DE2462211B2 - CIRCUIT ARRANGEMENT FOR STARTING UP A SWITCHING POWER SUPPLY WITH CURRENT LIMITING AND VOLTAGE STABILIZATION - Google Patents
CIRCUIT ARRANGEMENT FOR STARTING UP A SWITCHING POWER SUPPLY WITH CURRENT LIMITING AND VOLTAGE STABILIZATIONInfo
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Description
Potential am Anodengate verändert werden — bei zu großer Ausgangsspannung des Sperrwandlers wird es abgesenkt —, zum anderen kann das Potential an der Anode verändert werden — bei zu hohem Strom des Schalttransistors steigt das Anodenpotential. Das Zusammenwirken der beiden die Zündung auslösenden Kriterien — zu hoher Strom des Schalttransistors, zu hohe Ausgangsspannung — besteht also in einer gegensinnigen Steuerung der beiden Potentiale, deren Differenz die Zündung auslösen. Diese Differenz wird in beiden genannten Fällen größer, und der Zündzeitpunkt erfolgt früher.Potential at the anode gate can be changed - if the output voltage of the flyback converter is too high, it will lowered -, on the other hand, the potential at the anode can be changed - if the current of the is too high Switching transistor increases the anode potential. The interaction of the two triggering the ignition Criteria - too high current of the switching transistor, too high output voltage - consists in one opposing control of the two potentials, the difference of which triggers the ignition. This difference is shown in in both cases mentioned above, and the ignition point is earlier.
Die Sperrung des Schalttransistors wird bei der bekannten Schaltungsanordnung durch einen im Steuerkreis dt-s Schalttransistors liegenden Kondensator, der is über eine Diode aus einer zusätzlichen Transformatorwickiung gespeist ist, verbessert. Sobald der Thyristor zündet, liegt dieser Kondensator parallel zu der Steuerstrecke des Schalttransistors und sperrt diesen.In the known circuit arrangement, the switching transistor is blocked by one in the control circuit dt-s switching transistor lying capacitor that is is fed via a diode from an additional transformer winding, improved. As soon as the thyristor ignites, this capacitor is parallel to the control path of the switching transistor and blocks it.
Als Anlaufschaltung ist bei dem bekannten Schaltnetzteil vorgeschlagen, die gleichgerichtete Netzwechselspannung über einen ohmschen Widerstand an die Basis des Schalttransistors zu legen. Beim Einschalten fließt dann ein Basisstrom und damit ein Kollektorstrom im Schalttransistor, und die Schaltung schwingt durch die Rückkopplung an.In the known switched-mode power supply, the rectified AC mains voltage is proposed as the start-up circuit to put via an ohmic resistor to the base of the switching transistor. When switching A base current and thus a collector current then flows in the switching transistor, and the circuit swings through the feedback to.
Nachteilig ist bei der bekannten Schaltung, daß der Anlaufstrom durch die Größe des Anlaufwiderstandes festliegt, während die Stromverstärkung der Schalttransistoren von Exemplar zu Exemplar schwankt. Dadurch ϊο kann es vorkommen, daß bei Netzunterspannung das Anschwingen, bei Netzüberspannung das Sperren der Schaltung beeinträchtigt ist.The disadvantage of the known circuit is that the starting current is caused by the size of the starting resistance fixed, while the current gain of the switching transistors fluctuates from copy to copy. As a result ϊο it can happen that in the case of mains undervoltage the oscillation starts, and in the case of mains overvoltage the Circuit is impaired.
Wesentlich ist das Verhalten eines Schaltnetzteils bei Dauerkurzschluß am Ausgang. In diesem Betriebsfall müssen alle Ströme soweit heruntergeregelt werden, daß kein Bauelement beschädigt wird. Durch den Anlaufgleichstrom wird der Schalttransistor der bekannten Schaltung kontinuierlich aufgesteuert, so daß es zu kritischen Zuständen in der Schaltung kommen kann.What is essential is the behavior of a switched-mode power supply in the event of a permanent short circuit at the output. In this operational case all currents must be regulated down to such an extent that no component is damaged. Through the Starting direct current, the switching transistor of the known circuit is continuously turned on, so that it can lead to critical states in the circuit.
Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die eingangs geschilderte Schaltungsanordnung dahingehend zu verbessern, daß die Unempfindlichkeit gegen Netzunter- und Netzüberspannung erhöht, die Einflüsse von Parameterschwankungen der Bauelemente verringert und die Stromabregelung bei Dauerkurzschluß verbessert wird.The present invention is based on the object of the circuit arrangement described above to improve the insensitivity to mains undervoltage and mains overvoltage increased, the influences of parameter fluctuations of the components reduced and the current regulation at Permanent short circuit is improved.
Zur Lösung dieser Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß vorgeschlagen, daß ein gesonderter Gleichrichter an die Netzwechselspannung angeschlossen ist, über den mittels eines /?C-G!iedes Impulse aus der Netzwechselspannung gewonnen werden, und diese Stromimpulse der Steuerstrecke des Schalttransistors als Anlaufimpulse zugeführt sind. ■>■>In order to achieve this object, the invention is given in a circuit arrangement of the type mentioned at the outset suggested that a separate rectifier is connected to the AC mains voltage over which pulses are obtained from the AC mains voltage by means of a /? C-G! ied, and these Current pulses of the control path of the switching transistor are fed as start-up pulses. ■> ■>
Als vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, einen Einweg-Gleichrichter zu verwenden. As an advantageous embodiment of the invention, it is proposed to use a half-wave rectifier.
Erfindungsgemäß wird kein kontinuierlicher Anlaufgleichstrom wie bei der bekannten Schaltung verwen- wi det, sondern Anlauf impulse. Das RC-G\\ea zur Formung der Anlaufimpulse ist über einen eigenen Gleichrichter mit der Netzwechselspannung verbunden, so daß die Anlaufvorgänge mit Netzfrequenz wiederholt werden. Damit können die einzelnen Anlaufimpulse stärker h> gewählt werden als bei einem Gleichstrom, so daß auch Transistoren mit geringer Stromverstärkung aufgectpiiprt werden. Zwischen den Anlaufimpulsen bleibt die Schaltung in ihrem jeweiligen Betriebszustand. Insbesondere bei einem sekundärseitigem Kurzschluß wird der Schalttransistor nicht kontinuierlich aufgesteuert, so daß die Kurzschlußfestigkeit der erfindungsgemäßen Schaltung erhöht ist. Nach Beseitigung der Sperrungsursache, z. B. des Kurzschlusses, schwingt die Schaltung bei Eintreffen des nächsten Anlaufimpulses sofort wieder an. So ergänzen sich die Sperrschaltung und die Anlaufschaltung vorteilhaft; bei Kurzschluß und Überlast wird zuverlässig abgeschaltet, nach Aufheben der Ursache schwingt der Sperrschwinger sofort weiter.According to the invention, no continuous starting direct current is used as in the known circuit, but starting pulses. The RC-G \\ ea for forming the start-up impulses is connected to the mains AC voltage via its own rectifier, so that the start-up processes are repeated at mains frequency. In this way, the individual starting pulses can be selected to be stronger than in the case of a direct current, so that transistors with a low current gain can also be applied. The circuit remains in its respective operating state between the start-up pulses. In particular in the event of a short-circuit on the secondary side, the switching transistor is not continuously turned on, so that the short-circuit strength of the circuit according to the invention is increased. After eliminating the cause of the blocking, e.g. B. the short circuit, the circuit swings again immediately when the next start-up pulse arrives. In this way, the blocking circuit and the start-up circuit complement each other advantageously; In the event of a short circuit or overload, the system reliably switches off; after the cause has been eliminated, the blocking oscillator continues to oscillate immediately.
Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sol! die Erfindung näher erläutert werden.On the basis of an exemplary embodiment of a circuit arrangement according to the invention shown in the drawing Sol! the invention will be explained in more detail.
