DE2517269B2 - Verfahren und Vorrichtung zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen - Google Patents

Description

ι» Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren und eine Vorrichtung zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen bei einer unter Einschluß einer die Abgaszusammensetzung erfassenden λ-Sonde arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage für

i"' Brennkraftmaschinen, wobei synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine der Kraftstoff vorzugsweise über elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile in Abhängigkeit von der Drehzahl und der Ansaugluftmenge zugeführt wird

2» und wobei das Verhältnis von zugeführter Kraftstoffmenge zu angesaugter Luftmenge unter Einfluß der λ-Sonde geregelt wird. Die Vorrichtung verfügt dabei über eine das λ-Sonden-Signal mit einem Referenzsignal vergleichenden Vergleichsschaltung und einen

■?' nachgeschalteten Integrator zur Erzeugung eines vorzugsweise der Multiplizierstufe der Kraftstoffeinlage zuführbaren Ausgangssignal als Funktion der Abgaszusammensetzung. Ein solches Verfahren und eine solche Vorrichtung sind bekannt aus der DE-OS

ι» 2216705. Bei dem aus dieser Veröffentlichung bekannten System sind zwei getrennte Regelkreise vorgesehen, nämlich ein erster Regelkreis, der als Meßglied einen Temperaturfühler enthält, der im Bereich des Abgasrohrs der Brennkraftmaschine angeordnet

r> ist, und einen zweiten Regelkreis mit einem Sauerstoffmeßfühler als Meßglied, der das Massenverhältnis von Luft zu Kraftstoff erfaßt und ebenfalls im Bereich des Abgasrohrs angeordnet ist. Als nachteilig könnte bei dem bekannten System angesehen werden,

jo daß keine Maßnahmen getroffen sind, die das bekannte, fehlerhafte Arbeiten einer Sauerstoffsonde oder Α-Sonde bei nicht ausreichend heißen Umgebungstemperaturen kompensieren, obwohl ein Temperaturfühler vorgesehen ist. Dieser dient aber dazu,

j ~> die Zugabe von Zusatzluft bei zu geringer Temperatur im Bereich des Abgasrohrs zu veranlassen, um so ein einwandfreies Arbeiten von Reaktoien zu Oxydation von Kohlenwasserstoffen und Kohlcnmonoxyd aufrechtzuerhalten.

">ii Allgemein ist es bei gemischverdichtenden Brennkraftmaschinen wesentlich, die auf jeden Hub der Brennkraftmaschine entfallende Kraftstoffmenge so an die angesaugte Luftmenge anzupassen, daß der Verbrennungsvorgang weder zu einem Lcistungsverlust führt, noch mit Kraftstoffüberschuß erfolgt, weil dies zu einer übermäßigen Erzeugung umweltschädlicher Gase führt.

Man strebt daher ein den Brennräumen zuzuführendes Kraftstoffluftgemisch an, welches sich im stö-

bo chiometrischen Verhältnis befindet (λ = 1), bei welchem sogar ein Luftüberschuß vorliegt oder welches sich auf jeden FaIi nach vorgebbaren Werten einstellen läßt. Arbeitet man im Luftüberschußgebiet, betreibt man also die Brennkraftmaschine an ihrer Ma-

t,5 gerlaufgrenze, dann gelingt es in besonders vorteilhafter Weise, schädliche Abgasteile zu reduzieren und daher auch den stetig ansteigenden Forderungen hinsichtlich einer besseren Reinerhaltung der Luft zu

entsprechen.

Die der Brennkraftmaschine zuzuführende Kraftstoffmenge bestimmt sich aus im Grunde bekannten Kriterien, wobei hauptsächlich die Drehzahl der Brennkraftmaschine und die der Brennkraftmaschine zugeführte Luftmenge von Bedeutung sind. Erwünscht ist jedoch die Überprüfung des jeweils zugeführten Kraftstoff-/Luftgemisches und dessen, Korrektur dann, wenn die gewünschten Werte nicht eingehalten werden. Hier bietet sich die Verwandung der ar sich schon bekannten sogenannten Sauerstoffoder λ-Sonde an. Eine solche λ-Sonde, wie sie gegenwärtig bei Brennkraftmaschinen Verwendung finden kann, ist in der Lage, aus der Abgaszusammensetzung der Brennkraftmaschine ein Signal abzuleiten, welches ein Maß für die Luftzahl λ des Kraftstoff-/Luftgemisches ist. Die genaue Wirkungsweise der gegenwärtig verwendeten λ-Sonde ist so, daß eine, wenn auch relativ geringe positive Spannung dann abgegeben wird, wenn mit fettem Gemisch gefahren wird, was für den Bereich λ < 1 zutrifft; das Ausgangssignal der λ-Sonde ist praktisch Null für mageres Gemisch. Dabei weist die λ-Sonde bei einer Gemischänderung in der Nähe von λ = 1 ein einer Sprungfunktion ähnelndes Zeitverhalten auf und ist daher im wesentlichen nur in der Lage, den Bereich λ = 1 präzise anzugeben. Die Änderung von kleiner Ausgangsspannung auf im wesentlichen die Sondenmaximalspannung erfolgt mit hoher Steilheit. Es gelingt aber mit Hilfe einer solchen λ-Sonde die der Brennkraftmaschine zuzuführende Kraftstoffmenge nicht nur lediglich zu steuern, sondern in dem Sinne zu regeln, daß die Brennkraftmaschine die Regeistrecke darstellt und die Kraftstoffeinspritzanlage den Regler bildet, dem das Ausgangssignal der λ-Sonde als Ist-Wert zugeführt wird.

Eine Schwierigkeit ergibt sich jedoch bei dem Betrieb einer Kraftstoffeinspritzanlage unier Einschluß einer λ-Regelung dann, wenn sich die Sonde nicht in ihrem betriebsbereiten Zustand befindet, also beispielsweise kalt ist, Kaltstart vorliegt oder wenn Hei3-start nach kurzer Abstellphase, erfolgt. Es besteht auch die Gefahr, daß gelegentlich die Verbindung zur λ-Sonde unterbrochen wird oder diese im Kurzschluß arbeitet. In allen diesen Fällen, wobei der Zustand einer kalten λ-Sonde am häufigsten sein dürfte, ergibt sich eine fehlerhafte Regelung, da die λ-Sonde in kaltem Zustand kein einwandfreies Ausgangssignal liefert.

Es ist die Aufgabe vorliegender Erfindung, einer Brennkraftmaschine auch dann die für einen einwandfreien Betrieb erforderliche Kraftsloffmenge in richtiger Dosierung zuzuführen, wenn infolge nichibetriebsbereitem Zustand einer Sauerstoff- oder A-Sonde die mit diese·- arbeitende Regelung an ihren einen Anschlag läuft und außerdem dafür zu sorgen, daß der geregelte Betrieb unter Einfluß der λ-Sonde möglichst umgehend wiederaufgenommen werden kann.

Geht man nämlich beispielsweise bei einer geregelten Ktaftstoffeinspritzanlage davon aus, daß bei Einbeziehung weiterer Peripheriebedingungen wie der volle Höheneinfluß und der Lufttemperatureinfluß ein Regelhub von bis zu maximal ±30% erforderlich sein kann, dann würde dies zu einer Abmagerung um etwa diesen Wert bei kalter Sonde führen und wäre nicht tragbar.

Zur Lösung dieser Aufgabe geht die Erfindung daher aus von dem eingangs genannten Verfahren und

besteht erfindungsgemäß darin, daß bei nichtbetriebsbereitem Zustand der λ-Sonde und dadurch bedingter Fehleinstellung (z. B. zu starke Abmagerung) des der Brennkraftmaschine zugeführten Kraftstoff-/Luitgemischs die unter Einfluß der λ-Sonde arbeitende Regelung nach einem vorgegebenen Zeitraum abgeschaltet und durch eine Steuerung ersetzt wird, wobei gleichzeitig ein dem λ-Sonden-Signal entgegengeschaltetes Referenzsignal derart verändert wird, daß nach Einsatz der λ-Sonde als Regelglied über ein Zeitglied eine allmähliche Anpassung des Referenzsignals an den Betriebszustand der λ-Sonde erfolgt.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens löst die gestellte Aufgabe dadurch, daß eine vom Ausgang der Vergleichsschaltung gesteuerte und zunächst eine Überwachungszeit vor Eingriff bereitstellende erste Zeitschaltung vorgesehen ist, die vorzugsweise über einen nachgeschalteten Transistorverstärker den Integrator abschaltet und ein mittleres, vorgebbares Ausgangssignal erzeugt und daß der eisten Zeitschaltung eine von dieser angesteuerte zweite Zeitschaltung nachgeschaltet ist, die das dem λ-Sonden-Signal entgegengeschaltete Referenzsignal zunächst anhebt und bei Sondenbetriebsbereitschaft allmählich absenkt.

Dadurch ergibt sich der Vorteil, daß eine Fehlanpassung der Regelung dann, wenn sich die λ-Sonde nicht im arbeitsbereiten Zustand befindet, vermieden wird, andererseits jedoch ohne Verzögerung und ohne Schwingen oder abruptes Umsteuern der von der λ-Sonde geregelten Betrieb wiederaufgenommen werden kann, sobald die λ-Sonde in der Lage ist, auch nur annähernd wieder zwischen einem zu fetten bzw. einem zu mageren Gemisch zu unterscheiden, sobald also die Aufspaltung des λ-Sonden-Ausgangssignals in die beiden Zweige erkennbar wird und ausgewertet werden kann.

