DE2506621A1

DE2506621A1 - Vorrichtung zur festzielunterdrueckung

Info

Publication number: DE2506621A1
Application number: DE19752506621
Authority: DE
Inventors: Dieter E Holberg; Robert F Quinn; Milton E Radant
Original assignee: Hughes Aircraft Co
Current assignee: Raytheon Co
Priority date: 1975-02-17
Filing date: 1975-02-17
Publication date: 1976-08-26
Also published as: FR2301020A1

Description

Anmelderin:

Hughes aircraft Company Centinola i.venue and Teale Street
Culver Cit-, Calif., V

Stuttgart, den 7· Februar 1975 P 2968 S/kg

Vorrichtung zur Festzielunterdrückung

Die Erfindung bezieht sich auf eine Vorrichtung zur Festzielunterdrückung für Impuls-Radaranlagen mit einem die vom Ünpfänger der Radaranlage gelieferten Videosignale verarbeitenden Rechner»

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Vorrichtungen zur Festzielunterdriickung haben den Zweck, das Feststellen von Signalen zu verbessern, die von bewegten Zielen stammen, wenn Störsignale erheblicher Energie vorliegen, die auf Reflexionen an Bodenzielen zurückzuführen sind» Die Festzielunterdriickung wird gewöhnlich durch eine Frequenzfilterung erzielt, die auf der Differenz zwischen den Dopplerverschiebungen der von stationären und bewerten Zielen reflektierten Signale beruht·

Es sind viele verschiedene Vorrichtungen zur Festzielunterdrückung bekannt. Eine Art der bekannten Vorrichtungen nacht von der klassischen Auslöschung der von Festzielen stammenden Signale durch einfache oder doppelte Verzögerung und der entsprechenden kanonischen Konfiguration Gebrauch, wie sie im Abschnitt 4„2 des Buches "Introduction to Radar Systems" von M„ Skolnik, McG-raw Hill Book Company, Inc., New York, beschrieben ist. Diese Art der Vorrichtungen zur Festzielunterdrückung benützt gewöhnlich akustische Verzögerungsleitungen und unterliegt einer fortlaufenden Verschlechterung ihrer Betriebseigenschaften, die sich durch Veränderungen der Bauteil-Parameter infolge von Uiaweltbedingungen und Alterung ergeben. Weitej?hin ist das Frequenzverhalten dieser Art von Vorrichtungen nicht als Funktion der Spektraleigenschaften der von Festzielen empfangenen Störsignale programmierbar.

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Eine zweite allgemeine Art von Vorrichtungen zur Festsielunterdrückung macht von analogen Speichermedien Gebrauch, wie beispielsweise der Fläche einer Speicherröhre, in Kombination iait einem Satz Analogfilter. .auch diese Art von Vorrichtungen kann Verminderungen ihrei¹ Betriebseigenschaften erleiden, die auf Veränderungen in den Bauteil-Parametern zurückzuführen sind. Weiterhin bestehen Beschränkungen hinsichtlich des Dynamikbereiches, also des Bereiches zwischen der größten und der kleinsten noch verarbeitbaren Signalanplitude, die auf die physikalischen Eigenschaften des Speicherciediums zurückzuführen sind.

Demgemäß' liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine Vorrichtung der eingangs beschriebenen Art zu schaffen, die verbesserte Eigenschaften aufweist und auch über lange Zeiten zuvei-lässig beibehält. Insbesondere soll die Vorrichtung an ötörsignale verschiedener Sxjektralbreite anpaßbar sein, so daß sie eine konstante Festzielunterdrückung gewährleistet.

Diese Aufgabe wird nach der Erfindung dadurch gelöst, daß der Rechner eine Programmsteuerung zur Erzeugung von Steuersignalen, die für die Bandbreite der von stationären Zielen stammenden Videosignale charakteristisch sind, einen Gewichtsfunktionsgenerator zur Verstärkung der Videosignale um einen in Abhängigkeit von den Steuersignalen variablen Faktor und ein Störsignalfilter mit einer in Abhängigkeit von den Steuersignalen

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einstellbaren Frequenzcharakteristik umfaßt, dem die Ausgangssignale des Gewichtsfunktionsgenerators zugeführt werden.

Bei der erfindungsgemäßen Vorrichtung wird die Amplitude der von der Radaranlage gelieferten "Videosignale von den Gewichtsfunktionsgenerator als Funktion eines vorausgesagten Spektrums der Störsignale gewichtet. Die gewlchteten Signale werden dann zur Weiterverarbeitung vorzugsweise von einem Analog/Digital-Umsetzer abgetastet und in mehrstellige digitale Uörter quantisiert. Die Abtastfolge ist zeitlich so bestimnt, daß die einem bestimmten EntfernungsIntervall zugeordneten Videosignale während jeder Impulsperiode der Radaranlage synchron abgetastet werden. Das Störsignalfilter ist dann ebenfalls digital ausgebildet und überlagert nacheinander mit wechselnden Vorzeichen N Datenwörter, die jeweils einem einer Vielzahl von Entfernungsintervallen während aufeinanderfolgender Zyklen einer Verzögerungseinrichtung, beispielsweise einem für viele Wörter eingerichteten Schieberegister, entsprechen. Die Zahl Il ist als Funktion der vorhergesagten Bandbreite der Störsignale programmiert und wird durch die Amplitudengewichtung der Videosignale vor der Analog/Digital-Umsetzung auf einem mit dem gewünschten Ausnaß der Festzielunterdrückung vereinbaren Minimum gehalten. Die durch die Überlagerung der digitalisierten Signale, die dem gleichen Entfernungsintervall aus IT aufeinanderfolgenden Entfernungsabtastungen zugeordnet

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sind, bewirkte Festzielunterdrückung wird demnach auf eine einfache arithmetische Operation reduziert, die nur eine subtraktion erfordert und ,nur von einer einzigen digitalen Verzögerungseinrichtung mit einer minimalen digitalen Speicherkapazität von nur einem einzigen digitalen Wort pro Entfernungsintervall Gebrauch nacht.

Das digitale Störsignalfilter erzeugt alle N Impulsperioden oder Entfernungsabtastungen der Impuls-Kadaranlage eine Folge von Ausgangs-Datenwörtern, nämlich ein Datem/ort für jedes Entfernungcintervallo Bei einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung werden diese iaisgangswörter einem digitalen Integrator zugeführt. Dieser Integrator wird von der Programmsteuerung so programmiert, daß er die richtige Anzahl von .ausgangs signal en des Störsignalfilters integriert, um das Signal-Rausch-Verhältnis zu iriaximieren. Das Ausgangssignal des Integrators wird dann einer digitalen Schwellenschaltung zugeführt, die in Abhängigkeit von den Amplituden von M EntfernungsIntervallen, die symmetrisch zu einem untersuchten Entfernungs Intervall angeordnet sind, sowie als Funktion der Anzahl der integrierten Ausgangssignale des Störsignalfilters, einen variablen Schwellenwert bildet. Wenn der Inhalt des entsprechenden EntfernungsIntervalles den Schwellenwert übersclireitet, erzeugt die Schwellenschaltung ein Ausgangssignal, das das Vorliegen eines beweglichen Zieles anzeigt.

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Die erfindungsgemäße Vorrichtung bewirkt eine im wesentlichen konstante J^estzielunterdrückung bei Vorliegen von Störsignalen mit veränderlicher Spektralbreite. Dabei wird vorzugsweise von einer vereinfachten digitalen Ausführungsform Gebrauch gemacht, die lediglich ein Ansammeln einer minimalen Anzahl optimal gewichteter Videosignale erfordert und daher mit einer minimalen Speicherkapazität auskommt und trotzdem eine verbesserte Zuverlässigkeit gewährleistet. Bei digitaler Ausführung ist die erfindungsgemäße Vorrichtung von einer Verminderung der Betriebseigenschaften frei, die auf Veränderungen von Bauteil-Parametern zurückzuführen sind, und erfordert auch keine komplizierten Justierungen, wie sie bei bekannten Systemen nötig sind. Weiterhin bestehen auch keine Beschränkungen bezüglich des Dynamikbereiches, wie sie bei Vorrichtungen vorhanden sind, die von Speicherröhren und Filtersitzen Gebrauch machen, weil die Präzision der binären Wörter so gewählt v/erden kann, daß der erforderliche D^namikbereich erfaßt wird.

Demgemäß wird durch die Erfindung eine Vorrichtung zur Festzieluntordrückung geschaffen, die auf sehr einfache Weise durch einfache, digitale Bausteine verwirklicht werden kann, weil sie nur· eine einzige digitale Verzögerungseinrichtung mit einem Minimum an Speicherkapazität benötigt. Infolgedessen kann die erfindungsgemäße Vorrichtung mit minimalen Kosten hergestellt

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v/erden. Du3?ch die gesteuerte Amplitudengewichtung wird eine konstante Festzielunterdrückung bei gleichzeitiger !Reduzierung der Anzahl der benötigten Signalteile auf ein Minimum erzielt.