Ein Schalttransistor 1 vom npn-Typ ist mit seinem Kollektor an dem einen Anschluß einer ArbeitswicklungA switching transistor 1 of the npn type has its collector at one terminal of a working winding
2 eines Transformators 3 angeschlossen. Der andere Anschluß dieser Arbeitswicklung 2 führt zu einer Eingangsklemme 4. Der Emitter des Schalttransistors 1 ist mit einem Anschluß einer Wicklung 5 des Transformators 3 verbunden und liegt auf einem Potential, das im folgenden Bezugspotential genannt wird. Der andere Anschluß der Wicklung 5 führt über eine Diode 6 zu einem Kondensator 7, dessen anderer Anschluß auf Bezugspotential liegt. Der Transformator2 of a transformer 3 connected. The other terminal of this working winding 2 leads to one Input terminal 4. The emitter of the switching transistor 1 is connected to a winding 5 of the Transformer 3 connected and is at a potential, hereinafter referred to as the reference potential will. The other connection of the winding 5 leads via a diode 6 to a capacitor 7, the other of which Connection is at reference potential. The transformer
3 trägt eine weitere Wicklung 8 als Rückkopplungswicklung, deren erster Anschluß mit der Basis des Schalttransistors 1 verbunden ist. Deren zweiter Anschluß führt über die Parallelschaltung eines Kondensators 9 mit zwei antiparallel geschalteten Dioden 10 und ti und über einen dazu in Reihe geschalteten ohmschen Widerstand 12 zum Bezugspotential. Außerdem führt der zweite Anschluß der Rückkopplungswicklung 8 über eine Diode 13 zur Anode eines Thyristors 14 und über die Reihenschaltung dieser Diode 13 mit einem Kondensator 15 zur Basis des Schalttransistors 1. Die Kathode des Thyristors 14 ist mit einer Eingangsklemme 16 und über einen ohmschen Widerstand 17 mit dem Bezugspotential verbunden. Die Zündelektrode des Thyristors 14 liegt am Abgriff eines aus zwei ohmschen Widerständen 18 und 19 bestehenden Spannungsteilers, der von dem Bezugspotential ausgehend über eine Diode 20 zum ersten Anschluß der Rückkopplungswicklung 8 führt. Außerdem liegt parallel zu dem Spannungsteiler 18,19 ein Kondensator 21.3 carries a further winding 8 as a feedback winding, whose first connection to the base of the Switching transistor 1 is connected. The second connection leads via the parallel connection of one Capacitor 9 with two anti-parallel connected diodes 10 and ti and one in series with it switched ohmic resistor 12 to the reference potential. In addition, the second connection leads to the Feedback winding 8 via a diode 13 to the anode of a thyristor 14 and via the series connection this diode 13 with a capacitor 15 to the base of the switching transistor 1. The cathode of the thyristor 14 is connected to an input terminal 16 and via an ohmic resistor 17 to the reference potential. the The ignition electrode of the thyristor 14 is connected to one of the two ohmic resistors 18 and 19 Voltage divider, starting from the reference potential via a diode 20 to the first terminal of the Feedback winding 8 leads. In addition, a capacitor 21 is connected in parallel to the voltage divider 18, 19.
Mit dem Teilerpunkt des ohmschen Spannungsteilers 18,19 ist weiterhin über einen ohmschen Widerstand 22 der Kollektor eines Vergleichstransistors 23 vom pnp-Typ verbunden. Dessen Basis liegt am Abgriff eines ohmschen Spannungsteilers, der parallel zu dem Kondensator 7 liegt und aus drei hintereinandergeschalteten ohmschen Widerständen 24, 25 und 26 besteht, wobei der mittlere ohmsche Widerstand 25 als einstellbarer ohmscher Spannungsteiler gebildet ist. Parallel zum Kondensator 7 liegt außerdem die Reihenschaltung einer Z-Dode 27 mit einem ohmschen Widerstand 28, wobei der ohmsche Widerstand 28 zwischen den Emitter des Vergleichstransistors 23 und das Bezugspotential zu liegen kommt. Zwischen die Basis und den Emitter des Vergleichstransistors 23 ist ein Kondensator 29 geschaltet.The divider point of the ohmic voltage divider 18, 19 is still via an ohmic resistor 22 the collector of a comparison transistor 23 of the PNP type is connected. Its base is at the tap of a Ohmic voltage divider, which is parallel to the capacitor 7 and consists of three series-connected ohmic resistors 24, 25 and 26, the middle ohmic resistance 25 as adjustable ohmic voltage divider is formed. In parallel with the capacitor 7 is also the Series connection of a Z-dode 27 with an ohmic resistor 28, the ohmic resistor 28 comes to lie between the emitter of the comparison transistor 23 and the reference potential. Between the A capacitor 29 is connected to the base and the emitter of the comparison transistor 23.