Weitere Ausgestaltungen sind Gegenstand der Unteransprüche und in diesen niedergelegt.

Im folgenden werden Aufbau und Wirkungsweise von Ausführungsbeispielen der Erfindung anhand der Figuren im einzelnen näher erläutert. Dabei zeigt

Fig. 1 ein Blockschakbild der Vorrichtung zur Zustandserkennung der λ-Sonde und Steuerung der λ-Regelung,

Fig. 2, bestehend aus den Teilfiguren 2a und 2b, ein ausführliches Schaltbild der in Fig. 1 lediglich schematisch angedeuteten erfindungsgemäßen Vorrichtung

Fig. 3 zeigt eine andere Möglichkeit zur Ausbildung der verwendeten Zeitschaltungen, und die

Fig. 4a.4b, 4c und 4d mögliche Scbaltungsvarianten beim Ausführungsbeispiel der Fig. 2.

Wie der Darstellung der Fig. 1 entnommen werden kann, besteht die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Zustandserkennung der λ-Sonde und zur Umschaltung auf Steuerung bei gestörter λ-Sonde im wesentlichen aus einer Vergleichsschaltung 1, die an ihrem einen Eingang das Steuersignal V der λ-Sonde 2 zugeführt erhält und unter Normafbedingungen von selbst ein Referenzsignal erzeugt, das sehr präzise ist und dem Signal CZ₁ der λ-Sonde entgegengeschaltet ist.

Der Ausgang der Vergleichsschaltung 1 wird einem Integrator 3 zugeführt, der an seinem Ausgang das zum Stellglied einer Kraftstoffeinspritzanlage oder beispielsweise auch zur Multiplizierstufe einer solchen Anlage weitergeleitete Ausgangssignal erzeugt; dieses

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Ausgangssignal kann jedoch auch unter Beeinflussung durch die erste Zeitschaltung 4 entstanden sein, die ebenfalls den Integrator 3 beaufschlagt und eingangsmäßig mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung 1 verbunden ist, um diesen zu überwachen. Nachgeschaltet ist der Zeitschaltung 4 eine zweite Zeitschaltung 6, die mit ihrem Ausgang mit der Vergleichsschaltung 1 verbunden ist und dort das dem λ-Sondensignal entgegengeschaltete Referenzsignal beeinflußt.

Im einzelnen ergibt sich dabei folgendes, wobei nunmehr auf die Darstellung der Fig. 2 Bezug genommen wird. Die λ-Sonde ist in der Darstellung der Fig. 2 mit dem Bezugszeichen 7 versehen; sie liefert an ihrem Ausgang gegen Masse oder gegen Minusleitung ein positives Signal, welches der Klemme 8 der ▼ crgiCiCiiSSCnaiiung χ zügCiUuri wtru. ^uni besseren Verständnis sei darauf hingewiesen, daß sich das Signal der λ-Sonde U₁ im Betrieb etwa zwischen den Werten 100 bis 200 mV und etwa bis 700 mV (im Bereich λ ^ 1) ändert, so daß das Ausgangssignal der λ-Sonde als positive Spannung am Eingang nach Anschluß 8 der Vergleichsschaltung erscheint.

Die Vergleichsschaltung 1 ist im wesentlichen gebildet aus den beiden Transistoren 7*9 und 711, die auf den nachgeschalteten Operationsverstärker 12 arbeiten. Der Transistor 711 erhält an seiner Basis die Referenzspannung zugeführt, die mit der λ-Sonden-Auigangsspannung zu vergleichen ist. Auf Grund des durchgeführten Vergleichs springt bei normalem Betrieb die Ausgangsspannung am Operationsverstärker 12 im wesentlichen zwischen zwei Extremwerten, beispielsweise zwischen Plus und Minus hin und her.

Das Ausgangssignal des Operationsverstärkers 12 gelangt über die Verbindungsleitung 13 auf die Basisanschlüsse zweier zum Integrator gehörender Transistoren 714 und 716, die einen nachgeschalteten Operationsverstärker 17 ansteuern. Der Operationsverstärker setzt die Spannungssprünge am A.usgang des zur Vergleichsschaltung 1 gehörenden Operationsverstärkers Ϊ2 in eine, sich während der Integrationszeit ändernde Spannung um und beeinflußt, beispielsweise über einen Eingriff in die Multiplizierstufe einer nachgeschalteten Kraftstc'feinspritzanlage die Einspritzzeit t_t der KraftstoffeinspritiTventile. Die Integrierung erfolgt über die mit dem invertierenden Eingang und dem Ausgang ties Operationsverstärkers 17 verbundenen parallel fschaketen Kondensatoren 18 und 19.

Die Zeitschaltungen sind gebildet von den Transistoren 7*21 bis 7*26, die über verschiedene Ausgangsleitungen die anderen Schaltungselemente beaufschlagen; darüber hinaus sind dann noch einige periphere Schaltungsicile vorhanden, auf die im folgenden im einzelnen eingegangen wird.

Dabei soll die Gesamtschaitung die folgenden Bedingungen erfüllen können:

1. Solange die λ-Sonde, die bevorzugt als Sauerstoffsonde c- gebildet ist, kein abgasabhängiges Spannungssignal abgibt, ist die Regelung auf Steuerung geschaltet;

2. die Anpassung bei Steuerung muß frei wählbar sein;

3. die Regelung muß sich nach Erwärmung der Λ-Sonde sicher einschalten, es soll kein starker Einbruch in Richtung mageres Kraftstoff-/Luftgemisch bei Übernahme von Steuerung auf Re gelung entstehen;

4. die Sondenzustandserkennung soll bei Ausfall der Sonde, Abkühlung der Sonde oder Leitungsunterbrechung auf Steuerung schalten. Dabei ist ein Kurzschluß der λ-Sonde oder der Sondenlei. tung nicht in dem Miße kritisch, weil dies beim geregelten Betrieb lediglich zu einer Anfettung des der Brennkraftmaschine zugeführten Kraftstoff-/Luftgemisches führt und im allgemeinen die Fahrbarkeit des Kraftfahrzeugs erhalten bleibt;

5. die Regelung muß beim Start der Brennkraftmaschine auf Steuerung gestellt sein.

Im folgenden wird in Verbindung mit einer Erläuterung des schaltungsgemäßen Aufbaus gleichzeitig auch die Wirkungsweise der Schaltung der Fig. 2 genauer erläutert.

Die A-Sonden-A.usgangsspap.nup.g U₅ gelangt zunächst zur Eliminierung von gegebenenfalls vorhandenen hochfrequenten Einflüssen über eine Tiefpaßschaltung, bestehend aus einer Spule 27 und einem Kondensator 28, der gegen Minusleitung geschaltet ist, und weiter über einen mit der Spule in Reihe liegenden Widerstand 29 und einen weiteren Kondensator 31, wiederum geschaltet gegen Masse auf die Basis des Transistors Γ9, der als Emitterfolger geschaltet ist und an sich nur vorgesehen ist, um den von ihm angesteuerten Operationsverstärker 12 ein dem λ-Sondensignal U₁ entsprechendes Signal, jedoch auf höherem Potential liegend zuzuführen. Der Transistor Γ9 liegt über die Reihenschaltung zweier Widerstände 32 und 33 an einem Verbindungspunkt 34, an dem auch der Emitter des Transistors 711 über die Reihenschaltung zweier Widerstände 36 und 37 angeschlossen ist. Der Verbindungspunkt 34 liegt über weitere Widerstände, nämlich die Reihenschaltung der Widerstände 38 und 39 an der Plusleitung. Jeweils die Verbindungspur.kte der Widerstände 32 und 33 im Emitterkreis des Transistors 7*9 und der Widerstände 36 und 37 gehen auf die Eingänge des nachgeschalteten Operationsverstärkers 12, der den eigentlichen Vergleich der den Basen der Transistoren T9 und 711 zugeführten Spannungen durchführt. Die der Λ-Sondenspannung U₃ entsprechende Spannung am Ausgang des Transistors T9 ist beim vorliegenden Ausführungsbeispiel dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 12 zugeführt. Die der Basis des Transistors 711 zugeführte und notwendigerweise sehr präzise Vergleichs- oder Referenzspannung zur Sondenspannung U₁ wird dabei auf folgende Weise gewonnen. In Reihe mit den schon erwähnten Widerständen 38 und 39 ist eine Zenerdiode Z41 gegen Minusleitung geschaltet, so daß am Verbindungspunkt 42 der Kathode der Zenerdiode Z41 mit den Widerständen 38 und 39 eine Konstantspannung erzielbar ist. Erforderlich ist in diesem Zusammenhang jedoch eine sehr exakte Temperaturkompensation der Zenerdiodenspannung. Eine solche Temperaturkompensation ist jedoch bei den vorliegenden Bedingungen (da es sich üblicherweise um eine Bordnetzversorgung beim Kraftfahrzeug handelt, kann das Potential der Plusleitung gegenüber dem Potential der Minusleitung in beträchtlichen Grenzen je nach Fahrzustand und Belastung schwanken) nicht ohne weiteres möglich.