Die Verwendung eines digitalen Integrators trägt zur Maximierung des Signal-Rausch-Verhältnisses bei.

weitere Einzelheiten und Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus der folgenden Beschreibung der in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiele. Die der Beschreibung und der Zeichnung zu entnehmenden Merkmale können bei anderen Ausführungsfornen der Erfindung einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination Anwendung finden. Es zeigen

Fig. 1 und 4 schematische Diagramme der Amplitude der

vom Empfänger einer Radaranlage gelieferten Videosignale in Abhängigkeit von der Frequenz, die von der erfindungs{gemäßen Vorrichtung verarbeitet werden,

Fig. 2 und 3 schematische Darstellungen eines Flugzeuges

und des Strahlungsdiagramms der Antenne einer im Flugzeug installierten Iladaranlage,

Fig. 5 das Blockschaltbild einer Radaranlage mit

einer Vorrichtung nach der Erfindung,

Fig. 6 das Schaltbild des Störsignalfilters der

Vorrichtung nach Fig. 5>

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Fig. 7 und 8 Schaltbilder der Programmsteuerung der

Vorrichtung nach Fig» 5»

Fig. 9 ein Schaltbild des G-ev/ichtsfunktions-

generators der Vorrichtung nach Fig. 5,

Fig. 10 ein Zeitdiagramm von Spannungen zur Er- .

läuterung der Funktion des Störsignalfilters nach Fig. 6,

Fig. 11 das Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines digitalen Integrators, der für die Vorrichtung nach Fig. 5 geeignet ist,

Fig. 12 das Schaltbild einer zweiten Ausführungs-

form eines digitalen Integrators, der für die Vorrichtung nach Fig. 5 geeignet ist,

Fig. 15 ein Zeitdiagramia von Spannungen, die zur

Erläuterung der Funktion des Integrators nach Fig. 12 dienen,

Fig. 14 das Schaltbild einer dritten Ausführungsform eines digitalen Integrators, der für die Vorrichtung nach Fig. 5 geeignet ist,

Fig. 15 das Blockschaltbild der Schwellenschaltung

der Vorrichtung nach Fig. 5>

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Pig. 16 das Blockschaltbild einer Radaranlage mit

einer Zweikanal-Ausführungsform einer Vorrichtung nach der Erfindung und

Fig. 17 das Schaltbild des Zweikanal-Störsignalfilters der Vorrichtung nach Fig. 16.

Zur Erläuterung des Prinzips der Erfindung v/ird zunächst auf Fig. 1 Bezug genommen, welche die Frequensabhängigkeit der Amplitude eines Signals zeigt, das in einem bestimmten Eritfernungs Intervall von einer Radaranlage an Bord eines Flugzeuges empfangen wird, die sowohl stationäre Ziele, beispielsweise den Erdboden, als auch bewegliche Ziele beleuchtet. Das Spektrum der durch Reflexionen am Boden bedingten Storsignale ist zu Frequenzen zentriert, die Vielfache der Folgefrequenz der Sendeimpulse der Radaranlage sind, und hat eine Breite Af, die etwa (2V/A)B sin gleich ist, wenn θ von Null verschieden, V die Geschwindigkeit der Plattform im Flugzeug, auf der die Radaranlage montiert ist, Θ der Winkel zwischen der Blickrichtung der Radarantenne und der Richtung des Flugweges (Geschwindigkeitsvektor) des Flugzeuges und B die 3d"b-Strahlbreite der Antenne der Radaranlage ist.

Fig. 2 zeigt ein Flugzeug 10, das mit einer Geschwindigkeit V längs des Flugweges 12 fliegt. Eine auf dem Flug~ zeug 10 montierte Antenne 14 sendet und empfängt Energieimpulse in einem Strahlungsdiagramm 16, das mit dem Flugweg 12 einen Winkel ö, bildet. Ea kann angenommen werden,

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daß das in Fig. 1 dargestellte Spektrum für die Signalenergie cliarakteristisch, ist, die aus einem bestimmten Entfernungßintervall empfangen wird, das ein bewegliches Ziel und stationäre Ziele (Störsignale) enthält. Demgemäß ist die Spektralbreite Af^ des in Fig. 1 dargestellten Störsignals 18 gleich (2Υ/Λ) B sin Q.. Außerdem umfaßt das in Fig. 1 dargestellte Sepktruio. das von einem beweglichen Ziel reflektierte Signal 20. Uie bekannt, ist die Differenz der Stellungen der Signale im Spektrum auf die Differenz in der Dopplergesciiwindigkeit zurückzuführen, die auf der Relativgeschwindigkeit zwischen dem beweglichen Ziel und den stationären Zielen besteht.

Eine der Ilauptfunktionen einer Vorrichtung zur Festzielunterdrückung besteht darin, durch eine Filterung mit einer Frequenzabhängigkeit, welche im Idealfall im wesentlichen zur Charakteristik des Störsignalspektrums invers ist, v/ie es in Fig. 1 durch die gestrichelte Linie 22 angedeutet ist, die Leistung der Störsignale so zu reduzieren, daß das von dem beweglichen Ziel staunende Signal zuverlässig festgestellt werden kann»

Fig. 3 zeigt das Flugzeug 10 unter den gleichen Flugbedingungen wie in Fig. 2. Die Antenne 14 des im Flugzeug installierten Radargerätes ist jetzt jedoch so ausgerichtet, daß ihr Strahlungsdiagramm 16 mit dem Flugweg 12 einen Winkel θ~ bildet. Das von der Radaranlage empfangene Signal hat dann vereinfacht das in Fig. 4- dargestellte Spektrum. Das Spektrum ist im wesentlichen dem Spektrum

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nach Fig. 1 gleich, jedoch hat die Spektralbreite des Störsignals 18', die Af₂ = (2V/X) B sin ©₂ ist, zugenommen. Es ist v/ichtig festzustellen, daß für eine optimale Unterdrückung der Störsignale die Frequenzcharakteristik 22 bzw«, 22' des Störsignalfilters angepaßt werden muß, wenn sich der V/inkel © oder die Geschwindigkeit V ändert. V/ie noch im einzelnen erläutert v/erden wird, ist die Frequenzcharakteristik des Störsignalfilters weiterhin von der Anzahl der Echosignale abhängig, die in jedem verarbeiteten Entfernungsintervall überlagert werden, sowie von der Amplitudengewichtung, die jedes Echosignal erfährt. Weiterhin gilt für jedes verarbeitete EntfernungsIntervall, daß umso mehr Ausgangssignale des Störsignalfilters für eine nachfolgende Integration während der Zeit, in der sich das Siel im Bereich der Strahlungscharakteristik der Antenne befindet, zur Verfügung stehen, je kleiner die Anzahl der Echosignale ist, die zum Erzeugen einer einzigen Folge* von AusgangsSignalen des Störsignalfilters, nämlich einem Ausgangs-Dcitenwort für jedes Entfernungsintervall, benötigt wird. Infolgedessen ist die durch eine Integration erzielbare "Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses um so größer, je kleiner die Anzahl der Echosignale ist, die das Störsignalfilter benötigt.

Fig. 5 zeigt eine Ausführungsform der erfindungsgemäßen "Vorrichtung in "Verbindung mit einer Impuls-Radaranlage Die Radaranlage 24 umfaßt einen HF-Oszillator 26, der ein HF-Signal erzeugt, das einem Mischer 28 zugeführt wird.

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Ein Ζΐ¹-Oszillator 30 erzeugt ein Zl?-Signal, das einen zweiten Eingang des Mischers 28 zugeführt und darin, mit den von HF-Oszillator 26 gelieferten HF-Signal überlagert wird. Das resultierende Ausgangssignal, dessen Frequenz gleich der Summe der Frequenz des IIF-iiignales und des ZF-Signales ist» wird einem Einp^ang eines Tores 32 zugeführt. Eine übliche Uhr 34 erzeugt Talttinpulse nit einer hohen Folgefrequenz, die beispielsweise 2,5 SHz beträgt. Diese Taktinpulse werden von einem üblichen Zähler 36 untersetzt, um Sender-Synchronisationsinpulse P. zu erzeugen, die beispielsweise eine

τ*

Freqiienz von 2000 Hz haben können. Das Ausgangs signal P, des Zählers 36 wird einem Monoflop 38 zugeführt, der dem Tor 3? einen Sender-Triggerimpuls zuführt. Dieser Sender-Trigger impuls hat eine vorbestimmte Dauer von beispielsweise ^00 ns. V/ährend der Dauer des Triggerimpulses überträgt das Tor einen Stoß des HF-Signals vom Mischer 28 zu einen Ijoistungs-Verstärker 40, der das zugeführte Signal verstärkt und über eine S ende -Empfangs -w'eiche 4-2 der Antenne 14- zuführt, von der es in den Kaum abgestrahlt wird.

Eine übliche Antennensteuerung 44 ist mit der Antenne 14-mechanisch gekoppelt. Die Antennensteuerung bewirkt, daß die i-ntenne 14 in der Azimutebene um den Flugweg 12 des Flup^euges 10 verschwenkt wird (siehe Fig„ 2). Die Antennenstcjuerung liefert Signale Q, \sin θ| und jcos O^ an Ausgängen 46, 48 und 50» wobei 0 der \7inkel zwischen der Antennenrichtung und dem Flugweg in der Azirautebene ist.

o/.

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Ein ^rüeil der ausgesendeten Energie, der von stationären und bewegten Zielen reflektiert wird, die sich im Bereich des Strahlungdiagrammes der Antenne befinden, wird von der Antenne 14 empfangen und über die Sende-Enipfangs-Weiche 42 einem luischer 52 zugeführt, in dem das empfangene Signal tiit dem Ausgangssignal des IQ?-Oszillators 26 überlagert wird« Dadurch wird ein ZF-Signal gebildet, das einem ZF-Veratärlcer 54- und dann einem Detektor 56 zugeführt wird. Das Ausgangssignal des Detektors 56 wird als das vom Empfänger gelieferte oder empfangene Videosignal bezeichnet. Diesen Videosignal wird von einem Gewichtsfunktionsgenerator 70 verarbeitet und dann einem Analog/Digital-Umsetzer zugeführt. Der Gewichtsfunktionsgenerator 70 ändert den Maßstab des Videosignals, das dem Analog/Digital-Umsetzer zugeführt v/ix^d, zu Beginn jeder Impulsperiode der Radaranlage 24 gemäß einer Progrannfolge, die von einer Programms tt-iuerung 7^zf- bestimmt wird» Der Gewichtsfunktionsgenerator 70 und die Programmsteuerung 74- werden später im einzelnen erläutert, nachdem ihre Funktionen in der erfindungsgenäßen Vorrichtung nach der Beschreibung des Störsignalfilters 78 deutlicher geworden sind.