Eine weitere Eingangsklemme 30 ist über die Reihenschaltung einer Diode 31 mit einem Kondensator 32 und mit einem ohmschen Widerstand 33 mit der Basis des Schalttransistors 1 verbunden. Zwischen dem Verbindungspunkt der Diode 31 mit dem Kondensator 32 und der Eingangsklemme 16 liegt außerdem einAnother input terminal 30 is connected in series with a diode 31 and a capacitor 32 and connected to the base of the switching transistor 1 by an ohmic resistor 33. Between the There is also a connection point of the diode 31 with the capacitor 32 and the input terminal 16
ohmscher Widerstand 34.ohmic resistance 34.
Parallel zum ohmschen Widerstand 17 ist noch ein Kondensator 35 geschaltet. Zwischen dem Kollektor des Schalttransistors 1 und dem Bezugspotential befindet sich die Reihenschaltung aus drei Kondensatoren 36,37 und 38 mit einem ohmschen Widerstand 39.A capacitor 35 is also connected in parallel with the ohmic resistor 17. Between the collector the switching transistor 1 and the reference potential is the series connection of three capacitors 36, 37 and 38 with an ohmic resistor 39.
Der Transformator 3 besitzt als weitere Wicklung eine Ausgangswicklung 40, die mit einer Seite auf Masse liegt und vier Abgriffe hat. Diese Abgriffe führen jeweils über eine von vier Dioden 41 bis 44 zu einer von vier Ausgangsklemmen 45 bis 48, wobei die Ausgangsklemmen 45 bis 48 über je einen von vier Kondensatoren 49 bis 52 mit Masse verbunden sind. Parallel zum Kondensator 49 ist noch ein ohmscher Widerstand 64 geschaltet.The transformer 3 has an output winding 40 as a further winding, one side of which is grounded and has four taps. These taps each lead via one of four diodes 41 to 44 to one of four Output terminals 45 to 48, whereby the output terminals 45 to 48 each have one of four capacitors 49 to 52 are connected to ground. There is also an ohmic resistor 64 in parallel with the capacitor 49 switched.
Die bisher geschilderte Schaltungsanordnung ist gestrichelt umrandet gezeichnet und bildet bis dahin ein als Modul realisierbares Netzteil mit den Eingangsklemmen 4,16 und 30 und den Ausgangsklemmen 45 bis 48.The circuit arrangement described so far is drawn with a dashed border and forms a until then A power supply unit that can be implemented as a module with input terminals 4, 16 and 30 and output terminals 45 to 48.
An die Eingangsklemmen 4 und 16 ist angeschlossen der Ausgang eines aus vier Dioden bestehenden Graetz-Gleichrichters 65 und dazu parallel ein Glättungskondensator 66, ein ohmscher Widerstand 53 und ein weiterer Kondensator 54. Die Eingangsanschlüsse des Graetz-Gleichrichters 65 sind jeweils über eine Drossel 55, 56 mit einer der beiden Klemmen einer Netzwechselspannungsquelle 57 verbunden. Zwischen der einen Klemme der Netzwechselspannungsquelle 57 und der Drossel 55 liegt eine Sicherung 58. Außerdem sind die netzseitigen Anschlüsse der beiden Drosseln 55 und 56 über einen Kondensator 59 und die beiden anderen Anschlüsse über einen Kondensator 60 miteinander verbunden. Parallel zum Kondensator 60 liegt die Reihenschaltung zweier Kondensatoren 61 und 62, wobei deren Verbindungspunkt am Massepotential angeschlossen ist. Der eine Pol des Wechselspannungsanschlusses des Graetz-Gleichrichlers 65 ist mit der Eingangsklemme 30 verbunden. Zwischen dem anderen und der Drossel 56 liegt ein ohmscher Widerstand 63.The output of one of four diodes is connected to input terminals 4 and 16 Graetz rectifier 65 and a smoothing capacitor in parallel 66, an ohmic resistor 53 and another capacitor 54. The input connections of the Graetz rectifier 65 are each connected via a choke 55, 56 to one of the two terminals AC voltage source 57 connected. Between one terminal of the mains AC voltage source 57 and the choke 55 is a fuse 58. In addition, the network-side connections of the two chokes 55 are and 56 via a capacitor 59 and the other two connections via a capacitor 60 connected with each other. In parallel with the capacitor 60 is the series connection of two capacitors 61 and 62, the connection point of which is connected to the ground potential. One pole of the AC voltage connection of the Graetz rectifier 65 is connected to the input terminal 30. Between the other and the choke 56 has an ohmic resistor 63.