Gemäß einem Merkmal vorliegender Erfindung wird daher vorgeschlagen, die Temperaturkompensa tion in der Weise durchzuführen, daß parallel zur Zenerdiode die Reihenschaltung eines ersten Widerstandes und eines zweiten sowie einer in Durchlaß-

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richtung betriebenen Siliziumdiode liegt, wobei wenigstens einer dieser beiden Widerstände einstellbar ist. Am Verbindungspunkt dieser beiden Widerstände läßt sich dan die mit hoher Präzision iemperaturkompensierte Gleichspannung abgreifen.

Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel liegt parallel zur Zenerdode 41 die Reihenschaltung eines Widerstandes 43, eines weitere Widerstandes 44 - der seinerseits beim Ausführungsbeispiel wiederum aus der Parallelschaltung zweier Widerstände 46 und 47 besteht - und einer in Flußrichtung geschalteten Siliziumdiode 48.

Die beiden Widerstände 46 und 47 sind einstellbar ausgebildet. Dadurch ergibt sich am Verbindungspunkt 49 der beiden Widerstände 43 und 44 eine präzise, in ihrer Temperatur kompensierte Konstantsⁿanüun^ff, die von der Zjcncrdiodcns^snnun⁰ abgleitet ist, und durch eine weitere Unterteilung über die Reihenschaltung der Widerstände 51 und 52, der wiederum aus der Parallelschaltung zweier Widerstände 53 und 54 aufgebaut ist, gelangt schließlich diese temperaturkompensierte Konstantspannung am Verbindungspunkt 56 der Widerstände 51 und 52 auf die Basis des Transistors 711.

Beim Betrieb der Brennkraftmaschine pendelt dann im Normalzustand das Kraftstoff-/Luftgemisch bzw. genauer gesagt die λ-Sonden-Ausgangsspannung U₃ um diesen präzise eingestellten Wert der Referenzspannung herum, wodurch sich am Ausgang des Operationsverstärkers 12, wie leicht einzusehen ist, die schon erwähnten starken Spannungssprünge ergeben, die über die Verbindungsleitung 13 den Integrator 3 ansteuern.

Erhält daher zu einem Zeitpunkt die Brennkraftmaschine gerade mageres Kraftstoff-ZLuftgemisch, dann liefert die λ-Sonde eine niedere Sondenspannung, so daß an der Basis des Transistors 79 ein kleineres Potential als am Transistor 7*11 anliegt. Dadurch liefert der Operationsverstärker 12 an seinem Ausgang, da die Sondenspannung U₁ über den Transistor 79 auf den invertierenden Eingang gelangt, eine hohe Spannung. Im anderen Fall eines fetten Kraftstoff-/Luftgemisches ergibt sich am Ausgang des Operationsverstärkers eine niedrige Spannung. Diese Spannung steuert über die Verbindungsleitung 13 die aus den Transistoren 714 und 716 bestehende Schaltstufe an, der der integrierende Operationsverstärker 17 nachgeschaltet ist.

Der Aufbau der Schaltstufen 714 und 716 ist dabei so getroffen, daß diese beiden Transistoren über die Reihenschaltung zweier Widerstände 57 und 58 mit ihren Basen verbunden sind, am Verbindungspunkt der beiden Widerstände ist die Ausgangsleitung 13 des Operationsverstärkers 12 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren 714 und 716 liegen jeweils über Widerstände 59 und 61 an der Plusleitung bzw. an der Minusleitung und sind im übrigen über die Reihenschaltung zweier Widerstände 62 und 63 miteinander verbunden; der Verbindungspunkt 64 dieser Widerstände liegt über einen weiteren Widerstand 66 am nichtinvertierenden Eingang des nachgeschalteten Operationsverstärkers 17. In gleicher Weise sind die Kollektoren der beiden Transistoren 714 und 716 über die Reihenschaltung der Widerstandsgruppen 67 und 68 miteinander verbunden; der Verbindungspunkt 69 der Widerstandsgruppen 67 und 68 liegt über einen Widerstand 71 am invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17. Die Widerstandsgrup-

pen 67 und 68 bestehen für sich gesehen jeweils wieder aus der Parallelschaltung zweier einstellbarer Widerstände 72 und 73 bzw. 74 und 76. Die Ausgangssteuerspannung des Operationsverstärkers 17 wird abgenommen an der Klemme 77 über die Reihenschaltung eines Widerstandes 78 und einer in Flußrichtung gepolten Diode 79. Beim Ausführungsbeispiel besteht der Widerstand 78 aus der Parallelschaltung zweier einstellbarer Widerstände 81 und 82. Diese Schaltung bestimmt das Verhalten der Regelung im Normalbetrieb; je nach Ausgangsschaltzustand des Operationsverstärkers 12 ist entweder der Transistor 714 oder 716 leitend; über die abgleichbareii Widerstände 72, 73, 74 und 76 wird dann ein Strom entsprechend der Polarität dem nichtinvertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17 und damit den diesen Eingang mit dem Ausgang des Operationsverstärkers 17 verbindenden Kondensatoren 18 und 19 zugeführt. Durch diese Anordnung läßt sich entsprechend einem Merkmal der Erfindung erreichen, daß die Änderungsgeschwindigkeiten der ansteigenden und der absinkenden Spannung am Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers 17 jede für sich und unabhängig voneinander eingestellt werden können.

Dadurch ist es möglich, gezielt voneinander verschiedene Spannungsanstiegs- und Spannungsabsenkungsgeschwindigkeiten am Ausgang des integrierenden Operationsverstärkers zu erhalten, die entsprechend verschiedene Änderungsgeschwindigkeiten des Kraftstoff-Luftgemisches zur Folge haben.

Diese Eigenschaften kann vorteilhaft eingesetzt werden, wenn die Brennkraftmaschine bei einem Kraftstoff-Luftgemisch betrieben werden soll, welches von dem Gemisch verschieden ist, das dem Referenzpotential am Punkt 56 entspricht.

Je nach Schaltzustand ergibt sich an den Kondensatoren 18 und 19ein entsprechendes Regelsignal. Liegt beispielsweise am Ausgang des Operationsverstärkers 12 ein hohes Potential vor, dann ist wie ersichtlich der Transistor 716 leitend und es ergibt sich ein Stromfluß von der Plusleitung über die Kondensatoren 18 und 19, den Widerstand 21, die Widerstandskombinaiion 68, die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 716 in den Spannungsteiler aus den Widerständen 59,63,62 und 61. Dabei bewegt sich dann das Ausgangspotential des Integrators aus Operationsverstärker 17 und Kondensatoren 18 und 19 in Richtung positives Potential. Eine entsprechende Verbindung mit der Multiplizierstufe einer zugeordneten Kraftstoffeinspritzanlage führt dann zu einem zusätzlichen Aufladestrom, was letzten Endes zu einer höheren Impulszeitdauer t_{ der Kraftstoffeinspritzimpulse führt.

Im folgenden wird nunmehr auf spezielle Ausgestaltungen der Grundschaltung eingegangen, die für den einwandfreien Betrieb und für das Umschalten von Regelung auf Steuerung und umgekehrt erforderlich sind.

Zunächst ist noch eine Spannungsiompensation für die von der Zenerdiode Z41 gelieferte Konstantspannung erforderlich, denn da die Zenerdiode Z41 über einen bestimmten differentiellen Widerstand verfugt, ändert sich die Zenerdiodenspamiung mit der Batteriespannung, da der Speisestrom für die Zenerdiode von der sich ändernden Versorgungsspannung abhängt Um hier zu einer Kompensation zu gelangen, wird ein der Schwankung der Versorgungsspannung

entsprechendes Spannungssignal am Verbindungspunkt der beiden weiter vorn schon erwähnten Widerstände 38 und 39 abgegriffen und gelangt über einen Widerstand 83 zusammen mit dem Signal der λ-Sonde auf den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 12. Die Wirkungsweise ist so, daß sich mit steigender Versorgungsspannung zwar durch das Ansteigen der Zenerdiodenspannung das Referenzsignal geringfügig erhöht; diese Erhöhung wird aber über den hochohmig ausgebildeten Widerstand 83 am Widerstand 38 abgegriffen und dem λ-Sondensignal hinzugefügt, so daß sich im Mittel durch diese Kompensation der Einfluß einer sich ändernden Versorgungsspannung eliminieren läßt.

Ein weiteres wesentliches Merkmal vorliegender Erfindung ist die Sondenbereitschaftserkennung, die über die beiden Zeitschaltungen 4 und 6 realisiert wird. Eine Sondenbereitschaftserkennung ist deshalb erforderlich, weil die λ-Sonde oder genauer gesagt die Sauerstoffsonde im Abgaskanal bei kaltem Zustand einen sehr hohen Innenwiderstand aufweist, an welchem beispielsweise allein schon der Basisstrom des Transistors T9 einen so hohen Spannungsabfall erzeugen würde, daß die Sonde gerade bei kaltem Motor ein fettes Gemisch vortäuscht und die Gesamtschaltung zur Abmagerung veranlassen würde.