Der Analog/Digital-Umsetzer 72 tastet das empfangene Videosignal in jeder ein Entfernungsintervall definierenden lYiktperiode ab und bildet eine Folge von Binärwörtern, die für die Amplitude des empfangenen Videosignals während jeder einer Vielzahl von aufeinanderfolgenden Taktperioden charakteristisch ist. Bei dem dargestellten Ausführungsbeispiel ist der Sender-Synchronisationsimpuls P. durch

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Untersetzen von den Taktimpulsen abgeleitet, so daß die Taktimpulse zur Impulsperiode des Hadargerätes synchronisiert sind. Infolgedessen entspricht während jeder Impulsperiode der Radaranlage der während einer bestimmten Taktperiode abgetastete Wert des Videosignales einem bestimmten Entfernungsintervall. Wenn beispielsweise der Zähler 36 eine Untersetzung um den Faktor 12^0 bewirkt, sind 1250 EntfernungsIntervalle vorhanden, deren Anteile des Videosignales nacheinander von dem Analog/Digital-Umsetzer 72 quantisiert werden. Die Präzision des Binärwortes, d.h. die Anzahl der parallelen Bits, die von dem Analog/Digital-Umsetzer 72 geliefert v/erden, hängt von dem gewünschten Dynamikbereich der Vorrichtung ab. Ein typisches Binärwort umfaßt acht Bit, einschließlich eines Seichenbit. Das digitale Ausgangssignal des Analog/Digital-Umsetzers 72 wird auf einem Kabel 80, das eine Leitung für jedes Bit des Binärwortes umfaßt, dem Eingang 82 des Störsignalfilters 78 zugeführt· Es sei bemerkt, daß die mehrere parallele Bits umfassenden Binärwörter, die für die Amplitude des empfangenen Videosignals während eines bestimmten Entfernungsintervalles charakteristisch sind, dem Störsignalfilter 78 in einer Folge zugeführt werden, die so getaktet ist, daß sie für jede Impulsperiode der Radaranlage wiederholt wird. Zur Klarstellung sei erwähnt, daß bei der beschriebenen Vorrichtung Binärwörter, die mehrere Bits umfassen, auf mehradrigen Kabeln, die als einzelne Leitung dargestellt sind, parallel übertragen werden.

Das Störsignalfilter 78 ist in Fig. 6 im Detail dargestellt. Wie ersichtlich, wird das digitalisierte Videosignal vom Eingang 82 dem Minuenden-Eingang eines üblichen

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digitalen Vollsubtrahierers 90 zugeführt. Der Differenz-Ausgang des Subtrahierers ist durch ein Kabel 92 mit dem Eingang eines vielstufigen Mehrbit- oder Wort-Schieberegister 9^ verbunden, den an einem Schiebesteuereingang Taktimpulse augeführt werden. Es sei an dieser Stelle erwähnt, daß das Wort-Schieberegister 9^ aus mehreren parallel arbeitenden Schieberegistern bestehen kann, beispielsweise aus acht Schieberegistern, von denen jedes zum Verschieben der Bits einer anderen Stelle eines acht Bit umfassenden V/ortes dient. Wie bekannt, transportiert das Schieberegister 94- ein binäres Wort bei jedem Taktimpuls von Stufe zu Stufe, so daß das Wort vom Eingang zum Ausgang des Schieberegisters fortschreitet. Es sei daran erinnert, daß der Analog/Digital-Umsetzer das empfangene Videosignal während jedes Entfernungsintervalles einmal abtastet und für den abgetasteten Wert charakteristische parallele Digitalwörter erzeugt, die beispielsweise acht Bit, einschließlich eines Zeichenbit, umfassen. Ferner sei ins Gedächtnis zurückgerufen, daß der Analog/Digital-Umsetzer 72 mit einer Abtastgeschwindigkeit arbeitet, die so gewählt ist, daß bei der Abtastung des Videosignals während aufeinanderfolgenden Impulsperioden der Radaranlage die für das gleiche Entfemungsintervall erhaltenen Daten um eine feste Zeitspanne aus einander liegen, nämlich um die Icrpulsperiode dor Hadaranlage. Die durch die Zeit ausgedrückte Größe eines Entfernungsintervalles wird gewöhnlich so gewählt, daß nie ebenso groß wie oder etwas kleiner ist als die Dauer des Sendeimpulses der Radaranlage. Wenn beispielsweise der Sendeimpuls eine Dauer von 0,5 JHs hat, was

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durch die Dauer des von dem Monoflop 38 in. ^ig· 1 erzeugten Impulses bestimmt ist, hat ein Entfernungsintervall eine tjTpioche Dauer von etwa 4-00 ns oder eine Länge von etwa 60 n. Da der Analog/Digital-Umsetzer 72 während jedes EntfermmgsIntervalles eine Umsetzung ausführt, hängt die iiaximalzahl der Entfemungs Intervalle von der Inpulafolgefrequenz der Radaranlage und der Größe der Entfernungsintervalle a"b. Bei einer Impulsfolgefrequenz von 2000 Hz und einer Grüße des Entfernungsintervalles von 400 ns können etwa 1250 aufeinanderfolgende Entfernungsintervalle vorgesehen werden. Infolgedessen kann das Schieberegister 94- aus 1250 Stufen bestehen, von denen jede zur Aufnahme von acht Bits eingerichtet ist. Der Subtrahierer 90 kann in üblicher V/eise ausgebildet sein, beispielsweise als Volladdierer mit einem Netzwerk zur Bildung des Zweier-Komplements des Subtrahenden vor der Eingabe in den Addierer.

Das Aus gangs signal des Schieberegisters 94-, das von einer Folge binärer Wörter gebildet wird, wird entweder einem Volladdierer 96 oder dem Subtrahenden-Eingang des Subtrahierers 90 zugeführt, je nach dem Zustand von Toren 98 und 100. Die Tore 98 und 100 bestehen jeweils aus einer Anzahl getrennter Verknüpfungsglieder, beispielsweise UIID-Gliedern, die auf Signale F^ oder i¹^, ansprechen, um entweder die parallelen Bits der Binärwörter zu übertragen oder zu sperren, die aus dem Schieberegister 94- ausgegeben werden,, Die Signale P^, und IL sind

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komplenentäre Signale, die von einem Flipflop 102 geliefert werden, so daß die vom Schieberegister 94-ausgegebenen Binärwörter ausschließlich entweder dem Addierer 96 oder dem Subtrahierer 90 zugeführt werden«

Gemäß den eingangs gemachten Ausführungen ist die durch die Kurven 22 und 22' in den Fig. 1 und 4 dargestellte Frequenzcharakteristik des Störsignalfilters das Ergebnis der Subtraktion der .Werte von II aufeinanderfolgenden Echosignalen im gleichen EntfernungsIntervall„ Bei zunehmendem Frequenzumfang der Störsignale, der sich aus der Größe IV sin Q \ ergibt, wird die Zahl IT erhöht. Es wird jedoch H stets auf den kleinsten Wert gehalten, der mit dem gewünschten ü-usmaß der Festzielunterdrückung verträglich ist, indem die amplitude des empfangenen Videosignals in dem ü-ewichts funktionsgenerator 70 optimal gewichtet wird. Daher int normalerweise das ^rüor 100 geöffnet und es erfolgt die Festzielunterdrückung in der Schleife, die den Subtrahierer 90, das Schieberegister ψί und das Tor 100 umfaßt, indem Π aufeinanderfolgende Signalwerte aus dem gleichen Entfernungsintervall mit abwechselnden Vorzeichen überlagert werden.

Der wert von N, der .i-nzahl der aus den gleichen EntfernungßIntervall stammenden Signale, die von dem Störsignalfilter 7& verarbeitet werden, um ein einziges Ausgangssignal für jedes EntfernungsIntervall zu bilden, und der Wert der Gewichtskoeffisienten a , die den Wert des Haßstabfaktors bestimmen, der in dem Gewichtsfunktionsgenerator 70 für jede Impulsperiode der Radaranlage

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verwendet wird, kann allgemein durch Optimierung der Bewegtsielverstärkung der Vorrichtung gewonnen v/erden. Die Bewegtsielverstärkung G ist das Verhältnis von Nutzsignal- zu Störsignalleistung am Eingang zu dem Nutzsignal-Störsignalverhältnis am Ausgang des Störsignalfilters, also

In dieser Gleichung ist

PS_1n = Jö(f)df, wenn S(f) das

Signal-Leistungaspektrum des bewegten Zieles und f die Frequenz ist,

PC. = (C(f)df, vena C(f) das xn j^x'»

Störsignal-Leistungsspektrum stationärer Ziele ist,

I³S = Js(f) |ll(f)|²df, wenn |ll(f)|² die Leistungs-Frequenz-Charakteristik des Störsignalfilters iät, und

PC = (C(f) |ll(f)j²df.

Die Integrationsgrenzen sind für alle

Ausdrücke - oo und + oo dargestellt.

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Für die Leistungs-Frequenz-Charakteristik eines Digitalfilters gilt

H-1 IT-1

|ll(f)|² = I Σ a_m a_n cos 2Tt (m-n) Tf. m=o n=o

In dieser Gleichung sind a und a die Gewichtskoeffizienten, während T die Impulsperiode der Radaranlage ist. Aus dem Vorstehenden folgt für die'. Bewegt Zielverstärkung

_n cos 2* (m-n) Tfdf/(C(f) hZ&_m a_Q cos 2% (m-n)Tfdf

^PSin^/PCin

Dieser Ausdruck läßt sich komprimieren zu _{G =} ?S^am^Amn^an^/ESam^Bmn^an

In dieser Gleichung ist

^Amn ⁼ i^s(^^f) ^cos 27t (m-n)^rffdf

^Bmn ⁼ i°C^f) ^cos 27f(m-n)Tfdf.