Der Lastkreis des Schalttransistors 1 besteht nun aus der Reihenschaltung der Arbeitswicklung 2, seiner Kollektor-Emitter-Strecke, des ohmschen Widerstandes 17 und des Gleichstromeingangs mit den beiden Eingangsklemmen 4 und 16. Der eigentliche Steuerkreis besteht aus der Reihenschaltung der Basis-Emitter-Strecke des Schalttransistors 1, des ohmschen Widerstandes 12, der Parallelschaltung mit den Dioden 10 und mit dem Kondensator 9 und der Rückkopplungswicklung 8.The load circuit of the switching transistor 1 now consists of the series connection of the working winding 2, its Collector-emitter path, the ohmic resistor 17 and the direct current input with the two Input terminals 4 and 16. The actual control circuit consists of the series connection of the base-emitter path the switching transistor 1, the ohmic resistor 12, the parallel connection with the diodes 10 and with the capacitor 9 and the feedback winding 8.
Die Regeleinrichtung mit dem Vergleichstransistor 23 erhält eine Vergleichsspannung aus der Wicklung 5, die gleichgerichtet über die Diode 6 an dem Kondensator 7 steht. Diese Vergleichsspannung wird über den Spannungsteiler 24, 25, 26 an die Basis des Vergleichstransistors 23 gelegt und mit einer durch die Z-Diode 27 gebildeten Referenzspannung verglichen. Der sich bei diesem Vergleich ergebende Kollektorstrom des Vergleichstransistors 23 fließt durch den ohmschen Widerstand 18.The control device with the comparison transistor 23 receives a comparison voltage from the winding 5, the rectified via the diode 6 at the capacitor 7. This comparison voltage is generated via the voltage divider 24, 25, 26 are applied to the base of the comparison transistor 23 and with one through the Zener diode 27 generated reference voltage compared. The collector current of the comparison transistor resulting from this comparison 23 flows through the ohmic resistor 18.
An diesem ohmschen Widerstand 18 steht außerdem entsprechend dem Teilerverhältnis des Spannungsteilers 18, 19 ein Teil der am Kondensator 21 stehenden Spannung. Dieser Kondensator 21 erhält seine Spannung über die Diode 20 und über die Rückkopplungswicklung8. This ohmic resistor 18 also corresponds to the division ratio of the voltage divider 18, 19 a part of the voltage across the capacitor 21. This capacitor 21 receives its voltage via the diode 20 and via the feedback winding 8.
Die Sperreinrichtung wird gebildet aus der Rückkopplungswicklung 8, aus der Diode 13 und aus dem Kondensator 15. Dieser Kondensator S5 bildet die Betriebsspannungsquelle für den Thyristor 14 und sperrt im Falle des durchgeschalteten Thyristors 14 die Steuerstrecke zwischen der Basis und dem Emitter des Schalttransistors 1.The blocking device is formed from the feedback winding 8, from the diode 13 and from the Capacitor 15. This capacitor S5 forms the Operating voltage source for the thyristor 14 and blocks in the case of the switched thyristor 14 the Control path between the base and the emitter of the switching transistor 1.