Beim normalen Betrieb springt der Ausgang des Operationsverstärkers 12 der Vergleichsschaltung fortwährend von hohem auf niedriges Potential oder von Plus auf Minus und zurück. Ist jedoch die λ-Sonde kalt, dann täuscht sie fettes Gemisch vor und der Ausgang des Operationsverstärkers 12 fällt für einen längeren Zeitraum auf niedriges Potential ab. Die an diesen Ausgang nachgeschaltete und aus den Transistoren 722, 723 und 724 aufgebaute erste Zeitschaltung 4 hat nun die Aufgabe, hier einen Überwachungszeitraum vorzugeben, innerhalb welchem der Ausgang des Operationsverstärkers 12 wieder sein Potential ändern muß. Ändert sich innerhalb dieses Zeitraums das Potential nicht, dann greift diese Zeitschaltung 4 und eine ihr nachgeschaltete weitere Zeitschaltung 6, auf die weiter unten noch genauer eingegangen wird, ein und stellt den Regelbetrieb auf Steuerung um, d. h. die Zeitschaltung 6 gibt unter Abschaltung des Integrators ein Ausgangssignal an der Klemme 77 ab, das angenähert einer mittleren Einstellung entspricht, selbstverständlich aber beliebig vorgegeben werden kann. Dies geschieht auf folgende Weise. Das für längere Zeit am Ausgang des Operationsverstärkers 12 vorherrschende Potential von näherungsweise 0 Volt bei kalter Sonde oder Leitungsunterbrechung wird über eine vorzugsweise dazwischengeschaltete Entkopplungsstufe, die aus einem Transistor 721 gebildet ist, auf die Basis des Transistors 722 übertragen. Der Transistor 721 der Entkopplungsstufe ist mit seinem Kollektor unmittelbar an der Plusleitung und mit seiner Basis über eine in Flußrichtung gepolte Diode 84 am Ausgang des Operationsverstärkers 12 angeschlossen; die Basis ist über einen Widerstand 86 mit dem Emitter verbunden, der über die; Reihenschaltung zweier Widerstände 87 und 88 an der Minusleitung liegt. Der Transistor 721 arbeitet somit als Emitterfolger; am VerbindungspunVt der Widerstände 87 und 88 ist die Basis des ersten Transistors 722 der Zeitschaltung 4 angeschlossen, der mit einem weiteren zugeordneten Transistor 723 und einem Kondensator 89 einen sogenannten Millerintegrator bildet. Die Schaltung ist

dabei so getroffen, daß der Transistor 722 mit seinen Kollektor über einem Widerstand 91 an der Pluslei tungund über einem Widerstand 92 mit seinem Emit ter an der Minusleitung liegt; der Transistor 723 lieg mit seinem Emitter unmittelbar an der Minusleitunj und ist mit seiner Basis direkt mit dem Emitter de: Transistors 722 verbunden, sein Kollektor liegt übe einem Widerstand 93 an der Plusleitung. Der Inte grierkondensator 89 liegt über Basis des Transistor 722 und Kollektor des Transistors 723. Der Ausganj des so gebildeten Millerintegrators, nämlich der Ko! lektor des Transistors 723 steuert über eine aus dei Widerständen 94 und 95 gebildete Spannungsteiler schaltung, die mit der Minusleitung verbunden ist, einen nachgeschalteten Transistor 724, der mit seinen Emitter an der Minusleitung und mit seinem Kollekto über einem Widerstand 96 an positivem Potentia liegt. Die Wirkungsweise ist dann so, daß bei niedri gern Ausgangspotential des Operationsverstärkers Ii (hohe Sondenspannung U₁) der Transistor 721 sperr und der zeitbestünmende Kondensator 89 die Gele genheit erhält, bei gleichfalls sperrenden Transistorei 722 und 723 sich so über die Widerstände 88 in Emitterkreis des transistors 722 und 93 im Kollek torkreis von T 23 so umzuladen, daß der Kollekto: des Transistors 723 immer stärker positives Potentia annimmt. Die Zeitdauer, nach deren Ablauf schließ Hch die Schaltschwelle für den Transistor 724 erreich ist, läßt sich durch entsprechende Dimensionierunj des Kondensators 89, des Widerstandes 88 sowie durch die Widerstände 94 und 95 bestimmen und lieg beispielsweise bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel in der Größenordnung zwischen 2 bis 5 Sekunden. Diese Zeitdauer soll im folgenden als Überwachungszeit bezeichnet werden und muß im übrigen se bestimmt werden, daß sich im Leerlauf und bei der dann auftretenden größten Totzeiten des Gesamtsy stems die Steuerung über die Zeitschaltung mit Si cherheit noch nicht einschaltet; außerdem muß di< Überwachungszeit T_s so festgelegt werden, daß siel die Anpassung während dieses Zeitraums, währenc welchem das System noch im Regelungsbereich arbei tet, nur um einen Teil des gesamten Regelhubs änderi kann.

Sobald dann die Schaltschwelle des Transistors 72' erreicht ist, d. h. sobald sein Basispotential über dei Spannungsteiler 94, 95 ausreichend angehoben ist schaltet der Transistor 724 durch und legt sein KoI lektorpotential praktisch auf das Potential der Minos leitung. Dies hat sofort zur Folge, da über die mit sei nem Kollektor verbundene Diode 96 und einen mi dieser in Reihe geschalteten Widerstand 97 der inver tierende Eingang des Operationsverstärkers 17 it Richtung auf Massepotential, auf alle Fälle jedocl noch unter das feste Potential am nicht invertierendei Eingang gezogen wird. Die Ausgangsspannung de Operationsverstärkers 17 steigt dadurch an und mai kann dann mit Hilfe eines Abgleichwiderstandes, de beim Ausführungsbeispiel aus zwei parallel geschalte ten Widerständen 98 und 99 besteht, die in Reihe mi einer Diode 101 ebenfalls am Kollektor des Transi stors 724 liegen und andererseits mit dem Ausgan] des Operationsverstärkers 17 verbunden sind, an den auch die Kondensatoren 18 und 19 liegen, in Verbin dung mit einem weiteren Widerstand 102, der dei Ausgang des Operationsverstärkers 17 mit Pluspo tential verbindet, insgesamt ein Ausgangssignal ein stellen, welches der gewünschten Impulszeit C₁ be

Steuerung entspricht. Die Beeinflussung der Impulszeit I₁ durch die Steuerspannung der Α-Sonde im Abgaskanal wird daher aus der Regelung herausgenommen, und es wird automatisch so lange auf Steuerung umgestellt, bis die Abgassonie wieder einwandfreie, zu erwartende Werte liefert.

Mit dem Ausgang der eisten Zeitschaltung, d. h. mit dem Kollektor des Transistors 724 ist über eine Diode 103 in Reihe mit einem Widerstand 104 eine zweite Zeitschaltung verbunden, die in ihrem Aufbau zu der aus den Transistoren T22 und 723 gebildeten Zeitschaltung in Form eines Millerintegrators identisch ist und aus den Transistoren 725 und 726 besteht. Auf den grundsätzlichen Aufbau dieser Zeitschaltung braucht daher nicht mehr eingegangen zu werden; der zeitbestimmende Kondensator ist mit dem Bezugszeichen 106 versehen und verbindet die über den Widerstand 104 von der ersten Zeitschaltung 4 angesteuerte Basis des Transistors 725 mit dem Kollektor des Transistors 776, der allerdings ^o über einen Widerstand 107 nicht direkt mit der Plusleitung, sondern mit dem Emitter eines Transistors 7108 verbunden ist, auf den weiter unten noch genauer eingegangen wird und der eine im wesentlichen konstante Spannung auf der Leitung 109 liefert. Dies ist deshalb erforderlich, weil die Ausgangsspannung der zweiten Zeitschaltung 6 vom Kollektor des Transistors 726 über eine einstellbare Widerstandskombination 109, bestehend aus zwei Einzelwiderständen 110 und 111 in Parallelschaltung und einer hierzu in jo Reihe geschalteten Diode 112 unmittelbar über die Leitung 113 auf die Basis des Transistors 711 der Vergleichsschaltung zurückgeführt ist. Das bedeutet, daß während der Steuerphase das stetig ansteigende Potential am Kollektor 726 dazu verwendet wird, über die Abgleichwiderstände 110 und 111 die Eingangsschaltschwelle der Vergleichsschaltung kontinuierlich und zeitabhängig anzuheben; in entsprechender Weise erfolgt nach Ende der Steuerphase eine Absenkung der Eingangsschaltschwelle, jeweils durch zusätzliche Beeinflussung des Potentials an der Basis des Transistors 711, dem, wie weiter vorn schon erwähnt, auch das konstante Bezugssignal zugeführt ist. Normalerweise, d. h. in der Regelphase, sind die Transistoren 725 und 726 bei gesperrtem Transistor 724 nach Ablauf der allmählichen Absenkung der Eingangsschaltschwelle so weit übersteuert, daß die Diode 112 sperrt und daher die Restspannung an der Kollektor-Emitter-Strecke des Transistors 726 und der Widerstand 109 keinen Einfluß auf die Eingangsschaltschwelle haben.

Die stabilisierte Spannung der Leitung 109 rührt, wie ersichtlich, von der Zenerdiode Z41 her und ist indirekt abgeleitet vom Schaltungspunkt 42 über einen Widerstand 116, der mit der Basis des weiter vorn schon erwähnten Transistors 7108 verbunden ist, der die auf der Leitung 109 liegende stabilisierte Spannung belastbar macht. Er ist als Emitterfolger geschaltet und liegt mit seinem Kollektor unmittelbar an der Plusleitung und mit seinem Emitter an der Leitung _bo 109, außerdem über die Reihenschaltung zweier Widerstände 117 und 118 und einer in Flußrichtung geschalteten Diode 119 am Ausgangsanschluß des Operationsverstärkers 12.