Hach der Methode der Lagrangechen Multiplikatoren wird die Bewegtzielverstärkung maximiert, wenn die Gewichtskoeffizienten a der Gleichung

E (A_111n - J^B_111n) a_n = 0 (1)

n=o

für η «= 0,1, ...., H-1 genügen» Diese Gleichung ist nur dann erfüllt, wenn der Paktor (A - aB_m_) gleich Null ist·

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Um die optimalen Gewichtskoeffizienten a zu finden, muß ein Lagrangecher Multiplikator ^r gefunden werden, der diesen Faktor verschwinden läßt. Ist dies geschehen, können die Koeffizienten a leicht aus der Gleichung (i) bestimmt werden.

Die nachstehende Tabelle gibt die Filterdaten für eine typische Anlage an, deren Antenne ein Strahlungsdiagramm von 5 Breite aufweist und bei dem eine Bewegtzielverstärkung G von 40 db erzielt wird. Da die Spektralbreite des Störsignals eine Funktion von V I sin ö I ist, kann das Störsignalfilter am besten für diskrete Bereiche von V J sin O J ausgeführt werden.

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Zeile	Anzahl der iia Filter ver arbeiteten Impulse	V jain	»I	Filterdaten	24,1-48	48	,1-96	96,1-120	120,1-
1	Gewichts- koeffizienten	N	3	0-24	4	6	-	9	16
2		^a1	o,		0,3553	o,	1816	0,0906	0,0414
3		^a2	1	5046	1	o,	6084	0,3157	0,1171
4		^a3	o,		1	1		0,6242	0,2386
5		^a4		5046	0,3553	1		0,8933	0,4015
6		^a5				o,	6084	1	0,5885
7		^a6				o,	1816	0,8933	0,7716
8		a_? ·						0,6242	0,9183
9		^a8						0,3157	1
10		^a9						0,906	1
11		^a10							0,9183
12		^a11							0,7716
13		^ai2							0,5885
14		^a13							0,4015
15		^a14							0,2386
16		^a15							0,1171
17		a^ic							0,0414
18

Anzahl der zu
integrierenden
Filter?-Aus- N
gangssignale *

20 N_p/2

21 T,

22

11 1,65

17

8 1,8

11

6 2,1

4 2,9

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In der vorstehenden Tabelle sind in Zeile 1 die diskreten Wertintervalle angegeben, für die das als Ausführungsbeispiel angegebene Störsignalfilter ausgelegt ist. Es versteht sich jedoch, daß diese beliebige Anzahl diskreter Intervalle gewählt werden kann, je nach den gewünschten Betriebseigenschaften und dem zulässigen Aufwand. Seile 2 gibt die ILindestanzahl Ii der abgetasteten Werte für jedes Entfernung«Intervall an, die benötigt wird, um den gewünschten G-rad der Festzielunterdrückung zu erreichen« In den Seilen 3 bis 18 sind die Werte der Gewichtskoeffizienten a angegeben» Wenn beispielsweise gemäß der dritten Spalte der Tabelle die Geschwindigkeit des Flugzeuges und der Blickwinkel der Antenne solche Werte haben, daß V I sin O I zwischen 24,1 und 48 m/s liegt, gibt das Schieberegister ψ\- nach Fig. 6 einen Satz Entfernungsintervalldaten während jeder vierten Irapulfsperiode der Radaranlage aus, d.h. II = 4.

Das Tor 100 ist während drei aufeinanderfolgender Impulsperioden geöffnet, während das Tor 98 nach jedem vierten Sendeirapuls der Radaranlage während einer Impulsperiode geöffnet ist. Weiterhin wird während jeder Folge von vier Sendeimpulsen das von dem ersten Sendeimpuls stammende empfangene Videosignal mit dem Faktor 0,3553 gewichtet, während, die Empfangs signale der zweiten und dritten Impulsperioden mit dem Faktor 1,0000 gewichtet werden und das Signal der vierten Periode wieder mit dem Faktor 0,3553 gewichtet wird. Danach wird die beschriebene Folge der Gewichtskoeffizienten während der nächsten vier Impulsperioden wiederholt.

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Nachdem die Bedeutung der Mindestanzahl N aufeinanderfolgender Videosignale aus dem gleichen Entfernungsintervall, die verarbeitet werden muß, um den gewünschten Grad der Festzielunterdrückung zu erzielen, erläutert worden ist, kann die Programmsteuerung 74 in einzelnen beschrieben werden, um die Erläuterung des Störsigiialfilters 78 nach Fig. 6 abschließen zu können. Die Programmsteuerung 74- ist in Fig. 7 im einzelnen dargestellt. Sie umfaßt einen üblichen Analog-Liultiplizierer 102, dem die Größen V und jsin θ( von einem Flugdatenrechner 60 und der Antennensteuerung (Fig. 1) zugeführt werden. Der Multiplizierer 102 bildet das Produkt V {sin O j , das dem Eingang eines Abtast- und Haltekreises 104 zugeführt wird, der das ihm zugeführte Eingangssignal in Abhängigkeit von Torimpulsen abtastet, die ihm von einem Differentiator 106 zugeführt v/erden. Der Differentiator differenziert ein Signal F₀, dessen Bildung noch beschrieben werden wird, und erzeugt als Ausgangssignal einen Impuls, der mit der Rückflanke des Signals Ep zusammenfällt. Die Rückflanke de» Signals IL erscheint am Ende einer Verarbeitungsserie der Vorrichtung zur FestZielunterdrückung, zu welcher Zeit der Abtast- und Haltekreis 104 den Wert der Größe V jsin ©| abtastet, um die Störsignal-Eigenschaften festzustellen, welche die nächste Verarbeitung« serie bestimmen.

Das Ausgangssignal des Abtast- und Haltekreises 104 wird parallel fünf Fensterdetektoren 108 bis 112 zugeführt. ¥,^Tie bekannt, erzeugen Fensterdetektoren ein Aus gangs signal

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mit hohe}π Pegel, das als "binäre "1" betrachtet werden kann, wenn das ihn zugeführte Eingangssignal zwischen zwei vorbestimmten Spannungspegeln liegt, während ein Ausgang«signal mit niederem Pegel erzeugt wird, das als binäre "0" betrachtet werden kann, wenn das zugeführte Eingangssignal nicht zwischen den beidön vorbestimmten Spannungspegeln liegt. Fensterdetektoren sind in der Technik bekannt und können als positive und negative Komparatoren ausgebildet sein, deren Ausgänge mit den Eingängen eines HfD-Gliedes verbunden sind· Gemäß der obigen tabelle ist das Ausgangs signal W₅, des Fensterdetektors 108 auf dem "1"-Pegel, wenn der Wert der Größe V I sin ö| zwischen 0 und 24 m/s liegt. Das Ausgangssignal \L· des Fensterdetektors 109 ist auf hohem Pegel, wenn die Größe V (sin Q ( einen Wert zwischen 24.1 und 48 m/s aufweist. Die übrigen Fensterdetektoren funktionieren in entsprechender Weise zur Erzeugung von Ausgangssignalen W^, Wq und W.,- für Werte der Größe V jsin θ j , die in der Tabelle für die Werte von N = 6, bzwo 9 bz^v. 16 angegeben sind» Es sei bemerkt, daß in den Fällen,, in denen der Wert der· Größe V /sin 0 I sich zwischen den Bereichen der Fensterdetektoren befindet, beispielsweise den Wert 24,05 m/s hat, die Programmsteuerung einen unbestimmten Zustand einnimmt. Dieser Fall ist normalerweise vernachlässigbar. Wenn es jedoch " gewünscht ist, diese geringe Wahrscheinlichkeit auszuschalten, daß die Vorrichtung eine unrichtige 'Verarbeitungsfolge ausführt, können zusätzliche Fensterdetektoren vorgesehen werden, welche die Werte von V [sin Oj zwischen

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den Intervallen der Fensterdetektoren erfassen. Beispielsweise kann, wie in Fig. 8 dargestellt, ein Fensterdetektor 114 für die Werte von V isin ö| zwischen 24 und 24,1 m/s vorgesehen sein, dessen Ausgang«signal durch ein ODER-Glied 115 mit dem Ausgangs signal des Fensterdetektors kombiniert wird. Das negierte Ausgangssignal des Fensterdetektors 114 wird mit dem Ausgangssignal des Fensterdetektors 109 durch ein UND-Glied 115' kombiniert, so daß nur eines der Signale W-, oder W. auf hohem Pegel oder im "1"-Sustand sein kann, wenn der Wert der Größe V \sin ö| sich zwischen den Bereichen der Fensterdetektoren 108 und 109 befindet»

V/ie aus Fig. 5 ersichtlich, wird der Gewichtsfunktionsgenerator 70 von den AusgangsSignalen der Programmsteuerung 74- gesteuert, die mit dem Gewichtsfunktionsgenerator über ein mehradriges Kabel 116 verbunden ist. Der Gewichtsfunktionsgenerator 70 wird nun anhand der Fig. 5 und 9 erläutert. Das von dem Detektor 56 gelieferte Videosignal wird einer Eingangsklemme 120 (Fig. 9) des Gewichtsfunktionsgenerators und von dort über einen Widerstand 122 einer Ausgangsklemme 124 zugeführt. Das Spannungsverhältnis der Videosignale an den Klemmen 120 und 124 wird durch Gewichtungskreise 125 "bis 129 bestimmt. Bei dem in der Tabelle wiedergegebenen Beispiel ist für den Fall, daß der Wert von V Isin 0| zwischen 0 und 24 m/s liegt, N « 5 und es hat der Gewichtskoeffizient a_n die Werte 0,5046, 1 und 0,5046. Das Signal W, der Programmsteuerung ψν ist in diesem Fall auf dem "1"-Pegel, wodurch ein Tor I30 geöffnet wird. Die Tore his 134· sind dagegen geschlossen. Daher ist der