Der Kondensator 21 ist mit einer solchen Polarität aufgeladen, daß die entsprechende an dem ohmschen Widerstand 18 stehende Spannung die Zündstrecke des Thyristors 14 sperrt. Dabei liegt diese Sperrspannung an der Reihenschaltung aus der Zündstrecke und aus demThe capacitor 21 is charged with such a polarity that the corresponding to the ohmic Resistor 18 standing voltage blocks the firing path of thyristor 14. This reverse voltage is applied the series connection from the ignition gap and from the
κι ohmschen Widerstand 17, der vom Laststrom des Schalttransistors 1 durchflossen ist. Der Kollektorstrom des Vergleichstransistors 23, der durch den ohmschen Widerstand 18 fließt, erzeugt eine Spannung, die der vom Kondensator 21 herrührenden entgegengesetztκι ohmic resistance 17, which depends on the load current of the Switching transistor 1 is flowed through. The collector current of the comparison transistor 23, which is through the ohmic Resistor 18 flows, generating a voltage which is opposite to that from capacitor 21
ίο gerichtet ist. Ebenfalls entgegengesetzt gerichtet ist die Spannung, die durch den Laststrom am ohmschen Widerstand 17 erzeugt wird. Die die Zündung des Thyristors 14 sperrende Vorspannung am ohmschen Widerstand 18 kann nun sowohl durch einen entsprechend großen Kollektorstrom des Vergleichstransistors 23 — ausgelöst durch eine zu große Ausgangsspannung des Transformators 3 — als auch durch einen zu großen Laststrom durch den ohmschen Widerstand 17 so weit kompensiert werden, daß der Thyristor 14 gezündetίο is directed. The is also directed in the opposite direction Voltage that is generated at the ohmic resistor 17 by the load current. The ignition of the Thyristor 14 blocking bias voltage at the ohmic resistor 18 can now both by a corresponding large collector current of the comparison transistor 23 - triggered by an output voltage that is too high of the transformer 3 - as well as too high a load current through the ohmic resistor 17 so far be compensated that the thyristor 14 ignited
2r> wird. Dies ist also dann der Fall, wenn entweder der Laststrom des Schalttransistors 1 oder die Ausgangsspannung des Transformators 3 zu groß werden.2 r > becomes. This is the case when either the load current of the switching transistor 1 or the output voltage of the transformer 3 become too high.
Eine Anlaufschaltung ist gebildet aus der Eingangsklemme 30, der Diode 31, dem Kondensator 32 und aus den beiden ohmschen Widerständen 33 und 34. Dabei ist die Eingangsklemme 30 mit der Netzwechselspannung verbunden und liefert über die Diode 31 und das KC-Glied 32,33 mit Netzfrequenz Impulse an die Basis des Schalttransistors 1.A start-up circuit is formed from the input terminal 30, the diode 31, the capacitor 32 and off the two ohmic resistors 33 and 34. The input terminal 30 is connected to the AC mains voltage connected and delivers pulses to the base via the diode 31 and the KC element 32,33 at mains frequency of the switching transistor 1.
An den Ausgangsklemmen 45 bis 48 werden Gleichspannungen in unterschiedlicher Höhe abgenommen. Das vorliegende Ausführungsbeispiel sieht entsprechend der Zeichnung eine vollkommene Netztrennung der Ausgangsseite des Transformators 3 vor.At the output terminals 45 to 48 DC voltages of different levels are taken. The present embodiment sees a complete network separation as shown in the drawing the output side of the transformer 3 before.
Diese Netztrennung kann selbstverständlich, falls diese Forderung nicht gestellt wird, auch unterbleiben.This network separation can of course also be omitted if this requirement is not made.
Im Normalbetrieb ist der Kondensator 15 über die Wicklung 8 und über die Diode 13 auf eine um die Flußspannung der Diode 13 verminderte SpannungIn normal operation, the capacitor 15 is via the winding 8 and the diode 13 on one to the Forward voltage of the diode 13 decreased voltage
aufgeladen. Nach Sperren des Schalttransistors 1 wird in der Wicklung 8 eine umgepolte Spannung induziert, die über den Kondensator 15 mit seiner kleineren entgegengesetzten Spannung an der Arbeitsstrecke des Thyristors 14 steht und diesen löscht.charged. After blocking the switching transistor 1, a reversed voltage is induced in the winding 8, which Via the capacitor 15 with its smaller opposite voltage on the working path of the Thyristor 14 is and clears it.