Schließlich ist noch eine weitere Schaltung vorgese- _b5 hen, die sich um den Transistor 7121 im Basiskreis des Transistors 79 gruppiert. Die Kollektorausgangsspannung des Transistors 724 enthält ja dann, wenn sie sich in Richtung auf negative Werte verändert hat, eine Information darüber, daß die Schaltung in den Steuervorgang übergegangen ist. Über die Verbindungsleitung 122 wird die Basis des Transistors 7121 angesteuert, und zwar über die Reihenschaltung eines Widerstandes 123 und einer Diode 124. Dieser Transistor 7121 liegt mit seinem Emitter an der stabilisierten Spannung der Leitung 109 und stellt eine Schaltstufe in dem Sinne dar, daß die Spannungsteilerschaltung der Widerstände 126 und 127 an Spannung gelegt wird. Es sei gleich darauf hingewiesen, daß diese Schaltung eine Variante zu der Potentialanhebung an der Basis des Transistors 711 über die zweite Zeitschaltung 6 darstellt und bevorzugt alternativ zu dieser verwendet werden kann. Am Verbindungspunkt der beiden Widerstände 126 und 127 wird dann das während der Steuerphase dort vorhandene Potential über einen relativ hochohmigen Widerstand 128 abgegriffen und gelangt über die in Flußrichtung gepolte Diode 129 auf die Basis des Transistors 79, wodurch gleichzeitig ein Strom in die Sonde 7 eingespeist wird. Das Spannungsteilerverhältnis der Widerstände 126 und 127 ist so bemessen, daß die maximal zulässige Spannung der λ-Sonde nicht überschritten werden kann (im äußersten Fall wird die Diode 129 stromlos); auf diese Weise gelingt es, die Spannung an der λ-Sonde 7 genauer festzulegen und zu kontrollieren, als dies mit Hilfe des weniger präzisen Basisstroms durch den Transistor 79 möglich ist. Gleichzeitig mit dieser Maßnahme wird vom Kollektor des Transistors 7121 ausgehend über eine Verbindungsleitung 113 an der Basht des Transistors 711 das Potential erhöht, in diesem Fall allerdings ohne einen zeitlichen Übergang wie mit Hilfe der Zeitschaltung 6, sondern schlagartig bei Leitendwerden des Transistors 721. Auch dadurch kann man die Eingangsschaltschwelle in entsprechender Weise anheben. Dabei fließt ein Strom vom Kollektor des Transistors 7121 über eine einstellbare Widerstandskombination, gebildet aus der Parallelschaltung zweier Widerstände 132 und 133 und einer dazu in Reihe geschalteten Diode 134 auf die Basis des Transistors 711 und erhöht dort das Potential infolge des Spannungsabfalls dieses Stromes am Widerstand 52.

Bei der λ-Sonde besteht die Forderung, daß dieser von außen keine zu hohe Spannung aufgedrückt wird, was geschehen kann, wenn diese sich in ihrem kalten Zustand sehr hochohmig ausbildet. Die Spannungsteileranordnung der Widerstände 126 und 127 stellt sicher, daß bei beliebig hochohmiger Sonde die Spannung an dieser einen vorgegebenen Wert nicht überschreitet. Zur Eliminierung von auf den Basisstrom des Transistors 79 zurückzuführenden Unwägbarkeiten, die allenfalls hier noch auftreten könnten, ist dann schließlich noch die Reihenschaltung der Widerstände 136 und 137 vorgesehen, die die Basis des Transistors 79 mit Minusleitung verbinden und von denen der Widerstand 136 einstellbar ausgebildet ist. Die Schaltung ist so bemessen, daß, abgestellt auf den Regelzustand bei normaler Referenzspannung am Transistor 711 gerade ein solcher Basisstrom für den Transistor 79 mit Hilfe der Widerstände 136 und 137 bestimmt ist, daß sich die Vergleichsschaltung an ihrem Umschlagpunkt befindet. Man bringt somit den für das normale Regelverhalten benötigten Basisstrom durch die Widerstände 136 und 137 auf. Dies ist beispielsweise dann von Bedeutung, wenn Regelsysteme und Positionen der λ- oder Sauerstoffsonde erforderlich

sind, die zu kühleren Temperaturen der Sonde führen, beispielsweise wenn die Sonde an solchen Stellen angeordnet werden muß, wo solche relativ kühleren Temperaturen vorherrschen. Durch die Anordnting der Widerstände 136 und 137 kann man auch hochohmigere Werte für den Innenwiderstand der Sonde hinnehmen.

Des weiteren ist noch eine Schaltungsanordnung vorgesehen, die dem Integrator 3 zugeordnet ist und die Aufgabe hat, den gesamten Regelvorgang, bexogen auf die Einspritzimpulse t_t oder einer sonstigen drehzahlsynchronen Information zu takten und damit den Regelvorgang von der durchgesetzten Luftmeoige abhängig zu machen. Diese Schaltungsanordnung l>esteht aus dem Transistor 7138 und zugeordneten Schaltungselementen. Der Basis dieses Transistors wird über einen Widerstand 139 und eine Diode 140 das Signal der Einspritzzeit t_t oder ein entsprechendes Signal am Anschluß 141 zugeführt; der Transistor 713« selbst ist mit seiner Emitter-Kollektorstrecke in Reihe mit einem Widerstand 142 an die Emitteranschlüsse der Transistoren 714 und 716 angeschlossen. Die Transistoren 714 und 716 werden auch bei leitendem Transistor 7138 durchgeschaltet. Da nun aber die Emitterpotentiale dieser Transistoren nahezu ebenso groß sind, wie die des invertierenden und dies nicht invertierenden Eingangs des Operationsverstärkers 17, kann über die Widerstände 71 und 67 und die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 714 bzw. über die Widerstände 71 und 68 und die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 716 kein Umladestrom fließen und es erfolgt keine Verstellung des Ausgangspotentials am Operationsverstärker 17. Eine Verstellung des Integratorausgangs und damit des Signals an der Ausgangsstelle 77 der Schaltung kann nur erfolgen, wenn der Transistor 7138 gesperrt ist, was auf Grund der Auslegung der Schaltung während der Einspritzzeit I₁ der Fall ist. Diese Taktung des Regelverhaltens ist besonders für den Leerlauf der Brennkraftmaschine von Bedeutung, da man auf diese Weise das sogenannte Leerlaufsägen des Motors vermeiden kann. Es ist ja wesentlich bei der Gesamtschaltung, daß in der Regelung keine zu großen Zeitkonstanten vorhanden sind, da die Regelung sonst bei einer Gemischänderung auf die Steuersignale der -I-Sonde zu spät anspricht. Macht man jedoch die Zeitkonstante der Regelung zu klein, dann kann diese Zeitkonstante für den Leerlauf der Brennkraftmaschine zu klein sein und es besteht die Gefahr, daß es zu Schwingungen des Gesamtregelsystems aus Brennkraftmaschine und Regler kommt. Durch die Taktung wird die mittlere Verstellgeschwindigkeit drehzahl- oder luftabhängig gemacht und wird insgesamt langsamer, so daß die Regelabweichung der Einspritzzeit i,. klein bleibt. Andererseits kann die Regelung durch bei großer Drehzahl ausreichend schnell eingreifen. Durch Einfügen des abgleichbaren Widerstands 142 im Emitter-Kollektorkreis des Transistors 7138 wird erreicht, daß sich die Ausgangsspannurig des Integrators auch während der Impulspause veirstellen kann.

Schließlich ist noch eine weitere Möglichkeit zur Umsteuerung der Regelung auf reine Steuerung vorgesehen, die bevorzugt dann eingreifen kann, wenn die zugeordnete Brennkraftmaschine im Vollastbetrieb läuft. In diesem Falle gelangt auf die Klemme 143 ein beim Ausführungsbeispiel positives Signal und schaltet einen Transistor 7144 in seinen leitenden

Zustand. Der Transistor 7144 ist mit seinem Emitter unmittelbar an die Minusleitung angeschlossen und seine Basis liegt über die Parallelschaltung eines Kondensators 145 eines Widerstandes 146 und einer Diode 147 ebenfalls an Minusleitung. Das Signal des Vollastschalters von Klemme 143 gelangt über die eine Tiefpaßschaltung, bestehend aus der Spule 148 und dem nach Minus geschalteten Kondensator 194 und einen Widerstand 149 auf die Basis des Transistors 7144. Der Transistor 7144 legt dann mit seinem Kollektor und über die Reihenschaltung einer Diode 150 und eines Widerstandes 151 ein solches Potential an den invertierenden Eingang des Operationsverstärkers 17 des Integrators, daß dieser ein verfügbares Ausgangspotential annimmt und es dadurch möglich ist, mit Hilfe der Widerstandskombination aus der Parallelschaltung der einstellbaren Widerstände 152 und 153 und der hier in Reihe geschalteten Diode 154 bei leitendem Transistor 7144 ein solches Ausgangspotential einzustellen, welches für den Vollastbetrieb bei manchen Brennkraftmaschinen geeignet ist. Dies ist gelegentlich deshalb erforderlich, weil je nach Art der über die λ-Sonde geregelten Brennkraftmaschine bei Vollastbetrieb ein Anfetten zur Verhinderung einer Überhitzung oder aus sonstigen Gründen erforderlich ist und bei eingeschalteter λ-Sonden-Regelung entsprechend fettere Einspritzwerte sofort wieder weggeregelt werden würden.