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Maßstabfaktor, der von dem Gewichtsfunktionsgenerator für das Beispiel IT = 3 angewendet v/ird, durch das Verhältnis des Widerstandes 122 zur Summe des Wertes der Widerstände 136 und 138 bestimmt„ Die Widerstände 136 und 138 sind so gewählt, daß dann, wenn beide in den Kreis eingeschaltet sind, der Gev/ichtskoeff izient einen Wert hat, der als 1,0000 betrachtet werden kann, während, wenn der Widerstand 138 durch Kurzschließen aus dem Kreis entfernt ist, der Gev/ichtskoeff izient 0,5046 beträgt. Der Widerstand 138 kann durch ein "or 140 kurzgeschlossen werden, das von einem ODER-Glied 142 gesteuert wird, dessen Eingänge mit dem ersten und dem dritten Ausgang eines üblichen Ringzählers 144 verbunden sind. Der Ringzähler 144 ist ein dreistufiger Ringzähler, bei dem ein Ausgangssignal mit "1"-Pegel ausschließlich an einem der drei Ausgänge anliegt und in ununterbrochener Folge vom Ausgang 1 zum Ausgang 2, dann zum Ausgang 3 und zurück zum Ausgang 1 wechselt. Das Verschieben des Ausgangssignales mit dem Pegel "1" von einem Ausgang'zum anderen erfolgt .jeweils bei Auftreten eines Steuerimpulses P. . Mit anderen Uorten v/ird zu Beginn jeder Impulsperiode dem Ringzähler 144 vom Ausgang des Zählers 36 nach Fig. ein üchiebeimpuls P. zugeführt.

Der Gewichtungskreis 126 ist in gleicher Weise aufgebaut v/ie der gerade beschriebene Gewichtungskreis 125. Wenn die Größe V j sin OJ einen Wert zwischen 24,1 und 48 m/s aufweist, wird ein Tor 131 durch das von der Programmsteuerung 1^LV zugeführte Signal W. geöffnet. Der Gewichtungskreis 126 enthält einen vierstufigen Ringzähler 146,

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und es werden die in der obigen Tabelle angegebenen Werte' der Gewichtskoeffizienten a durch Widerstände

148 und 150 im Zusammenwirken mit einem Tor 152, einem ODER-Glied 154 und dem Ringzähler 146 verwirklicht. In entsprechender V/eise werden die Vierte der Gewichtskoeffizieiiten a , die in der obigen Tabelle für die Fälle angegeben sind, daß W = 6, 9 odor 16 ist, durch die entsprechenden Gewichtungskreise 127, 128 und 129 erzeugt.

V/ie Fig. 6 zeigt, weist das Störsignalfilter 78 einen Zähler 160 auf, der die Sender-Synchroniaationsimpulse P.

zählt, die ihm vom Zähler 36 (Fig. 5) zugeführt werden. Eine anzahl Leitungen 161 bis 165 verbindet die Ausgänge des Zählers 160, die sich auf dem "1"-Pegel befindet, wenn der Zähler 160 einen der Zählerstände 3* 4, 6, 9 und 16 aufweist, mit einer Anzahl von UND-Gliedern I70 bis 174. Den UIID-Gliedern 170 bis 174 wird auch jeweils eines der Signale W^, W^, Yig, Wq und YJLg zugeführt. Die Ausgänge der UND-Glieder 170 "bis 174 sind mit den Eingängen eines ODER-Gliedes 176 verbunden. Der Zähler 160 wird von dem Ausgangssignal des ODER-Gliedes 176 zurückgestellt, das einem Rückstel1-Eingang des Zählers 160 zugeführt wird. Demgemäß arbeitet der Zähler 160 als ein 3-,4-, 6-, 9- oder 16-Impulszähler, je nachdem, welches der W-Ausgangssignale ihm von der Programmsteuerung 74· zugeführt wird.

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iiin Ausgang des Wählers 160, der in "1"-Zustand ist, während der· Zähler den ütand "1" aufweist, ist mit dem Jetzeingang eines Flipflop 102 verbunden. Dieses Flipflop wird von dem Signal zurückgesetzt, das ihm vom Ausgang de» ODEPl-Gliedes 176 zugeführt wird. Die Kurven 1.80 und 182 in Fig. 10 geben die Aungangssignale F₁ und F^ des Flipflop 102 für den Fall wieder, daß sich die Größe V j sin of in Bereich von 24,1 "bis 48 m/s "befindet, die Zahl Ii also = 4 ist. Uie die Kurve 180 zeigt, int dan Bignal F. auf hohem Pegel oder im "1"-Zustand während drei aufeinanderfolgender Impulsperioden und auf niodrigeiEi Pegel während der vierten Impulsperiode. Die Kurve 182 zeigt, daß das tiignal F. das Komplement des Üignales F^ ist. Die Inpulsperiode ΐ ist die Zeit zwischen aufeinanderfolgenden Impulsen P₊., die in Fig. 10 durch die Kurve 184 dargestellt sind» Infolgedessen leitet in Fall II = 4 das Tor 100 nach Fig. 6 die parallelen Binärwörter, die von dem üchiebereginter °>^LY ausgegeben werden, zum ^ubtrahendeneingang des üubtrahierers 90 während drei aufeinanderfolgenden Impulsperioden, während denen das üignal F. im "1"-Zustand ist. Das 'Dor 98 überträgt die von dem Schieberegister 94· während der Impulsperiode jeder Folge, während der das üignal F- im "1"-Zustand ist, auf das Kabel 198»

Das Ji-usgangssignal des Tores 98 ist eine Folge paralleler Binärwörter, von denen jedes Wort für die Amplitude der von bewegten Zielen stammenden Signalen und der liauschsignale eines bestimmten ICntfernungnintervalles charakteristisch ist. Die ütörsignale wurden im wesentlichen

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durch die das Schieberegister und den Subtrahierer enthaltende Ilückkopplungsschleife des Störsignalfilters ausgelöschte

Wie Fig. 5 zeigt, wird das Ausgangssignal des Störsignalfilters 78 ^auf dem Kabel 198 einem Video- . integrator 200 zugeführt. Der Videointegrator hat den Zv/eck, das Verhältnis der von bewegten Zielen staraiaenden Signalen zu den Kauschsignalen zu verbessern und dadurch die Wahrscheinlichkeit der Feststellung bev/egter Ziele zu verbessern. Je mehr Ausgangssignale de3 Störsignalfilters integriert werden, um so größer ist die Verbesserung des Signal-Rausch-Verhältnisses. Wird ein Ziel von N Sendeimpulsen getroffen so können II = ^₀/¹* Ausgangs signale des Störsignalfilters integriert werden. N ist eine Funktion der Abtastgeschwindigkeit der Antenne und der Impulsfolgefrequenz der Radaranlage. Bei einer Impulsfolgefrequenz von 2000 Hz, einer Abtastgeschwindigkeit von 90°/s und einer Breite der Strahlungskeule von 3° wäre IT = 67. Der sich dadurch für die in der obigen Tabelle angegebenen verschiedenen Werte von N ergebenden Werte für IT sind in der Tabelle in Zeile 19 angegeben.

Es sei bemerkt, daß das Minimieren von IT durch eine optimale Amplitudengewichtung nach den Prinzipien der Erfindung IT maximiert wird und infolgedessen eine maximale Verbesserung des Signal-Hausch-Verhältnisses durch Integration erzielt werden kann.

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iiine erste ^rt eines Video-Integrators, die in einer Vorrichtung nrsch ^xl'ic· 5 verwendet werden kann, ist in 1"¹Xgο 11 dargestellt. l;ie a\is Fig. 11 ersichtlich, werden die an Ausgang den ütörsignalfilters ?8 erscheinenden Binärwörter den -^inrängen von Volladdierern 202 und zugeführt. Dio Ausgangssignale des Addierers 202 werden einen Schieberegister 206 zugeführt, dessen Ausgang mit einem Umschalter 208 verbunden ist. Das Schieberegister 206 kann von der gleichen ^rt sein wie das Schieberegister 94 nach I¹X;;. 6. Die Binärwörter werden über den Umschalter 208 entweder einen ausgangskabel 210 oder einen zweiten Eingang des Addierers 202 zugeführt. LIit dem Addierer 204 uind in gleicher l/eise, wie es oben für den Addierer 202 beschrieben worden ist, ein Schieberegister 212 und ein Umschalter 214 verbunden. Die Unschal te3? 208 und 214 sind zur Vereinfachung der Darstellung als einfache mechanische Schalter veranschaulicht. 'Hr, versteht sich, daß sie in Wirklichkeit aus einer Vielzahl elektronischer Torschaltungen bestehen, wie den Toren 98 und 100 nach 1'¹Xg. 6. Der Videointegrator nach Fig. 11 arbeitet nach dem gleichen Prinzip wie das Störsignalfilter nach Fig. 6, indem es einfach IT -fa-us gangs signale des Störsignalfilters, von denen jedes eine Folge von 1250 Binärwörtern, die 1250 Entf ernurigsintervallen entsprechen, umfaßt, aufsumiaie3?t, wonach das Schieberegister entleert wird. Um -Verluste zu vermeiden, die auf eine fehlende Koinzidenz zwischen den Verarbeitungsintervallen des Video-Integrators und des Zeitintervalles, wahrend dem sich

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ein Ziel in Boreich des Strahlungsdiagramiaes der Antenne befindet, zn vermindern, sind zwei parallele Video-Integratoren iait gegeneinander versetzten Integrationsintervallen vorgesehen und es werden die Umschalter 208 und 214- abwechselnd nach jeweils IT /2 Aus gang s .'signal en des Störsignalfilters betätigt. Die Integration, die von dem Integrator nach Fig. 11 bewirkt wird, kann auch mit Hilfe eines einzigen Video-Integrators, der N /2 Ausgangssignale des Störsignalfilters aufsummiert, und einem Speicher erzielt werden, der das vorhergehende Ausgangssignal des Video-Integrators aufnimnt, so daß das laufende und das vorhergehende ausgangssignal des Video-Integrators nach jeweils N /2 Impulsen·summiert werden kann, wie es der Videο-Integrator nach Fig. 12 zeigt, dessen Funktion dem Video-Integrator nach Fig. 11 äquivalent ist.