Bei einem Kurzschluß an einem der Ausgänge 45 bis 48 geht das Netzteil vom Normalbetrieb in einen intermittierenden Betrieb über. In diesem Betriebsfall wird die kontinuierliche Folge der Laststromimpulse abgelöst durch kurze Impulse im Takt der Netzwechsel-Spannungsfrequenz. Gleichzeitig wird die Kollektorspannung des Schalttransistors 1 stark reduziert, so daß garantiert ist, daß auch im Kurzschlußfall der Schalttransistor 1 keinen Schaden nimmt. Auch dürfen die Ausgangskurzschlußströme nicht höher sein als die fürIn the event of a short circuit at one of the outputs 45 to 48, the power pack goes from normal operation to one intermittent operation over. In this operating case, the continuous sequence of load current pulses becomes replaced by short pulses in time with the alternating mains voltage frequency. At the same time the collector voltage is of the switching transistor 1 is greatly reduced, so that it is guaranteed that even in the event of a short circuit, the switching transistor 1 is not damaged. The output short-circuit currents must also not be higher than those for
wi die einzelnen Dioden zulässigen Ströme, damit eine Zerstörung der Dioden vermieden wird. Diese Kurzschlußströme werden bestimmt von der in diesem Betriebszustand in dem Transformator 3 eingespeicherten Energie.wi the individual diodes allowable currents so that a Destruction of the diodes is avoided. These short-circuit currents are determined by the in this Operating state in the transformer 3 stored energy.
(>' Bei einem Kurzschluß am Ausgang steigt der Spitzenstrom des Schalttransistors 1 stark an. Das bewirkt ein Zünden des Thyristors 14 und ein /-.uSCualtcn des Schaiiiransisiörs 1. Der Scnalüransistor(> 'In the event of a short circuit at the output, the peak current of switching transistor 1 rises sharply causes the thyristor 14 to fire and a /-.uSCualtcn of the Schaiiiransisiörs 1. The Scnalüransistor
I kann erst dann wieder durchschalten, wenn zum einen der Thyristor 14 wieder gelöscht ist durch Entladung des Kondensators 15 und zum anderen ein Anlaufimpuls an die Basis des Schalttransistors 1 gegeben wird. Damit wird die Anzahl der Kollektorstromimpulse pro Zeiteinheit, die in den Transformator 3 eingespeist werden, stark reduziert, so daß die Energie nicht den Wert erreichen kann, der den Ausgangsdioden 41 bis 44 gefährlich werden kann. Mit Hilfe der Diode 31, der beiden ohmschen Widerstände 33 und 34 und des Kondensators 32 werden aus der Netzwechselspannung Impulse von ca. 5 ms Dauer geformt. Kollektorstromimpulse des Schalttransistors 1 sind also nur möglich während dieses Zeitraumes von ca. 5 ms. Diese Maßnahme reduziert den Kurzschlußstrom erheblich. Der Einfluß des Haltestromes des Thyristors 14 ist dann nur noch gering. Es ergeben sich Impulsgruppen von einzelnen Kollektorstromimpulsen, die im Abstand von 20 ms aufeinander folgen.I can only switch through again when, on the one hand, the thyristor 14 is extinguished again by discharging the Capacitor 15 and on the other hand a starting pulse to the base of the switching transistor 1 is given. In order to is the number of collector current pulses per unit of time that are fed into the transformer 3 are greatly reduced, so that the energy cannot reach the value that the output diodes 41 to 44 can be dangerous. With the help of the diode 31, the two ohmic resistors 33 and 34 and the Capacitor 32, pulses of approx. 5 ms duration are formed from the AC mains voltage. Collector current pulses of the switching transistor 1 are therefore only possible during this period of approx. 5 ms. These Measure significantly reduces the short-circuit current. The influence of the holding current of the thyristor 14 is then only slightly. There are pulse groups of individual collector current pulses that are spaced apart by 20 ms consecutively.
