird durch die Transistoren Q3 und Qt bewirkt welche die Feldeffektverstärker Q_t bzw. Q₂ ansteuern. Es ist ersichtlich, daß die Feldeffekttransistoren Q\, Q₂ nun eine geeignete Last ansteuern können, welche mit der Klemme 16 verbunden ist und zwar mit minimaler Verzerrung, unabhängig von Schwankungen in den zweiten Spannungsquellen + Vcci und — Vcci oder Schwankungen in den ersten Spannungsquellen + Vcc2 und — Vcc2-

Bei der dargestellten Ausführungsform ist ersichtlich, daß jede der Spannungsquellen aus einzelnen Erregerquellen bestehen können. Andererseits kann eine einzige Spannungsquelle mit positiver und negativer Ausgangsklemme und mit einem Mittelabgriff, mit Erde verbunden, verwendet werden, um die Spannungen + Vcci und — Vcci zu liefern; und auf ähnliche Weise kann eine einzige Quelle eines Arbeitspotentials (erste Spannungsversorgung) mit positiver und negativer Ausgangsklemme und mit einem Mittelabgriff, mit Erde verbunden, verwendet werden, um die Arbeitspotentiale + Vcci und — Vcc2 zu liefern. Es ist ersichtlich, daß die bestimmte Anordnung solcher Spannungsquellen nach Wunsch gewählt werden kann.

Eine weitere Ausführungsform eines Transistorverstärkers zur Durchführung der Grundsätze der vorliegenden: Erfindung ist in F i g. 8 schematisch dargestellt. Diese Ausführungsform ist der in F i g. 6 dargestellten und vorher beschriebenen Ausführungsform ähnlich, so daß gleiche Bauteile mit entsprechenden Bezugszeichen bezeichnet sind, die mit einem Strich versehen sind. Die Ausführungsform nach Fig.8 unterscheidet sich von der Ausführungsform nach Fig.6 darin, daß der Kollektor des Transistors T mit dem Tor des Feldeffekttransistors 5' über einen Emitterfolger 17 verbunden ist Wie gezeigt ist somit der Emitter des Emitterfolgertransistors 17 über einen Widerstand 18 mit der Spannungsquelle + V'cci und ist der Kollektor

dieses Transistors 17 mit Erde verbunden. Der kollektor des Transistors T ist mit der Basis des Emitterfolgertransistors 17 verbunden.

Die Arbeitsweise der in Fig.8 schemalisch dargestellten Ausführungsform ist der Arbeitsweise des Transistorverstärkers, der unter Bezugnahme auf F i g. 6 zuvor beschrieben wurde, im wesentlichen ähnlich. Somit wird der Feldeffekttransistor 5' mit dynamischer Triodenkennlinie durch den Emitterfolgertransistor 17 angesteuert, wodurch der Transistorverstärker noch weiter verbesserte Frequenzansprecheigenschaften erhält. Die höheren Frequenzen im verstärkten Ausgangssignal werden somit nicht verschlechtert, sogar in Anwesenheit der eigenen Eingangskapazität des Feldeffekttransistors 5'. Der Zusatz des Emitterfolgers 17 ist für jene Ausführungsformen vorteilhaft, bei welchen der Feldeffekttransistor 5' mit dynamischer Triodenkennlinie eine verhältnismäßig große Kapazität zwischen Tor und Quelle aufweist. Eine solche Kapazität kann in der Größenordnung von mehreren hundert Picofarad liegen. Es ist ersichtlich, daß bei dieser Größe der Kapazität die niedrigere Ausgangsimpedanz des Emitterfolgertransistors 17 bedeutsame Frequenzansprechverschlechterung des verstärkten Signals, der Tor-Quellen-Kapazität des Feldeffekttransistors 5' zugeschrieben, vermeidet.

Bei der Ausführungsform nach Fig.8 sind der Transistor T und der Emitterfolgertransistor 17 komplementär. Diese komplementären Transistoren sind jedoch nicht unbedingt notwendig, wie aus der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungsform ersichtlich, die in F i g. 9 schematisch dargestellt ist.

Der Verstärker nach F i g. 9 ist dem in F i g. 7 gezeigten und vorhin beschriebenen Verstärker im wesentlichen gleich, wobei entsprechende Bauteile durch die zuvor ausgewählten Bezugszeichen mit zusätzlich einem Sirich bezeichnet sind. Die Ausführungsform nach F i g. 9 unterscheidet sich von der Ausführungsform nach F i g. 7 dadurch, daß der in F i g. 8 gezeigte Transistorverstärker als Gegentaktausgangsverstärker verwendet wird. Während die Feldeffekttransistoren nach der Ausführungsform gemäß F i g. 7 in Quellen-Schaltung gezeigt sind, verwendet die Ausführungsform nach Fig. 9 Feldeffekttransistoren Ci ι und Qn in Quellenfolgeranordnung.