Bei der Anordnung nach Fig. 12 wird das digitale Ausgangssignal des Störsignalfilters 78 als Folge von parallelen Binärwörtern einem getakteten Addierer 220 zugeführt. Das Ausgangssignal des Addierers 220 wird von einem Schieberegister 222 in der gleichen V/eise verarbeitet, wie es für das Schieberegister 94- in Fig. beschrieben worden ist. Das Ausgangssignal des Schieberegisters 222 wird ausschließlich entweder dem Eingang eines Schieberegisters 224 oder einem zweiten Eingang des Addierers 220 über ein Tor 226 bzw. 228 zugeführt. Die Tore 226 und 228 können den Toren 98 und 100 nach Fig. 6 gleich sein. Sie werden ebenfalls durch die Signale Fp und Fp gesteuert» Während N /2 Perioden

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des is.ua ga ng s signals des Störsignalfilters ist für die Dauer einer· Periode dieses Aus gangs signals das "or 226 offen und das ^r"or 228 geschlossen.

Die signale F₀ und Fp werden von einen Flipflop 230 gebildet, das von den Ausgangssignal eines ODER-Gliedes 232 zurückgesetzt wird. Das ODER-Glied 232 erhält Eingangs signale von einer Anzahl UllD-Gliedern 233 "bis 237· Die UiiD-Glieder 233 bis 237 wirken mit einem Zähler 240 zusannen, um bei ausgewählten Sählerständen Ausgangssign-'ile in der gleichen Weise zu erzeugen, wie es für den Zähler 160 nach Fig» 6 beschrieben worden ist. Der Zähler 240 zählt die Perioden des Ausgangssignals des Störs igrialfilters 78, die durch Eingangs impulse repräsentiert werden, die dem Zähler 240 von einem Differentiator 242 zugeführt werden, der das Ausgabe-Steuersignal F\ des iitürsignalfilters (Fig. 6) empfängt und differenziert. Ein juin gangs signal S₀ der ersten Stufe des Zählers 240 ist in "1"-Zustand, wenn der Zähler den Stand "1" aufweist. Dieses Signal S₀ wird dem Setzeingang des Flipflop 230 zugeführt. Das Flipflop 230 und der Zähler 240 werden von dem Ausgangssignal des ODER-Gliedes 232 nach jeweils Ii /2 Perioden des Ausgangs signals des Störsignalfilters 78 zurückgestellt. Die UND-Glieder 233 bis 237 bewirken zusammen mit dem ODER-Glied 232, daß das ODER-Glied ?3?- nach jeweils N /2 Perioden des Ausgangssignals des Störsignalfilters in Abhängigkeit von den W-Signalen, die von der Programmsteuerung 74 zugeführt werden, einen liiickste 11 impuls liefert. Die Werte der Größe N /2 für die entsprechenden Uerte von N bei dem beschriebenen Au8füh3?ungfjbeiüpiel sind in Zeile 20 der obigen Tabelle ange ;eben_e

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Die Binärwörter, die aus dem Schieberegister 224 ausgegeben werden, v/erden einem Volladdierer 244 zugeführt, dessen Ausgangssignal einer Schwellenschaltung 248 (Fig. 5) zugeführt wird. Der Addierer 244 summiert das über das Tor 226 übertragene Aura gangs signal des Schieberegisters 222 zu dessen vorhergehendem Ausgangssignal, das in einem Schieberegister 224 gespeichert war, alle N /2 Perioden, um Verluste zu reduzieren, die auf eine mangelnde Übereinstimmung des Integrationsintervalles mit dem Zeitintervall, v;ährend dem sich das Ziel im Bereich des Strahlungsdiagrammes der Antenne befindet, zurückzuführen sind. Die Binärwörter, die in dem Schieberegister gespeichert sind, rücken in Abhängigkeit von einem Schiebesignal, das von einem UUD-Glied 223 zugeführt wird, um jeweils eine Siufe vor. Den Eingängen des UND-Gliedes werden die Signale C, F^ und Fp zugeführt, so daß eine Verschiebung der Daten im Schieberegister 224 während jedes TaktIntervalles nur in der Verarbeitungsperiode stattfindet, während der Daten über das Tor 226 übertragen werden«. Demgemäß speichert das Schieberegister die Binärwörter, die Bewegtzielsignale und Rauschsignale für jedes einer Vielzahl von Entfernungsintervallen des vorhergehenden Übertragungsintervalles des Tores 226 charakteristisch sind.

Die Kurven 250 und 252 in Fig. 13 veranschaulichen den zeitlichen Verlauf der Signale Fg und F\-,. Für den Fall, daß N = 4 und IT /2=8 zeigt die Kurve 254 das Signal E^ bei gedrängter Zeitskala, um die Bezugszeiten für die Signale F„ und F\ zu veranschaulichen* Es sei daran

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erinnert, daß während der Zeiten, während denen das Signal F. auf hohem Pegel ist, die Binärwörter, welche die Nutz- und Rauschsignale in einer Vielzahl von Entfernungsintervallen angeben, nacheinander aus dem Störsignalfilter 78 ausgelesen werden. Für den Fall IT = 4 ist das ior 228 während sieben Auagabeperioden des Störsignalfilters gesperrt und es wirken der Addierer 220, das Schieberegister 222 und das Tor 228 als digitaler Integrator,, Während einer von acht Ausgabeperioden des Störsignalfilters wird in Abhängigkeit von den Signalen Fp und Fp das Tor 228 geschlossen und das Tor 226 geöffnet, so daß während dieser Periode die integrierten Binärwörter dem Schieberegister 224 zugeführt werden können.

Eine dritte Art einer für den Video-Integi-ator 200 brauchbaren Schaltungsanordnung zeigt Fig. 14. Hier werden die Ausgangs-Binärwörter des Störsignalfilters 78 auf einem Knbel 198 einem Addierer 260 zugeführt, dessen Ausgangssignal dem Eingang eines getakteten Schieberegisters 262 zugeführt wird» Die Ausgangs-Binärwörter des Schieberegisters 262 werden sowohl auf ein Kabel 246 gegeben als auch einem Rückkopplungs-ihiltiiilizierer 264 zugeführt. Im Multiplizierer P64 werden die eingegebenen Binärwörter mit einem Rückkopplungs-Koeffizienten K multipliziert, der etwa den Wert (U - 1)/N hat. Das gebildete Produkt wird dem zweiten Eingang des Addierers 260.zügeführtο Ein dem korrekten Rückkopplungs-Koeffizienten K entsprechendes digitales Uort wird dem Lultiplizierer 264 auf einem Kabel 266 von einer Anzahl Tore 268 bis 272 parallel zugeführt. Die Tore werden von den

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W-Signalen gesteuert, die von der Programmsteuerung 74-erzeugt werden. Eine Anzahl nur auslesbarer Register 274-bis 278, die für jedes Bit einen Schaltkreis enthalten können, sind so programmiert, daß sie für die in der obigen Tabelle angegebenen, verschiedenen Vierte von N korrekten digitalen Vierte der Koeffizienten K enthalten. Jedes Hegister ist mit dem zugeordneten Tor verbunden, das von dem entsprechenden Y/-Signal für den Wert von H_ gesteuert wird, für den das zugeordnete Hegister programmiert worden ist.

Die Binärwörter, die für Bewegtzielsignale und Rauschsignale für jedes einer Vielzahl von EntfernungsIntervallen charakteristisch sind, werden nacheinander aus dem Video-Integrator 200 ausgegeben und auf einem Kabel 246 einer digitalen Sahwellenschaltung 248 zugeführt. Diese Scliv/ellenschaltung ist in Fig. 15 i^ einzelnen dargestellt. Da die Rauschamplitude eine Funktion der Anzahl der integrierten Ausgangssignale des Störsignalfilters ist, wird der Schwellenwert der Schwellenschaltung 248 als Funktion der Anzahl der integrierten Signale eingestellt. Da außerdem, wie bekannt, der Rauschpegel von zahlreichen Parametern der Radaranlage sowie von Änderungen im Flugweg des Flugzeuges abhängig ist, muß der Schwellenwert der Schwellenschaltung 248 auch als Funktion des mittleren Rauschpegels veränderbar sein, der in M benachbarten Entfernungsintervallen vorliegt, um Schwankungen der Rauschlei strung und der Leistung der die Vorrichtung durchdringenden

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Störsignale zu berücksichtigen. In der Schwellenschaltung nach Fig« 15 wird eine laufende Summe aus II benachbarten EntfernungsIntervallen des Ausgangssignals des Integrators 200 gebildet, in dem fortlaufend das Ausgangssignal eines gerade verarbeiteten Entfernungsintervalle s addiert und gleichzeitig das Ausgangssignal des Mten vorausgegangenen Entfernungsintervalles subtrahiert wird. Demgemäß besteht die Schwellenschaltung nach Fig. 15 ^aus einem M-stelligen Schieberegister und einem Addierer in Verbindung mit einem einstelligen Schieberegister. Ein Schwellenwert wird gebildet, indem der resultierende mittlere Pegel mit einer Konstanten multipliziert wird, die von der Anzahl der integrierten Ausgangssignale des Störsignalfilters abhängt. Das digitale Wort, das in der mittleren Stufe des M-stelligen Schieberegisters vorhanden ist, wird an einem Abgriff in der Mitte des Schieberegisters abgenommen und mit dem berechneten Schwellenwert verglichen. Der numerische Wert, der für M gewählt wird, also die Anzahl der Entfernungsintervalle, die zur Bildung des mittleren Schwellenwertes benutzt wird, hängt von dem gewünschten Blaß der Genauigkeit und dem zulässigen Aufwand ab. Beispielsweise kann M ■ 32 sein.

Wie aus Fig. 15 ersichtlich, werden die Binärwörter, die für von bewegten Zielen und von Rauschen stammende Signale in· ,jedem von vielen Entf ernungs Intervall en charakteristisch sind und nacheinander aus dem Video-Integrator 200 ausgegeben werden, auf dem Kabel 246 der Schwellenschaltung 248 zugeführt. Die auf dem Kabel 246 übertragenen Binärwörter

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werden parallel einem getakteten, M-stufigen Schieberegister 280 und dem Subtrahenden-Eingang eines Subtrahierers 282 zugeführt. Die Binärwörter, die von den Schieberegister 280 ausgegeben werden, werden dem Minuenden-Eingang des Subtrahierers 282 zugeführt· Die von den Subtrahierer 282 gelieferten Differenzsignale werden einem Eingang eines Addierers 284 zugeführt, dessen Sumrienausgang mit dem Eingang eines einstiifigen Schieberegisters 286 verbunden ist. Die Binärwörter am Ausgang des Schieberegisters 286 werden parallel einem zweiten Eingang des Addierers 284 und außerdem einem Multiplizierer 288 zugeführt. Der Multiplizierer 288 multipliziert die vom Schieberegister 286 zugeführten Binärwörter mit einen Faktor T, , der auf einem Kabel von eine}? Anzahl Tore 292 bis 296 zugeführt wird. Kit den Toren 292 bis 296 ist jeweils eins von mehreren nur aunlesbaren Registern 298 bis 302 verbunden. Die Tore 292 bis 296 v/erden von den W-Signalen der Programmsteuerung 74 in der gleichen li/eise gesteuert, wie es für die entsprechende Anordnung nach Fig. 14 beschrieben wurde. Die Paktoren T, , die in den Registern 298 bis für die verschiedenen Werte von IT gespeichert sind, sind in Zeile 21 der obigen Tabelle aufgeführt. Diese Werte können nach der Methode berechnet werden, die in einem Bericht "A Statistical Method of Radar Detection", EM-O753 von Marcuia, Hand Corporation, beschrieben und dort durch eine Kurve 35 veranschaulicht ist. Das von dem Multiplizierer 288 gebildete Produkt \/ird einem digitalen Komparator 304 als Schwellenwert zugeführt. Die Uatfiiiwörter, die von einem Abgriff M/2 in der !.litte

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des Schieberegisters 280 zugeführt werden, werden im Komparator 3O²I- mit dem Schwellenwert verglichen. Wenn der Wert der Binärwörter den Schwellenwert T, überschreitet, wird von der Schwellenschaltung ein Impuls mit hohem Pegel erzeugt, der für die Tatsache charakteristisch ist, daß sich in dem Entfernungsintervall, das gerade in der Stufe M/2 des Schieberegisters 280 ist, ein bewegliches Ziel befindet.

Das Ausgangssignal der Schwellenschaltung 248 wird dem Intensitätssteuereingang 312 eines Sichtgerätes 310 zugeführt. Wie bekannt, kann das Sichtgerät 310 durch die Sender-Synchronisationsimpulse P. und das Aziraut-Winkelsignal Q so synchronisiert sein, daß dan von dem Komparator 304 gelieferte, für das Vorliegen eines bewegten Sieles charakteristische Ausgangssignal als Funktion der Zielentfernung und des Azimuts dargestellt wird ο

Die beschriebene Vorrichtung umfaßt einen Gewichtsfunktionsgenerator 70, ein einziges Störsignalfilter 78, einen digitalen Video-Integrator 200 und eine digitale Schwellenschaltung 248, welche Einheiten alle so eingerichtet sind, daß sie ihre Eigenschaften in Abhängigkeit von der Spektralbreite der empfangenen Störsignale ändern. Die Spektralbreite der Störsignale wird von einer Programmsteuerung 74 auf der Basis der Größe V J sin 0{ vorausgesagt, und es bildet die Programmsteuerung 74- Steuersignale \/, welche die gewünschte Charakteristik der gerade beschriebenen Einheiten der Vorrichtung einstellen.

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Divs Unterdrücken der Störsignale erfolgt im Störsignalfilter 78 durch die Überlagerung von N aufeinanderfolgenden Echosignalen aus dem gleichen EntfernungsIntervall mit wechselnden Vorzeichen (S¹Xg. 6). Die Anzahl N der verarbeiteten Impulsperioden wird auf einem Minimum gehalten, in-dem das Videosignal im Gewichtsfunktionsgenerator 70 optimal gewichtet wird. Die in dem Störsignalfilter erfolgende Summierung erfolgt durch eine digitale Akkumulationsschaltung, die im wesentlichen aus einer digitalen Verzögerungsleitung (Schieberegister) mit einem Hückkopplungsweg besteht, dessen Verstärkung -1 beträgt. Die Überlagerung der digitalisierten und für Entfernungsintervalle quantißierten Signale wird demnach auf eine einfache Akkumulierung reduziert, die nur eine Subtraktion erfordert· Diese Akkumulierung wird einmal für je N Impulsperioden ausgeführt, so daß das Störsignalfilter eine Ausgangs-Signalfolge nur einmal während je II Impulsperioden liefert. Es ist von Bedeutung, daß daa Störsignalfilter nur eine einzige digitale Verzögerungsleitung pro Kanal erfordert, so daß der Bedarf an digitaler Speicherkapazität auf ein Wort pro Entfernungsintervall und Kanal beschränkt ist. EsJLst weiterhin wichtig, daß durch Minimieren der Zahl N für ein gewünschtes Ausmaß der Störsignalunterdrückung mehr Ausgangs-Signalfolgen des Störsignalfilters von dem Video-Integrator 200 bei einer gegebenen Zeit der Sielerfassung integriert werden können, so daß das Signal-Rausch-Verhältnis maximiert wird.

Es wurden drei Arten von Integratoren dargestellt, die, wenn II Impulse ein Ziel treffen, II = N ₀/N Aus gangs signale

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des Störsignalfilters integrieren. Ein Minimieren der Anzahl IT der vom Störsignalfilter verarbeiteten Impulsperioden hat eine Ilaximierurig der Zahl N und infolgedessen eine Maximierung des Signal-Rausch-Verhältnisses durch Video-Integration zur !folge.

Uni die Verluste zu reduzieren, die sich durch eine mangelnde Koinzidenz des Verarbeitungsintervalles des Videο-Integrators und des Zeitintervalles, während dem sich ein Ziel im Bereich des Strahlungsdiagrammes der Antenne befindet, zu reduzieren, simd gemäß Fig. 11 zwei parallele Video-Integratoren mit gegeneinander versetzten Integrationsperioden vorgesehen. Fig. 12 zeigt eine praktischere Anordnung zur Ausführung der von dem Integrator nach Fig. 11 ausgeführten Funktion, die einen einzigen Video-Integrator zum Summieren von N /2 AusgangsSignalen des Störsignalfilters und einen Speicher umfaßt, der das vorhergehende Ausgangssignal des Video-Integrators aufnimmt, so daß das laufende Ausgangs signal des Video-Integratojjs zu dem vorhergehenden nach jeweils IT /2 Verarbeitungsperioden addiert werden kann. Eine dritte Art des Video-Integrators ist in Fig« 13 dargestellt, die eine Rückkopplungsanordnung umfaßt, die nach jedem Ausgangssignal des Störsignalfilters auf den neuesten Stand gebracht wird und mit einem variablen Rückkopplungs-Koeffizienten K arbeitet, der den Uert (N - 1)/N aufweist.

Die Schwellenschaltung 248 (Fig. 14) stellt den Mittelwert der Störsignal- und Rauschleistung fest, die in M dem zu analysierenden Entfernungsintervall benachbarten

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Entferriurigsintervalle vorliegt und bildet einen Schwellenwert air, Funktion dieses Mittelwertes und der von dem Integrator 200 integrierten Signale. Der Schwellenwert wird von einem Komparator benutzt, der den Digitalwert des in den zu untersuchenden Entfernungintervall vorhandenen Signales nit dem Digitalwert des Schwellenwertes vergleicht und ein Ausgangssignal erzeugt, wenn das Signal in dom abgetasteten Entfernungsinterval! den Schwellenwert überschreitet. Das Ausgangssignal des Konparators ist für eine gewählte Wahrscheinlichkeit charakteristisch, daß das digitale Wort außer einem Iiau.sch.anteil auch das Signal eines bewegten Zieles umfaßt.

Die von der Schwellenschaltung 248 erzeugten Signale werden einen Sichtgerät 310 zugeführt, damit sie in der richtigen Entfernungs- und Azimutηteilung wiedergegeben werden.

Bei einer zweiten Ausfuhrungsform der Erfindung, die in 1'¹Xg. 16 dargestellt ist, wird zur Verbesserung des Signal-iiaunch-Verhältnisses von zwei Signalkanälen Gebrauch gfamacht. Die Vorrichtung nach Fig. 16 weist einen Bewep.-ungskonpensator 58 bekannter Bauart auf, der ein Signal f, mit einer Frequenz erzeugt, die dem Wert der Größe 2V jcos ö|/jt proportional ist. Das Signal V ist der Geschwindigkeit des Flugzeuges 10 (Fig. 2) proportional und wird dem Bewegungskoiapensator 58 "von der Antennenstouerung 44 zugeführt. Das Signal mit der Frequenz f -, vom Ausgang des Bewegungskonpensators 58 wird in dem ZF-Iüscher 56 mit dem Ausgangs signal des

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ZF-Verstärkers 54 überlagert. Das Ausgangssignal des ZF-Mischers 56, dessen frequenz gleich der Differenz aus den Frequenzen der dein Mischer zugeführten Signale ist, wird parallel zwei üynchron-Phasendetektoren 62 und 64 zugeführt. Den Phasendetektor 64 wird das Ausgangssignal des ZF-Oszillators 30 unmittelbar und dem Phasendetektor 62 nach einer Phasenverschiebung von 90 in einem üblichen Phasenschieber 66 als Bezugssignal zugeführt»

Das Ausgangssignal des Phasendetektors 64, das als "0^o-Videosignal" bezeichnet wird, wird im Gewichtungsfunktionsgenerator 70 verarbeitet und dann einem üblichen Analog/Digital-Umsetzer 72 zugeführt. Der Gewichtsfunktionsgenerator 70 ändert den Maßstabsfaktor des O⁰-Videοsignals, das dem Analog/Digital-Unsetzer 72 zugeführt wird, zu Beginn jeder Impulsperiode der Radaranlage 24, gemäß der von der Programmsteuerung 74 bestimmten, programmierten Folge. Der Gewichtsfunktionsgenerator und die Programmsteuerung 74 wurden oben anhand der Ausführungsform nach Fig. 5 beschrieben.

Der Analog/Digital-Umsetzer 72 tastet das O°-Videοsignal während jeder T;-ktperiode oder für jedes IJntfernungsintervall ab, um nacheinander eine Folge von Binärwörtern zu bilden, die für die Amplitude des 0°-Videosignales während jedes einer Vielzahl von Entfernungsintervallen charakteristisch ist. V/ie oben angegeben, wird der Sender-ivmchronisationsimpuls P. durch Untersetzen

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der ^rüakt impulse gewonnen, so daß die Tnktirapulse zur Impulsperiode der Kadaranlage synchron Bind. Infolgedessen ist während jedei? Impulsperiode der während einex^ Taktperiode abgetastete Uert für das während eines bestimmten Entfex^nungüintex^valles empfangene Videosignal charakteristisch, leim beispielsweise der Zähler ~$6 mn einen Faktor 1250 durch Herabaählen untersetzt, dann gibt es 12^0 jjntfernungsintervalle, die von dem Analog/Digital-Unsetzer 72 nacheinander quantisiert werden_β Die Genauigkeit der Binäi'würter, d.h. die Anzahl paralleler Bits, die von den ^nalog/Digital-Umsetzer 7?. geliefert v/ii"d, hängt von dem gewünschten D;maraikbereich des üystems ab. i3in typischer \lert ist ein acht Bit, einschließlich eines Vorzeichenbit, umfassendes Wort. Das digitalisierte Aus gangs signal des Anal og/Digital-b ins others 7'- wird auf einem !label BO, das für jedes Bit den mehrstelligen Wortes eine Leitung aufweist, dem Eingang 82 des Störsignalfilters 78 zugeführt.

Das vom l^hasendetektor 62 gelieferte üignal wird als "90°-Videonignal" bezeichnet. Dieses 90°-Videosignal wird von einen (Jewichtsfunktionsgenerator 73 und einem Analog/Digital-Umsetzer 76 in der gleichen »eise verarbeitet wie das 0°-Videosignal. Die Folge von Binärwörtern, die für die Amplitude des 90°-Videosignalii in jedem einer Vielzahl von abgetasteten Üntferimugsintervalleii charakteristisch ist, wird über

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ein eine Vielzahl einzelner Leitungen umfassendes Kabel·- 84 dem Eingang 86 des Storsignalfilters 78* zugeführt.,

Das Störsignalfilter 78' nach Ii¹Ig. 16 ist in Fig. 17 in einzelnen dargestellt. Wie ersichtlich, wird das 90°-Vidßoai(5nal von Elementen 180, 182, 184 und 186 in der gleichen Weise verarbeitet, wie das Videosignal bei der Einkanal-Vorrichr-uiig, die anhand Fig. 6 beschrieben wurde. Bei der .anordnung nach Fig. 17 führt das 'Jor 98 die Ausgangswörter des Schieberegisters 9^ eineia ei>sten Eingang eines Addierers 96 während der Impulsperiode jeder Verarbeitungaperiode zu, in der das signal F. in "1 "-Zustand ist. Das Signal F\ wird von den Flipflop 102 nach Fig. 6 geliefert. Das digitalisierte 90 -Videosignal wird in Form von Binärwörtern parallel einen zweiten Eingang des Addierers 96 zugeführt. Bei den Addierer 96 kann es sich un einen getakteten Volladdierer handeln, der die Sunne der -absolutwerte der beiden digitalen Signale bildet, die ihn während jeder Vaktperiode zugeführt werden. Das .ausgangssignal den Addierers 96 ist eine Folge von Binärwörtern, von denen jedes für die Amplitude der Signale in einem bestiii;:ton Entfernungsintervall charakteristisch ist, die von bewegten Sielen und von Häuschen stammen. Störsignale wurden im wesentlichen durch die Hücklcopplungaachleii'e nit dem Subtrahierer und dem Schieberegister eliminiert. Die Ausbildung des Störsignalfilters nach Fig. 17 geiit von der Annahme aus, daß der Bewegungskon- ^lj8 das Spektrum der empfangenen Störsignale zur

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Frequenz Null zentriert. Wenn beispielsweise der Bewegungskorapensator die Mittenfa^equenz des Störsignalspektrums auf die Hälfte der Impulsfolgefrequenz setzen würde, müsste der Rückkopplungsfaktor auf +1 und der Subtrahierer 90 durch einen Volladdierer ersetzt werden.

Die übrige Wirkungsweise des Störsignalfilters 78' ist die gleiche, v;ie sie oben anhand Fig. 6 beschrieben wurdeο

Demgemäß wurde vorstehend eine neue und einzigartige Vorrichtung zur Festzielunterdrückung beschrieben, die von einer digitalen Technik der Signalverarbeitung Gebrauch macht, um. ein gewünschtes LIaß an Störsignalunterdrückung bei gleichzeitiger üaximierung des Signal-Rausch-Verhältnisses zu erzielen. Obwohl nur zwei bevorzugte Ausführungsformen beschrieben worden sind, ist für den Fachmann leicht erkennbar, daß diese Ausführungsfornen in vielfältiger Weise geändert und abgewandelt werden können, ohne daß die .Prinzipien der Erfindung aufgegeben werden. Beispielsweise können verschiedenartige Einrichtungen zur Taktgabe und verschiedenartige Taktfolgen verwendet werden. Auch können negative anstelle von positiven Logikanordnungen zur Weiterleitung und Übertragung der Signale benutzt werden. Weiterhin sind bei den beschriebenen, bevorzugten Ausführungsformen die in dem Störsignalfilter 78, dem Integrator 200 und der Schwellenschaltung 248 vorhandenen Verzögerungseinrichtungen als digitale Schieberegister ausgebildete Statt

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dessen können auch digitale Speichereinrichtungen verwendet v/erden, die so programmiert sind, daß sie entsprechende Punktionen erfüllen«

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Claims

Patentansprüche

[ 1.J Vorrichtung zur Pestzielunterdrückung für Impuls-Radaranlagen mit einem die vom Empfänger der Radaranlage gelieferten Videosignale verarbeitenden Rechner, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechner eine Programmsteuerung (74) zur Erzeugung von Steuersignalen (V/), die für die Bandbreite der von stationären Zielen stammenden Videosignale charakteristisch sind, einen Gewichtsfunktionsgenerator (70) zur Verstärkung der Videosignale um einen in Abhängigkeit von den Steuersignalen (V/) variablen Faktor und ein Störsignalfilter (78) mit einer in Abhängigkeit von den Steuersignalen (V/) einstellbaren Frequenzcharakteristik umfaßt, dem die Ausgangssignale des Gewichtsfunktionsgenerators (70) zugeführt v/erden.

2. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß das Störsignalfilter (78) für jedes einer Vielzahl von EntfernungsIntervallen eine Anzahl Verzögerungskreise (Fig_e 6) zur Überlagerung von N aufeinanderfolgenden, aus dem gleichen Entfernungsintervall stammenden gewichteten Signale aufweist und die Anzahl II der überlagerten Signale von den von der Programmsteuerung (74) zugeführten Steuersignalen (V/) abhängig ist.

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3. Vorrichtung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß der Rechner weiterhin einen Integrator (200) für die Aungangssignale des .Jtörsignalfilters (73) umfaßt, dessen Integrationsperiode in Abhängigkeit von den Steuersignalen (Y*) einstellbar ist.

4. Vorrichtung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der Kcchner eine Üchwellenschaltung (248) zum Vergleich der von den Integrator (200) gelieferten integrierten Videosignale nit einem Schwellenwert, der in abhängigkeit von den Steuersignalen (U) einstellbar ist, umfaßte

5«. Vorrichtung nach einen der vorhergehenden Ansprüche für eine Inpuls-Iiadaranlage, deren Antenne ein bestinntes strahlungsdiagramm aufweist, dadurch ge]:ennzeichnet, daß die Progj:annnteuerung (74) eine !Einrichtung zur Urzeugung der otouersignale (U) als Punktion der Doppler-l^?requenzverschiebung über dem ütri'ahlungsdiagraraEi (16) der Antenne (14) umfaßt.

6. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche für eine Impuls-Radaranlage, deren Empfänger um 90° gegeneinander phasenverschobene Videosignale (0 -Videosignale und 90 -Videosignale) liefert, dadurch gekeimseichnet, daß der G-ewichtsfunktionsgenerator (70» 73) und das ütörsignalfilter (73¹) zur Verarbeitung von 0 - und 90 -Videosignalen eingerichtet sind»

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Vorrichtung nach Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, daß der Gewichtsfunktionsgenerator (7Oj 73) je einen Verzögerungskreis (94 bzw. 182) für die O -Videosignale und die 90^o-Videosignalo aufweist und daß an deren Ausgänge ein Addierer (96) angeschlossen ist, der ein dem Betrag der üuniae der zugeführten Signale proportionales Aufgangssignal erzeugt.

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