Des weiteren ist bei der Regelung Vorsorge zu treffen, daß diese nicht beim Start sofort zu regeln beginnt, sondern zunächst auf Steuerung geschaltet wird, da anzunehmen ist, daß unmittelbar nach dem Start für die λ-Sonde noch keine Bedingungen vorherrschen, die ein einwandfreies Arbeiten der Sonde sicherstellen.

Zu diesem Zweck ist parallel zum Basisanschluß des Transistors 722 ein Kondensator 155 größerer Kapazität geschaltet, der nach Einschalten zunächst so viel Strom aufnimmt, daß diese Schaltung für die Basis des Transistors 722 wie ein Kurzschluß wirkt und daher die Transistoren 722 und 723 im Sperrzustand verbleiben, unabhängig von dsn weiter noch vorherrschenden Schaltbedingungen. Dadurch befindet sich, wie weiter vorn schon erläutert, der Transistor 724 als für die Steuerung bestimmendes Schaltungselement in seinem leitenden Zustand und die Schaltung der Fig. 2 ist zunächst auf Steuerung gelegt.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung kann dieser Zweck statt mit dem Kondensator 155 auch dadurch erreicht werden, daß der Transistor 722 während des Starts gesperrt gehalten wird, indem ein während des Starts geschlossenes oder leitendes (im Falle eines Transistors) Schaltelement 189 die Basis des Transistors 722 über die Diode 190 mit dein negativen Pol der Versorgungsspannung verbindet. Das Schaltelement 189 kann z. B. als Schaltkontakt am Zünd-Anlaßschalter oder aber als ein vom Anlaßschalter während des Startens leitend gesteuerter Transistor ausgebildet sein. Der Widerstand 191 in Fig. 2 ist eingezeichnet, um anzudeuten, daß noch weitere Funktionen innerhalb der gesamten Einspritzanlage vom Schaltelement 189 beeinflußt werden, die gegenüber der hier beschriebenen Zeitschaltung durch die Diode 190 entkoppelt werden.

Eine weitere externe Schaltschwellenbeeinflussung für die Vergleichsschaltung erfolgt über den Eingangsanschluß 156, der über eine Tiefpaßschaltung, bestehend aus der Spule 157 und dem nach Minus geschal-

teten Kondensator 193 und zwei parallel geschaltete einstellbare Widerstände 158 und 159 auf die Basis des Transistors 711 führt. Auch dadurch läßt sich die Eingangsschaltschwelle beispielsweise von einem Vollastkontakt, vom Luftmengenmesser, von einem Temperaturfühler u. dgl. im Sinne eines Eingriffs in die Regelung und einer Verstellung in gewünschter Richtung beeinflussen. Die Widerstände 158 und 159 sind einstellbar ausgebildet. In diesem Zusammenhang sei darauf hingewiesen, daß selbstverständlich die jeweiligem Verbindungselemente zwischen den einzelnen aktiven Schaltungsteilen, beispielsweise einstellbare parallele Widerstände, Kondensatoren und entsprechend gepclte Dioden auch anders ausgebildet sein können und daß es lediglich wesentlich ist, <³ daß das gewünschte Schaltverhalten durch ein Grundschaltmuster erzielt wird. Die daher im vorhergehenden und auch im folgenden noch im großen Detail dargestellten Schaltungseinzelheiten sind daher lediglich im Sinne einer vollständigen Erläuterung zu ver- stehen, bilden jedoch keine Einschränkung der erfindungsgemäßen Merkmale.

Der Ausgang der Vergleichsschaltung 1, d. h. der Ausgang des Operationsverstärkers 12 weist im übrigen ein echtes Kippverhalten auf, da eine Rückkopp- lung auf den nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers vom Ausgang über den Widerstand 161 erfolgt, der am Verbindungspunkt der weiter vom schon erwähnten Widerstände 117 und 118 angeschlossen ist. Diese Widerstände 117 und 118 bilden so einen Spannungsteiler und sind aus der stabilisierten Spannung der Leitung 109 versorgt, um den Rückkoppelfaktor nicht von der Höhe der Versorgungsspannung abhängig zu machen.

Setzt schließlich die Erwärmung der λ-Sonde ein, i> dann wird ihr Innenwiderstand immer geringer und die Schaltung schaltet selbsttätig von der bisher im wesentlichen beschriebenen Steuerung auf Regelung um, da der Spannungsabfall am Innenwiderstand der Sonde immer geringer wird und dadurch am Ausgang des Operationsverstärkers 12 schließlich der Potentialsprung auf hohes Potential einsetzt. Die Schaltung erkennt dann, daß die Sonde ausreichend warm ist und daß nunmehr von Steuerung auf Regelung umgeschaltet werden kann; dies geschieht je nach Größe des Widerstandes 87, über den die Ausgangsspannung des Operationsverstärkers 12 auf den Millerintegrator 722, 773 gelangt, der dann in umgekehrter Richtung integriert. Dieses Umschalten kann relativ schnell geschehen und führt dann entweder zu einem sofortigen >o Abschalten der aus dem Transistor 7121 gebildeten Schaltstufe, so daß die Zusatzstromversorgung für die λ-Sonde aufhört und die Anhebung der Schwellenspannung am Transistor 711 über den Leitungszweig 113 abgeschaltet wird; die Umschaltung kann alternativ oder gleichzeitig damit dann, wenn sie über den zweiten Millerintegrator 725, 726 erfolgt, allmählich vor sich gehen, da auch dieser dann erst wieder in der anderen Richtung integriert.

In einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung wird t>o als erste Zeitschaltung 4 nicht ein Millerintegrator, sondern ein monostabiler Multivibrator verwendet, der in Fig. 3 dargestellt ist. Die Verbindung zum Ausgang des Operationsverstärkers 12 erfolgt über den Eingangsanschluß 163 der Schaltung der Fig. 3; das μ Ausgangssignal gelangt über einen Kondensator 164 und zwei Dioden 165 und 166 auf beide Basisanschlüsse der den monostabileii Multivibrator bilden den Transistoren 167 und 168, deren Emitter unmittelbar an der Minusleitung und deren Kollektoren über Widerstände 169 und 170 an der Plusleitung angeschlossen sind. Die Rückführzweige bestehen wie bei einem monostabilen Multivibrator bekannt in einem Falle aus einem Widerstand 171 und im anderen Fall aus einem Kondensator 172; wie die Schaltung erkennen läßt, kann der monostabile Multivibrator vom Ausgang der Vergleichsschaltung durch positive und negative Flanken getriggert werden, wodurch eine solche Schaltung auch einen Kurzschluß der λ-Sonde erkennen kann. Die Differenzierung des Eingangssignals erfolgt über den schon erwähnten Kondensator 164 und einem zwischen die beiden Dioden 165 und 166 geschalteten Widerstand 173. Normalerweise ist der Transistor 7167 leitend und der Transistor 7168 befindet sich im Sperrzustand. Zur Betrachtung der Wirkungsweise sei ausgegangen von einem Zeitpunkt, in welchem der monostabile Multivibrator durch einen Ausgangsimpuls der Vergleichsschaltung in seinen instabilen Zustand gekippt worden ist, aJso der Transistor 7168 während der Standzeit des monostabilen Multivibrators leitend ist. Während dieser Standzeit lädt sich der Kondensator 174 über den Widerstand 175 und die Diode 176 sowie über die Kollektor-Emitterstrecke des Transistors 7168 auf negative Spannung auf und die nachgeschalteten beiden Transistoren 7177 und 7178 sind leitend. In diesem Falle liegt am Kollektor des Transistors 7178 im wesentlichen positives Potential an und die schon in Verbindung mit der Fig. 2 erwähnten Dioden 96 und 101 sind gesperrt, so daß nicht in die Arbeitsweise des Integrators eingegriffen wird.

Nach Ablauf der Standzeit kippt der monostabile Multivibrator wieder in seinen Normalzustand zurück und der Transistor 7168 sperrt. Dann entlädt sich der Kondensator 174 über den Widerstand 187 und die Basis-Emitterstrecken der Transistoren 7177 und 7178, denen der Widerstand 188 parallel geschaltet ist mit entsprechend großer Zeitkonstante, die gleichzeitig die Dauer der Überwachungszeit T^ bei der Sondenzustandserkennung bestimmt. Trifft innerhalb dieser Zeit kein weiterer Ausgangsimpuls der Vergleichsschaltung ein, dann fällt die Spannung am Kondensator 174 so weit ab, daß die Darlingtonschaltung 7177, 7178 nicht in ihrem leitenden Zustand gehalten werden kann und das Kollektorpotential des Transistors 7178 entsprechend niedrig wird. Über die Dioden 96 und 101 wird dann in der schon erwähnten Weise auf Steuerung geschaltet. Die an die Basis des Transistors 7167 angeschlossene Reihenschaltung eines Widerstandes 179 und eines Kondensators 180 sorgt dafür, daß, wie weiter vorn ebenfalls schon erwähnt, bei Einschalten der Zündung die Regelung zunächst sofort auf Steuerung geht.

Die Darstellungen der Fig. 4a, 4b und 4c stellen weitere Schaltungsvarianten dar.

So läßt sich beispielsweise mittels des Transistors 7121' der am herausgezeichneten Innenwiderstand 181 der λ-Sonde einen Spannungsabfall erzeugende externe Strom während der Steuerung auch so erzeugen, daß der Kollektor des die Schaltstufe bildenden Transistors 7121, nunmehr als Transistor 7121' über einen Widerstand 182 direkt mit der λ-Sonde 7 verbunden ist und auf die Spinnungsteilerschaltung 126, 127 mit hochohmigem Widerstand 128 verzichtet wird. Die Steuerung der Basis des Transistors 7121 erfolgt auch hier vom Kollektor des Transistors 724

Der Teilschaltung der Fig. 4 b läßt sich als Variante auch die Beaufschlagung des Sondeninnenwiderstandes 181 mit einem veränderlichen ansteigenden Strom entnehmen. Her über den Widerstand 182 und eine Diode 183 vom Kollektor des Transistors Γ26 auf die Sonde gelangt.

Alternativ ist es auch möglich, das Einschalten der Regelung von der Kühlwassertemperatur der Brennkraftmaschine abhängig zu machen, wozu ein beispielsweise von der Temperatur des Kühlwassers gesteuerter Temperaturschalter vorgesehen ist, der ii der Schaltungsvariante der Fig. 4c mit dem Bezugs zeichen 184 bezeichnet ist und über eine Diode 18: auf das Kollektorpotential des Transistors T24 ein wirkt; alternativ kann aber auch ein mechanisch ge steuerter externer Temperatursciiaiici vorgcsche sein, der mit dem Bezugszeichen 186 bezeichnet is und in gleicher Weise wirkt. In beiden Fällen ergib sich die gewünschte Veränderung des Kollektorpo tentials des Transistors 724, dei dadurch negativ« Werte annimmt und auf Steuerung umschaltet.

Hierzu 5 Blatt Zeichnungen

Claims (28)

Patentansprüche:

1. Verfahren zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen bei einer unter Einschluß einer die Abgaszusammensetzung erfassenden λ-Sonde arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage für Brennkraftmaschinen, wobei synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine der Kraftstoff vorzugsweise über elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile in Abhängigkeit von der Drehzahl und der Ansaugluftmenge zugeführt wird und wobei das Verhältnis von zugeführter Kraftstoffmenge zu angesaugter Luftmenge unter Einfluß der λ-Sonde geregelt wird, dadurch gekennzeichnet, daß bei nichtbetriebsbereitem Zustand der λ-Sonde und dadurch bedingter Fehleinstellung (z. B. zu starke Abmagerung) des der Brennkraftmaschine zugeführten Kraftstoff-/Luftgemisches die unter Exnfluß der λ-Sonde arbeitende Regelung nach einem vorgegebenen Zeitraum (T_a) abgeschaltet und durch eine Steuerung ersetzt wird, wobei gleichzeitig ein dem λ-Sonden-Signal entgegengeschaltetes Referenzsignal derart verändert wird, daß nach Einsatz der λ-Sonde als Regelglied über ein Zeitglied eine allmähliche Anpassung des Referenzsignals an den Betriebszustand der λ-Sonde erfolgt.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß durch Anheben des dem λ-Sonden-Signal entgegengeschalteten Referenzsignals die Schaltschwelle einer das Sonden-Signal mit dem Referenzsignal vergleichenden Vergleichsschaltung bei Steuerung erhöht und/oder der λ-Sonde ein dessen Potential auf einen vorgegebenen Wert in kaltem Zustand begrenzender Schaltstrom zugeführt wird.

3. Verfahren nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß beim Starten, bei Vollast und/oder kaltem Kühlwasser die Regelung der Dauer der Einspritzimpulse (i₍) auf vorgegebene Werte der Steuerung umgestellt wird.

4. Vorrichtung zur Durchführung des Verfahrens nach einem oder mehreren der Ansprüche 1 bis 3 zur Bestimmung der Dauer von Kraftstoffeinspritzimpulsen bei einer unter Einschluß einer die Abgaszusan>mensetzung erfassenden λ-Sonde arbeitenden Kraftstoffeinspritzanlage für Brennkraftmaschinen, wobei synchron zu den Kurbelwellenumdrehungen der Brennkraftmaschine der Kraftstoff über vorzugsweise elektromagnetisch betätigbare Einspritzventile in Abhängigkeit von der Drehzahl und der Ansaugluftmenge zugeführt wird und wobei das Verhältnis von zugeführter Kraftstoff menge in angesaugter Luftmenge unter dem Einfluß der λ-Sonde geregelt wird, mit einer das λ-Sonden-Signal mit einem Referenzsignal vergleichenden Vergleichsschaltung und einem nachgeschalteten Integrator zur Erzeugung eines vorzugsweise der Multiplizierstufe der Kraftstoffeinspritzanlage zuführbaren Ausgangssignals als Funktion der Abgaszusammensetzung, dadurch gekennzeichnet, daß eine vom Ausgang der Vergleichsschaltung (1) gesteuerte und zunächst eine Uberwachungszeit (7_S) vor Eingriff bereitstellende erste Zeitschaltung (4) vorgesehen ist, die vorzugsweise über einen nachgeschalteten Transi-

storverstärker(724) den Integrator (3) abschaltet und ein mittleres, vorgebbares Ausgangssignal erzeugt und daß der ersten Zeitschaltung (4) eine von dieser angesteuerte zweite Zeitschaltung (6) nachgeschaltet ist, die das dem λ-Sonden-Signal (U ) entgegengeschaltete Referenzsignal zunächst anhebt und bei Sondenbetriebsbereitschaft allmählich absenkt.

5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zeitschaltung als Millerintegrator, bestehend aus zwei Transistoren (722, 723) und einem über Eingang und Ausgang geschalteten Kondensator (89), ausgebildet ist, der das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung (1) vorzugsweise über einen als Emitterfolger geschalteten Transistor (721) zuführbar ist und die nach Ablauf der Integrationszeit (Überwachungszeit 7_S) an ihrem Ausgang das den Integrator (3) abschaltende Signal erzeugt, das gleichzeitig zur Bildung der ungeregelten Steuerausgangsspannung dient.

6. Vorrichtung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Millerintegrators (722, 723) der ersten Zeitschaltung (4) mit einen: nachgeschalteten Transistor (724) verbunden ist, der bei fehlendem Ausgangssignal der Vergleichsschaltung (entsprechend kaltem Sondenzustand) dem Ausgang (77) über einstellbare Widerstände (98,99) das Steuersignal zuführt und einen zum Integrator (3) gehörenden Operationsverstärker (17) durch ein entsprechendes Signal an einem seiner Eingänge auf vorgebbares Ausgangspotential schaltet.

7. Vorrichtung nach Anspruch 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die erste Zeitschaltung (4) direkt oder über den nachgeschalteten Transistorverstärker (724) die zweite, ebenfalls als Millerintegrator (725, 726, 106) geschaltete Zeitschaltung (6) ansteuert, deren allmählich ansteigendes und bei Umschaltung abfallendes Ausgangssignal dem einen Eingang der Vergleichsschaltung zuführbar ist, deren anderer Eingang mit dem λ-Sonden-Signal (U₁) beaufschlagt ist.

8. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 4 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung aus einem Operationsverstärker (12) und zwei, diesen an seinem invertierenden und seinem nicht invertierenden Eingang ansteuernden Transistorverstärkerstufen (79, 711) besteht, deren Basen einmal das Referenzsignal und andererseits das λ-Sonden-Signal (U₁) zuführbar ist.

9. Vorrichtung nach Anspruch 8, dadurch gekennzeichnet, daß zur Erzeugung einer temperaturkompensierten stabilisierten Spannung als Referenzsignal parallel zu einer Zenerdiode (Z41), die über mindestens einen Widerstand (38, 39) zwischen die Versorgungsspannung geschalte» ist, die Reihenschaltung eines ersten Widerstandes

(43) und eines zweiten einstellbaren Widerstandes

(44) sowie einer in Durchlaßrichtung geschalteten Siliziumdiode (48) liegt, wobei nach entsprechendem Abgleich des einstellbaren Widerstandes (44) zwischen dem Verbindungspunkt (49) des ersten mit dem zweiten Widerstand und dem Verbindungspunkt der Siliziumdiode (48) mit der Zenerdiode (Z41)die temperaturkompensierte stabilisierte Spannung abgenommen werden kann.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zur Bereitstellung einer eine stabilisierte Spannung führenden Leitung (1Q9) die Zenerdiodenspannung der Basis eines Transistors (108) zufuhrbar ist, dessen Kollektor mit der Plusleitung und dessen Emitter mit der Leitung (109) verbunden ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des letzten, die zweite Zeitschaltung (6) bildenden Transistors (Γ26) über einen Widerstand (107) mit der die stabilisiere Spannung führenden Leitung (109) verbunden ist.

12. Vorrichtung nach Anspruch 10 ode? 11, dadurch gekennzeichnet, daß zur präzisen Beaufschlagung der kalten Sonde mit einem vorgegebenen Strom und zur genauen Kontrolle der Sondenspannung in diesem Zustand ein Transistor (7121) mit seinem Emitter an der die stabilisierte Spannung führenden Leitung (109) und mit seiner Basis an den Kollektor des der ersten Zeitschaltung (4) nachgeschalteten Transistors (T24) angeschlossen ist, wobei der Kollektor dieses Transistors (7121) über die Reihenschaltung zweier Widerstände (126,127) mit dem anderen Pol der Versorgungsspannung (Minusleitung) verbunden ist und daß der vorgegebene Sondenstrom über einen hochohmigen Widerstand (128) vom Verbindungspunkt der Widerstände (126, 127, bevorzugt über eine Diode (129) auf die Basis des ersten, dem Operationsverstärker (12) zugeordneten und mit dem λ-Sonden-Signal (U_s) beaufschlagten Transistors (T9) gelangt.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß anstelle der Verbindung der die Referenzspannung führenden Basis des Transistors (711) mit dem Ausgang der zweittn Zeitschaltung (6) oder ergänzend zu dieser der Kollektor des als Schalttransistor ausgebildeten Transistors (7121) über eine einstellbare Widerstandskombination (132, 133) mit der Basis des Transistors (711) verbunden ist.

14. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 9 bis 13, dadurch gekennzeichnet, daß zur Kompensation einer Spannungsänderung der Zenerdiodenspannung infolge starker Schwankungen der Versorgungsspannung eine der Höhe der Schwankung zugeordnete Spannung über einen Widerstand (83) auf den über den Transistor (T9) üblicherweise mit dem λ-Sonden-Signal (U_s) beaufschlagten Eingang (invertierenden Eingang) des Operationsverstärkers (12) gelangt.

15. Vorrichtung nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß die auf den Eingang des Operationsverstärkers (12) geführte, der Verscrgungsspannungsschwankung zugeordnete Spannung am Verbindungspunkt der Reihenschaltung der beiden, die Zenerdiode mit der Plusleitung verbindenden Widerstände (38, 39) abgegriffen ist.

16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 10 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß der Ausgang des Operationsverstärkers (12) über die Reihenschaltung zweier Widerstände (117, 118) und einer Diode (119) mit der die stabilisierte Spannung führenden Leitung (109) verbunden ist und am Verbindungspunkt der Widerstände (117, 118; ein Widerstand (161) angeschlossen ist, der zur Erzielung eines echten Kippverhaltens des Operationsverstärkers (12) mit seinem anderen Anschluß an dem nicht invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (12) angeschlossen ist.

17. Vorrichtung.nach einem oder mehreren der

Ansprüche 5 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß zur unmittelbaren Umschaltung in den Steuerzustand parallel zum Basisemitterkreis des ersten Transistors ( Γ22) der ersten Zeitschaltung (4) ein

ίο Kondensator (155) relativ großer Kapazität geschaltet ist.

18 Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 5 bis 16, dadurch gekennzeichnet, daß zur Umschaltung in den Steuerzustand während

ii des Starts die Basis des ersten Transistors (7"22) der ersten Zeitschaltung (4) über eine Diode (190) und ein während des Starts durchgeschaltetes Schaltelement (189) mit dem negativen Pol der Versorgungsspannung verbunden ist.

19. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 4 bis 18 mit einem durch zwei Transistoren unterschiedlichen Leitungstyps gesteuerten und mit einem Operationsverstärker aufgebauten Integrator, wobei die Transistoren vom Ausgang

r> der Vergleichsstufe ansteuerbar sind und so geschaltet sind, daß nur jeweils ein Transistor leitet, während der andere sperrt, dadurch gekennzeichnet, daß der invertierende Eingang des Operationsverstärkers (17) über einen Widerstand (71)

«ι an einen Verbindungspunkt (69) angeschlossen ist, von dem je ein vorzugsweise einstellbarer Widerstand (67 bzw. 68) zu je einem Kollektoranschluß je eines der genannten Transistoren führt.

20. Vorrichtung nach einem oder mehreren der

j-, Ansprüche 4 bis 19, dadurch gekennzeichnet, daß insbesondere zur Verhinderung einer auftauchenden Regelschwingung bei niedrigen Drehzahlen (Leerlauf) die Integratorausgangsspannung dadurch einer Taktbeeinflussung unterworfen ist,

4(i daß über die Emitteranschlüsse zweier einen nachgeschalteten integrierenden Operationsverstärker (17) des Integrators (3) beaufschlagender und mit dem Ausgang der Vergleichsschaltung (1) verbundener Transistoren (714, 716) ein von ei-

4-, nem drehiahlsynchronen Signal, vorzugsweise dem Einspritzzeitsignal (i₍) gesteuerter Transistor (7138) geschaltet ist, derart, daß eine integratorverstellung nur bei gesperrtem Takttransistor (7138) erfolgen kann.

-,ο

21. Vorrichtung nach einem oder mehreren der

Ansprüche 4 bis 20, dadurch gekennzeichnet, daß zur Abschaltung der Regelung und Übergang in den Steuerzustand bei Vollast ein von einem Vollastsignal ansteuerbarer Transistor (7144)

■->-, vorgesehen ist, der einmal mit seinem Kollektorpotential den einen Eingang eines zum Integrator (3) gehörenden Operationsverstärkers (17) derart beaufschlagt, daß dieser ein vorgebbares Ausgangssignal bildet und zum anderen über seine

_M) KoHektor-Emitterstrecke und einstellbare Widersfände (152, 153) ein der Vollastbedingung entsprechend angepaßtes Ausgangssignal erzeugt.

22. Vorrichtung nach Anspruch 21, dadurch gekennzeichnet, daß der Vollasttransistor (7144)

.,, mit seinem Emitter unmittelbar an der Minusleitung und mit seinem Kollektor über eine Diode (154) und die Parallelschaltung zweier einstellbarer Widerstände (152,153) mit dem Ausgang des

Operationsverstärkers (17) des Integrators (3) verbunden is?.

23. Vorrichtung nach Anspruch 21 oder 22, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor des der ersten Zeitschaltung (4) nachge.-chalteten Tansistorverstärkers (724) über eine Diode (101) und die Parallelschaltung zweier einstellbarer Widerstände (98,99) mit dem Ausgang des Operationsverstärkers (17) des Integrators (3) verbunden ist zur Erzeugung eines geeigneten Ausgangssignals während des Steuerzustandes und andererseits über eine Diode (96) oder einen Widerstand (97) ebenfalls wie der Kollektor des Vollasttransistors (7Ί44) mit dem invertierenden Eingang des Operationsverstärkers (17) zu dessen Abschaltung während des Steuerzustandes verbunden ist.

24. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 4 bis 23, dadurch gekennzeichnet, daß in den Eingangskreisen der Schaltungen (Klemmen 8, 143,

156) Tiefpaßfilter, bestehend aus Spulen (27,148,

157) und gegen Minusieitung geschalteten Kondensatoren (28, 193, 194) angeordnet sind zur Blockierung hochfrequenter Einflüsse.

25. Vorrichtung nach einem oder mehreren der Ansprüche 4 bis 24, dadurch gekennzeichnet, daß die erste und/oder die zweite Zeitschaltung (4 bzw. 6) aus einer monostabilen Multivibratorstufe (167, 168) gebildet sind, wobei den Basisanschlüssen das Ausgangssignal der Vergleichsschaltung über eine Differenzierstufe (163, 173) zuführbar ist, daß während der durch einen Verglcichsschaltungs-Ausgangsimpuls bewirkten Standzeit des monostabilen Multivibrators die Aufladung eines Kondensators (174) erfolgt, derart, daß eine nachgeschaltete, aus Transistoren (7177, 7178) bestehende Darlington-Schaltung im leitenden Zustand gehalten ist, daß im Normalzustand des monostabiler. Multivibrators der Kondensator (174) mit einer die Überwachungszeit (TJ bestimmenden großen ZeitkDnstante eutladbar ist und daß der Ausgang des letzten Transistors (7178) der Darlington-Stufe mit den die nachgeschaltete Integratorstufe (3) im Steuerzustand ansteuernden Dioden (96, 101) verbunden ist.

2(S. Vorrichtung nach Anspruch 25, dadurch gekennzeichnet, daß zur Umsteuerung der Regelschaltung in den Steuerzustand der Kollektor des der ersten Zeitschaltung (4) nachgeschalteten Transistos (724) über einen mechanischen Temperaturschalter (186) oder einen elektrisch arbeitenden Temperaturschalter (184) mit negativem Potential zur Einschaltung und Aufrechterhaltung des Steuerzustandes verbunden is^f.

27. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 8 bis 26, daduch gekennzeichnet, daß der Basis des mit dem λ-Sonden-Signal beaufschlagten Transistors (79) während der Steuerphase ein allmählich ansteigendes Signal vom Ausgang der zweiten Zeitschaltung (6) über die Reihenschaltung einer Diode (183) und eines Widerstandes (182) zuführbar ist.

28. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß zur Gewinnung einer frei wählbaren stabilisierten und temperaturkompensierten Referenzspannung eine Spannungsteilerschaltung (51, 52) mit mindestens einem einstellbaren Widerstand (52) vorgesehen ist, die die vorhandene stabilisierte und temperaturkompensierte Spannung vom Schaltungspunkt (49) zugeführt erhall und die einen einstellbaren Teil hiervon an die Vergleichsschaltung abgibt.