Eine Besonderheit ist noch die Begrenzung des Kollektorspitzenstroms des Schalttransistors 1 im Falle von Überlast an einem der Ausgänge 45 bis 48. Die die Zündung sperrende Vorspannung an der Zündelektrode des Thyristors 14 wird mit der Diode 20 in der Sperrphase des Sperrwandlers gewonnen, d. h. diese Spannung ist ausgangsproportional. Bei starker Überlast sinken die Ausgangsspannungen ab, womit sich auch die Sperrspannung für die Zündstrecke des Thyristors 14 reduziert. Daraus ergibt sich ein Zünden des Thyristors 14 schon bei kleinen Kollektorspitzenströmen und damit eine Verminderung der Ausgangsströme bei Überlast.A special feature is the limitation of the peak collector current of the switching transistor 1 in the case of overload at one of the outputs 45 to 48. The ignition blocking bias voltage on the ignition electrode of the thyristor 14 is obtained with the diode 20 in the blocking phase of the flyback converter, d. H. these Voltage is proportional to the output. In the event of a severe overload, the output voltages drop, which also means the reverse voltage for the ignition path of the thyristor 14 is reduced. This results in an ignition of the Thyristor 14 even with small peak collector currents and thus a reduction in the output currents in case of overload.
Im Leerlauffall bei Entlastung an den Ausgängen steigt die Arbeitsfrequenz des Netzteils stark an. Wird eine Minimallast unterschritten, so wird die Periodendauer der Schaltfrequenz kleiner als die Freiwerdezeit des Thyristors 14. Der Thyristor 14 bleibt dann über mehrere Perioden durchgezündet, so daß die Schwingung des Sperrwandlers abreißt. Ein erneutes Anschwingen kann erst mit dem nächsten Anlaufimpuls erfolgen. So ergeben sich auch im Leerlauf Impulsgruppen im Abstand von 20 ms. Der ohmsche Widerstand 64 bildet eine Vorlast für den Leerlaufbetrieb und verhindert ein zu starkes Ansteigen der Ausgangsspannungen bei Entlastung des Netzteils.When the load is idle at the outputs, the operating frequency of the power supply increases sharply. Will If the load falls below a minimum, the period of the switching frequency is shorter than the time it is released of the thyristor 14. The thyristor 14 then remains ignited over several periods, so that the oscillation of the flyback converter breaks. A renewed oscillation can only occur with the next start-up pulse take place. This results in groups of pulses at intervals of 20 ms even when idling. The ohmic resistor 64 creates a preload for no-load operation and prevents the output voltages from rising too sharply when the power supply is discharged.
Hierzu 1 Blatt Zeichnungen1 sheet of drawings
Claims (2)
Priority Applications (1)
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|---|---|---|---|
| DE19742462211 DE2462211C3 (en) | 1974-04-10 | 1974-04-10 | Circuit arrangement for starting up a switched-mode power supply with current limitation and voltage stabilization |
Applications Claiming Priority (1)
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| DE19742462211 DE2462211C3 (en) | 1974-04-10 | 1974-04-10 | Circuit arrangement for starting up a switched-mode power supply with current limitation and voltage stabilization |
Publications (3)
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| DE2462211A1 DE2462211A1 (en) | 1976-07-22 |
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Family Applications (1)
| Application Number | Title | Priority Date | Filing Date |
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Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2903312A1 (en) * | 1978-02-01 | 1979-08-02 | Apple Computer | DC POWER SUPPLY |
Families Citing this family (1)
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|---|---|---|---|---|
| US5657218A (en) * | 1994-09-07 | 1997-08-12 | Deutsche Thomson Brandt Gmbh | Switch mode power supply circuit |
-
1974
- 1974-04-10 DE DE19742462211 patent/DE2462211C3/en not_active Expired
Cited By (1)
| Publication number | Priority date | Publication date | Assignee | Title |
|---|---|---|---|---|
| DE2903312A1 (en) * | 1978-02-01 | 1979-08-02 | Apple Computer | DC POWER SUPPLY |
Also Published As
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|---|---|
| DE2462211C3 (en) | 1978-08-31 |
| DE2462211A1 (en) | 1976-07-22 |
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