Der Kollektor des Transistors Q 3 ist mit dem Tor des Feldeffekttransistors Qn über einen Emitterfolgertransistor 19 verbunden. Es ist ersichtlich, daß der Transistor Q'i und der Feldeffekttransistor Q_[2 der komplementären Leitfähigkeitsart zugehören, wogegen der Transistor Q'i und der Emitterfolgertransistor 19 gleichem Leitfähigkeitstyp zugehören. In der anderen Gegentaktstufe ist der Kollektor des Transistors Q₄ mit dem Tor des Feldeffekttransistors Q_u über einen Emitterfolgertransistor 20 verbunden. Der Transistor Q\ und der Feldeffekttransistor Q_n gehören dem komplementären Leitfähigkeitstyp an, wogegen der Transistor Q'_A und -) der Emitterfolgertransistor 20 demselben Leitfähigkeitstyp angehören.

Der Emitterfolgertransistor 19 ist über die Spannungsquellen + V'cc 1 und - V'cxrx geschaltet, wobei sein Emitter über einen Widerstand 23 mit der

in Spannungsqueüe - V"«-i und sein Kollektor über einen Widerstand 22 mit der Spannungsquelle + V'_fci verbunden ist. Der Emitterfolgertransistor 20 ist an diese Spannungsquelle + V'cri. — VVn über einen Emitterwiderstand 24 und einen Kollektorwiderstand

1". 21 angeschlossen.

Die Arbeitsweise der in Fig.9 schematisch dargestellten Ausführungsform ist der Arbeitsweise im wesentlichen gleich, die zuvor unter Bezugnahme auf F i g. 7 beschrieben wurde, wobei sie zusätzlich die

JH verbesserten höheren Frequenzansprecheigenschaften zeigt, die unter Bezugnahme auf den Transistorverstärker nach F i g. 8 beschrieben wurde. Eine weitere Beschreibung ist daher entbehrlich. Es ist jedoch zu beachten, daß, da die Feldeffekttransistoren Qu und Ci₂

ji in einer Quellenfolgeranordnung angeordnet sind, deren Ausgangsimpedanz verhältnismäßig niedrig ist, um so einen höheren Dämpfungsfaktor für die Lastimpedanz zu erzielen, die mit der Ausgangsklemme 16' verbunden ist, als jene, die durch die Quellen-Schaltung gemäß

in F i g. 7 erzielt ist. Nichtsdestoweniger ist ersichtlich, daß die Vorbelastungen der Feldeffekttransistoren Q_tu (?i₂ sogar bei Schwankungen in den Spannungsquellen + V'cri und - V'cri und/oder Schwankungen in den Spannungsquellen + Wr₂ und - Wr₂ stabilisiert sind.

π Wenn auch die vorliegende Erfindung insbesondere unter Bezugnahme auf mehrere bevorzugte Ausführungsformen beschrieben und dargestellt wurde, jind selbstverständlich verschiedene Änderungen und Abwandlungen in bezug auf Form und Einzelheiten möglich. Zum Beispiel können die Leitfähigkeitstypen der jeweiligen Transistoren, sowie der Feldeffekttransistoren gegebenenfalls zweckmäßig geändert werden. Die Feldeffekttransistoren können auch in anderen herkömmlichen Klassen der Arbeitsweise arbeiten und

■r> müssen nicht nur auf die Arbeitsweisen der Klasse AB oder B beschränkt werden. Falls in Gegentaktanordnung verwendet, kann ferner die Verstärkerstufe 12, welche die Gegentaktstufe ansteuert, anderen Aufbau haben. Es ist auch ersichtlich, daß die Lehren der

in Erfindung einen weiten Verwendungsbereich haben und nicht lediglich auf Tonfrequenzverstärker beschränkt sind.

4 Bhiit Zeichnungen

Claims (1)

Patentansprüche:

1. Stabilisierter Transistorverstärker, mit einem mit der Lastimpedanz gekoppelten Ausgangstransistör, mit einer ersten Schwankungen unterworfenen Spannungsversorgungsquelle, die mit einer ersten Ausgangselektrode des Ausgangstransistors verbunden ist, dessen zweite Ausgangselektrode mit der Lastimpedanz verbunden ist, mit einem Eingangstransistor, dessen eine erste Ausgangselektrode mit der Eingangselektrode des Ausgangstransistors gleichstromgekoppelt ist, wobei der ersten Ausgangselektrode des Eingangstransistors Ober einen ersten Widerstand eine Versorgungsspannung zügeführt wird, mit einem an die erste Spannungsversorgungsquellc angeschlossenen Spannungsteiler, dessen einer Anschluß mit der ersten Ausgangselektrode des Ausgangstransistors verbunden ist und dessen Abgriff mit der zweiten Ausgangseiektrode des Eingangstransistors verbunden ist, dadurch gekennzeichnet, daß als Ausgangstransistor ein Feldeffekttransistor (5, 5') mit Triodenkennlinie verwendet ist, daß eine von der ersten Spannungsversorgungsquelle (Vcc2, V'cci) im wesentlichen unabhängige zweite Spannungsversorgungsquelle (Ccci, V'cci) mit dem Ausgangsanschluß des Eingangstransistors (7, T) über den ersten Widerstand (8, 8') verbunden ist, und daß der Spannungsteiler aus einem zweiten und einem dritten jo Widerstand (11,9; 11', 9') gebildet ist, wobei der eine Anschluß des zweiten Widerstandes (11,1 V) mit der Ausgangselektrode des Feldeffekttransistors (5, 5') verbunden ist und für die Widerstandswerte η, /5, r₃ des ersten, zweiten und dritten Widerstandes (8,8'; 11, ll';9,9')die Beziehung gilt: