DE2462211B2 - Schaltungsanordnung zum anlaufen eines schaltnetzteils mit strombegrenzung und spannungsstabilisierung - Google Patents

Description

Potential am Anodengate verändert werden — bei zu großer Ausgangsspannung des Sperrwandlers wird es abgesenkt —, zum anderen kann das Potential an der Anode verändert werden — bei zu hohem Strom des Schalttransistors steigt das Anodenpotential. Das Zusammenwirken der beiden die Zündung auslösenden Kriterien — zu hoher Strom des Schalttransistors, zu hohe Ausgangsspannung — besteht also in einer gegensinnigen Steuerung der beiden Potentiale, deren Differenz die Zündung auslösen. Diese Differenz wird in beiden genannten Fällen größer, und der Zündzeitpunkt erfolgt früher.

Die Sperrung des Schalttransistors wird bei der bekannten Schaltungsanordnung durch einen im Steuerkreis dt-s Schalttransistors liegenden Kondensator, der is über eine Diode aus einer zusätzlichen Transformatorwickiung gespeist ist, verbessert. Sobald der Thyristor zündet, liegt dieser Kondensator parallel zu der Steuerstrecke des Schalttransistors und sperrt diesen.

Als Anlaufschaltung ist bei dem bekannten Schaltnetzteil vorgeschlagen, die gleichgerichtete Netzwechselspannung über einen ohmschen Widerstand an die Basis des Schalttransistors zu legen. Beim Einschalten fließt dann ein Basisstrom und damit ein Kollektorstrom im Schalttransistor, und die Schaltung schwingt durch die Rückkopplung an.

Nachteilig ist bei der bekannten Schaltung, daß der Anlaufstrom durch die Größe des Anlaufwiderstandes festliegt, während die Stromverstärkung der Schalttransistoren von Exemplar zu Exemplar schwankt. Dadurch ϊο kann es vorkommen, daß bei Netzunterspannung das Anschwingen, bei Netzüberspannung das Sperren der Schaltung beeinträchtigt ist.

Wesentlich ist das Verhalten eines Schaltnetzteils bei Dauerkurzschluß am Ausgang. In diesem Betriebsfall müssen alle Ströme soweit heruntergeregelt werden, daß kein Bauelement beschädigt wird. Durch den Anlaufgleichstrom wird der Schalttransistor der bekannten Schaltung kontinuierlich aufgesteuert, so daß es zu kritischen Zuständen in der Schaltung kommen kann.

Der vorliegenden Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, die eingangs geschilderte Schaltungsanordnung dahingehend zu verbessern, daß die Unempfindlichkeit gegen Netzunter- und Netzüberspannung erhöht, die Einflüsse von Parameterschwankungen der Bauelemente verringert und die Stromabregelung bei Dauerkurzschluß verbessert wird.

Zur Lösung dieser Aufgabe wird bei einer Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art erfindungsgemäß vorgeschlagen, daß ein gesonderter Gleichrichter an die Netzwechselspannung angeschlossen ist, über den mittels eines /?C-G!iedes Impulse aus der Netzwechselspannung gewonnen werden, und diese Stromimpulse der Steuerstrecke des Schalttransistors als Anlaufimpulse zugeführt sind. ■>■>

Als vorteilhafte Ausgestaltung der Erfindung wird vorgeschlagen, einen Einweg-Gleichrichter zu verwenden.

Erfindungsgemäß wird kein kontinuierlicher Anlaufgleichstrom wie bei der bekannten Schaltung verwen- wi det, sondern Anlauf impulse. Das RC-G\\ea zur Formung der Anlaufimpulse ist über einen eigenen Gleichrichter mit der Netzwechselspannung verbunden, so daß die Anlaufvorgänge mit Netzfrequenz wiederholt werden. Damit können die einzelnen Anlaufimpulse stärker h> gewählt werden als bei einem Gleichstrom, so daß auch Transistoren mit geringer Stromverstärkung aufgectpiiprt werden. Zwischen den Anlaufimpulsen bleibt die Schaltung in ihrem jeweiligen Betriebszustand. Insbesondere bei einem sekundärseitigem Kurzschluß wird der Schalttransistor nicht kontinuierlich aufgesteuert, so daß die Kurzschlußfestigkeit der erfindungsgemäßen Schaltung erhöht ist. Nach Beseitigung der Sperrungsursache, z. B. des Kurzschlusses, schwingt die Schaltung bei Eintreffen des nächsten Anlaufimpulses sofort wieder an. So ergänzen sich die Sperrschaltung und die Anlaufschaltung vorteilhaft; bei Kurzschluß und Überlast wird zuverlässig abgeschaltet, nach Aufheben der Ursache schwingt der Sperrschwinger sofort weiter.

Anhand eines in der Zeichnung dargestellten Ausführungsbeispiels einer erfindungsgemäßen Schaltungsanordnung sol! die Erfindung näher erläutert werden.

Ein Schalttransistor 1 vom npn-Typ ist mit seinem Kollektor an dem einen Anschluß einer Arbeitswicklung

2 eines Transformators 3 angeschlossen. Der andere Anschluß dieser Arbeitswicklung 2 führt zu einer Eingangsklemme 4. Der Emitter des Schalttransistors 1 ist mit einem Anschluß einer Wicklung 5 des Transformators 3 verbunden und liegt auf einem Potential, das im folgenden Bezugspotential genannt wird. Der andere Anschluß der Wicklung 5 führt über eine Diode 6 zu einem Kondensator 7, dessen anderer Anschluß auf Bezugspotential liegt. Der Transformator

3 trägt eine weitere Wicklung 8 als Rückkopplungswicklung, deren erster Anschluß mit der Basis des Schalttransistors 1 verbunden ist. Deren zweiter Anschluß führt über die Parallelschaltung eines Kondensators 9 mit zwei antiparallel geschalteten Dioden 10 und ti und über einen dazu in Reihe geschalteten ohmschen Widerstand 12 zum Bezugspotential. Außerdem führt der zweite Anschluß der Rückkopplungswicklung 8 über eine Diode 13 zur Anode eines Thyristors 14 und über die Reihenschaltung dieser Diode 13 mit einem Kondensator 15 zur Basis des Schalttransistors 1. Die Kathode des Thyristors 14 ist mit einer Eingangsklemme 16 und über einen ohmschen Widerstand 17 mit dem Bezugspotential verbunden. Die Zündelektrode des Thyristors 14 liegt am Abgriff eines aus zwei ohmschen Widerständen 18 und 19 bestehenden Spannungsteilers, der von dem Bezugspotential ausgehend über eine Diode 20 zum ersten Anschluß der Rückkopplungswicklung 8 führt. Außerdem liegt parallel zu dem Spannungsteiler 18,19 ein Kondensator 21.

Mit dem Teilerpunkt des ohmschen Spannungsteilers 18,19 ist weiterhin über einen ohmschen Widerstand 22 der Kollektor eines Vergleichstransistors 23 vom pnp-Typ verbunden. Dessen Basis liegt am Abgriff eines ohmschen Spannungsteilers, der parallel zu dem Kondensator 7 liegt und aus drei hintereinandergeschalteten ohmschen Widerständen 24, 25 und 26 besteht, wobei der mittlere ohmsche Widerstand 25 als einstellbarer ohmscher Spannungsteiler gebildet ist. Parallel zum Kondensator 7 liegt außerdem die Reihenschaltung einer Z-Dode 27 mit einem ohmschen Widerstand 28, wobei der ohmsche Widerstand 28 zwischen den Emitter des Vergleichstransistors 23 und das Bezugspotential zu liegen kommt. Zwischen die Basis und den Emitter des Vergleichstransistors 23 ist ein Kondensator 29 geschaltet.

Eine weitere Eingangsklemme 30 ist über die Reihenschaltung einer Diode 31 mit einem Kondensator 32 und mit einem ohmschen Widerstand 33 mit der Basis des Schalttransistors 1 verbunden. Zwischen dem Verbindungspunkt der Diode 31 mit dem Kondensator 32 und der Eingangsklemme 16 liegt außerdem ein

ohmscher Widerstand 34.

Parallel zum ohmschen Widerstand 17 ist noch ein Kondensator 35 geschaltet. Zwischen dem Kollektor des Schalttransistors 1 und dem Bezugspotential befindet sich die Reihenschaltung aus drei Kondensatoren 36,37 und 38 mit einem ohmschen Widerstand 39.

Der Transformator 3 besitzt als weitere Wicklung eine Ausgangswicklung 40, die mit einer Seite auf Masse liegt und vier Abgriffe hat. Diese Abgriffe führen jeweils über eine von vier Dioden 41 bis 44 zu einer von vier Ausgangsklemmen 45 bis 48, wobei die Ausgangsklemmen 45 bis 48 über je einen von vier Kondensatoren 49 bis 52 mit Masse verbunden sind. Parallel zum Kondensator 49 ist noch ein ohmscher Widerstand 64 geschaltet.

Die bisher geschilderte Schaltungsanordnung ist gestrichelt umrandet gezeichnet und bildet bis dahin ein als Modul realisierbares Netzteil mit den Eingangsklemmen 4,16 und 30 und den Ausgangsklemmen 45 bis 48.

An die Eingangsklemmen 4 und 16 ist angeschlossen der Ausgang eines aus vier Dioden bestehenden Graetz-Gleichrichters 65 und dazu parallel ein Glättungskondensator 66, ein ohmscher Widerstand 53 und ein weiterer Kondensator 54. Die Eingangsanschlüsse des Graetz-Gleichrichters 65 sind jeweils über eine Drossel 55, 56 mit einer der beiden Klemmen einer Netzwechselspannungsquelle 57 verbunden. Zwischen der einen Klemme der Netzwechselspannungsquelle 57 und der Drossel 55 liegt eine Sicherung 58. Außerdem sind die netzseitigen Anschlüsse der beiden Drosseln 55 und 56 über einen Kondensator 59 und die beiden anderen Anschlüsse über einen Kondensator 60 miteinander verbunden. Parallel zum Kondensator 60 liegt die Reihenschaltung zweier Kondensatoren 61 und 62, wobei deren Verbindungspunkt am Massepotential angeschlossen ist. Der eine Pol des Wechselspannungsanschlusses des Graetz-Gleichrichlers 65 ist mit der Eingangsklemme 30 verbunden. Zwischen dem anderen und der Drossel 56 liegt ein ohmscher Widerstand 63.

Der Lastkreis des Schalttransistors 1 besteht nun aus der Reihenschaltung der Arbeitswicklung 2, seiner Kollektor-Emitter-Strecke, des ohmschen Widerstandes 17 und des Gleichstromeingangs mit den beiden Eingangsklemmen 4 und 16. Der eigentliche Steuerkreis besteht aus der Reihenschaltung der Basis-Emitter-Strecke des Schalttransistors 1, des ohmschen Widerstandes 12, der Parallelschaltung mit den Dioden 10 und mit dem Kondensator 9 und der Rückkopplungswicklung 8.

Die Regeleinrichtung mit dem Vergleichstransistor 23 erhält eine Vergleichsspannung aus der Wicklung 5, die gleichgerichtet über die Diode 6 an dem Kondensator 7 steht. Diese Vergleichsspannung wird über den Spannungsteiler 24, 25, 26 an die Basis des Vergleichstransistors 23 gelegt und mit einer durch die Z-Diode 27 gebildeten Referenzspannung verglichen. Der sich bei diesem Vergleich ergebende Kollektorstrom des Vergleichstransistors 23 fließt durch den ohmschen Widerstand 18.

An diesem ohmschen Widerstand 18 steht außerdem entsprechend dem Teilerverhältnis des Spannungsteilers 18, 19 ein Teil der am Kondensator 21 stehenden Spannung. Dieser Kondensator 21 erhält seine Spannung über die Diode 20 und über die Rückkopplungswicklung8.

Die Sperreinrichtung wird gebildet aus der Rückkopplungswicklung 8, aus der Diode 13 und aus dem Kondensator 15. Dieser Kondensator S5 bildet die Betriebsspannungsquelle für den Thyristor 14 und sperrt im Falle des durchgeschalteten Thyristors 14 die Steuerstrecke zwischen der Basis und dem Emitter des Schalttransistors 1.

Der Kondensator 21 ist mit einer solchen Polarität aufgeladen, daß die entsprechende an dem ohmschen Widerstand 18 stehende Spannung die Zündstrecke des Thyristors 14 sperrt. Dabei liegt diese Sperrspannung an der Reihenschaltung aus der Zündstrecke und aus dem

κι ohmschen Widerstand 17, der vom Laststrom des Schalttransistors 1 durchflossen ist. Der Kollektorstrom des Vergleichstransistors 23, der durch den ohmschen Widerstand 18 fließt, erzeugt eine Spannung, die der vom Kondensator 21 herrührenden entgegengesetzt

ίο gerichtet ist. Ebenfalls entgegengesetzt gerichtet ist die Spannung, die durch den Laststrom am ohmschen Widerstand 17 erzeugt wird. Die die Zündung des Thyristors 14 sperrende Vorspannung am ohmschen Widerstand 18 kann nun sowohl durch einen entsprechend großen Kollektorstrom des Vergleichstransistors 23 — ausgelöst durch eine zu große Ausgangsspannung des Transformators 3 — als auch durch einen zu großen Laststrom durch den ohmschen Widerstand 17 so weit kompensiert werden, daß der Thyristor 14 gezündet

2^r> wird. Dies ist also dann der Fall, wenn entweder der Laststrom des Schalttransistors 1 oder die Ausgangsspannung des Transformators 3 zu groß werden.

Eine Anlaufschaltung ist gebildet aus der Eingangsklemme 30, der Diode 31, dem Kondensator 32 und aus den beiden ohmschen Widerständen 33 und 34. Dabei ist die Eingangsklemme 30 mit der Netzwechselspannung verbunden und liefert über die Diode 31 und das KC-Glied 32,33 mit Netzfrequenz Impulse an die Basis des Schalttransistors 1.

An den Ausgangsklemmen 45 bis 48 werden Gleichspannungen in unterschiedlicher Höhe abgenommen. Das vorliegende Ausführungsbeispiel sieht entsprechend der Zeichnung eine vollkommene Netztrennung der Ausgangsseite des Transformators 3 vor.

Diese Netztrennung kann selbstverständlich, falls diese Forderung nicht gestellt wird, auch unterbleiben.

Im Normalbetrieb ist der Kondensator 15 über die Wicklung 8 und über die Diode 13 auf eine um die Flußspannung der Diode 13 verminderte Spannung

aufgeladen. Nach Sperren des Schalttransistors 1 wird in der Wicklung 8 eine umgepolte Spannung induziert, die über den Kondensator 15 mit seiner kleineren entgegengesetzten Spannung an der Arbeitsstrecke des Thyristors 14 steht und diesen löscht.

Bei einem Kurzschluß an einem der Ausgänge 45 bis 48 geht das Netzteil vom Normalbetrieb in einen intermittierenden Betrieb über. In diesem Betriebsfall wird die kontinuierliche Folge der Laststromimpulse abgelöst durch kurze Impulse im Takt der Netzwechsel-Spannungsfrequenz. Gleichzeitig wird die Kollektorspannung des Schalttransistors 1 stark reduziert, so daß garantiert ist, daß auch im Kurzschlußfall der Schalttransistor 1 keinen Schaden nimmt. Auch dürfen die Ausgangskurzschlußströme nicht höher sein als die für

wi die einzelnen Dioden zulässigen Ströme, damit eine Zerstörung der Dioden vermieden wird. Diese Kurzschlußströme werden bestimmt von der in diesem Betriebszustand in dem Transformator 3 eingespeicherten Energie.

(>' Bei einem Kurzschluß am Ausgang steigt der Spitzenstrom des Schalttransistors 1 stark an. Das bewirkt ein Zünden des Thyristors 14 und ein /-.uSCualtcn des Schaiiiransisiörs 1. Der Scnalüransistor

I kann erst dann wieder durchschalten, wenn zum einen der Thyristor 14 wieder gelöscht ist durch Entladung des Kondensators 15 und zum anderen ein Anlaufimpuls an die Basis des Schalttransistors 1 gegeben wird. Damit wird die Anzahl der Kollektorstromimpulse pro Zeiteinheit, die in den Transformator 3 eingespeist werden, stark reduziert, so daß die Energie nicht den Wert erreichen kann, der den Ausgangsdioden 41 bis 44 gefährlich werden kann. Mit Hilfe der Diode 31, der beiden ohmschen Widerstände 33 und 34 und des Kondensators 32 werden aus der Netzwechselspannung Impulse von ca. 5 ms Dauer geformt. Kollektorstromimpulse des Schalttransistors 1 sind also nur möglich während dieses Zeitraumes von ca. 5 ms. Diese Maßnahme reduziert den Kurzschlußstrom erheblich. Der Einfluß des Haltestromes des Thyristors 14 ist dann nur noch gering. Es ergeben sich Impulsgruppen von einzelnen Kollektorstromimpulsen, die im Abstand von 20 ms aufeinander folgen.

Eine Besonderheit ist noch die Begrenzung des Kollektorspitzenstroms des Schalttransistors 1 im Falle von Überlast an einem der Ausgänge 45 bis 48. Die die Zündung sperrende Vorspannung an der Zündelektrode des Thyristors 14 wird mit der Diode 20 in der Sperrphase des Sperrwandlers gewonnen, d. h. diese Spannung ist ausgangsproportional. Bei starker Überlast sinken die Ausgangsspannungen ab, womit sich auch die Sperrspannung für die Zündstrecke des Thyristors 14 reduziert. Daraus ergibt sich ein Zünden des Thyristors 14 schon bei kleinen Kollektorspitzenströmen und damit eine Verminderung der Ausgangsströme bei Überlast.

Im Leerlauffall bei Entlastung an den Ausgängen steigt die Arbeitsfrequenz des Netzteils stark an. Wird eine Minimallast unterschritten, so wird die Periodendauer der Schaltfrequenz kleiner als die Freiwerdezeit des Thyristors 14. Der Thyristor 14 bleibt dann über mehrere Perioden durchgezündet, so daß die Schwingung des Sperrwandlers abreißt. Ein erneutes Anschwingen kann erst mit dem nächsten Anlaufimpuls erfolgen. So ergeben sich auch im Leerlauf Impulsgruppen im Abstand von 20 ms. Der ohmsche Widerstand 64 bildet eine Vorlast für den Leerlaufbetrieb und verhindert ein zu starkes Ansteigen der Ausgangsspannungen bei Entlastung des Netzteils.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

Claims (2)

Patentansprüche:

1. Schaltungsanordnung zum Anlaufen eines Schaltnetzteils mit Strombegrenzung und Spannungsstabilisierung, bei dem ein Eingang für eine gleichgerichtete Netzwechselspannung und zum Erzeugen einer Wechselspannung daraus ein selbstschwingender Sperrwandler mit einem Schalttransistor, einem Transformator, einer Regeleinrichtung und mit einer Sperreinrichtung vorgesehen sind, wobei eine Wicklung des Transformators als Arbeitswicklung in Reihe mit dem Eingang im Lastkreis des Schalttransistors und eine Wicklung des Transformators als Rückkopphingswicklung im Steuerkreis des Schalttransistors liegen, wobei ferner die Regeleinrichtung einen Thyristor, dessen Arbeitsstrecke parallel zur Reihenschaltung aus der Steuerstrecke des Schalttransistors, aus einem vom Laststrom des Schalttransistors durchflossenen ohmschen Widerstand und aus einem zur Sperreinrichtung gehörigen Kondensator liegt, und eine an die Zündelektrode des Thyristors angeschlossene Vergleichsschaltung enthält, derart, daß bei einer Sollwertüberschreitung einer dem Transformator entnommenen und gleichgerichteten Vergleichsspannung über einen Vergleich mit einer Referenzgleichspannung der Schalttransistor durch Zünden des Thyristors gesperrt wird, wobei weiterhin die Sperreinrichtung eine Diode enthält, über die der Kondensator an eine Transformatorwicklung angeschlossen und in einer solchen Polung aufladbar ist, daß seine Spannung bei gezündetem Thyristor den Schalttransistor sperrt, dadurch gekennzeichnet, daß ein gesonderter Gleichrichter (31) an die Netzwechselspannung angeschlossen ist, über den mittels eines ÄC-Gliedes (32,33) Impulse aus der Netzwechselspannung gewonnen werden, und diese Impulse der Steuerstrecke des Schalttransistors (1) als Anlaufimpulse zugeführt sind.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als gesonderter Gleichrichter (31) ein Einweg-Gleichrichter verwendet ist.

Schaltungsanordnung zum Anlaufen eines Schaltnetzteils mit Strombegrenzung und Spannungsstabilisierung, bei dem ein Eingang für eine gleichgerichtete Netzwechselspannung und zum Erzeugen einer Wechselspannung daraus ein selbstschwingender Sperrwandler mit einem Schalttransistor, einem Transformator, einer Regeleinrichtung und mit einer Sperreinrichtung vorgesehen sind, wobei eine Wicklung des Transformators als Arbeitswicklung in Reihe mit dem Eingang im Lastkreis des Schalttransistors und eine Wicklung des Transformators als Rückkopplungswicklung im Steuerkreis des Schalttransistors liegen, wobei ferner die Regeleinrichtung einen Thyristor, dessen Arbeitsstrecke parallel zur Reihenschaltung aus der Steuerstrecke des Schalttransistors, aus einem vom Laststrom des Schalttransistors durchflossenen ohmschen Widerstand und aus einem zur Sperreinrichtung gehörigen Kondensator liegt, und eine an die Zündelektrode des Thyristors angeschlossene Vergleichsschaltung enthält, derart, daß bei einer Sollwertüberschreitung einer dem Transformator entnommenen und gleichgerichteten Vergleichsspannung über einen Vergleich mit einer Referenzgleichspanrung der Schalttransistor durch Zünden des Thyristors gesperrt wird, wobei weiterhin die Sperreinrichtung eine Diode enthält, über die der Kondensator an eine Transformatorwicklung angeschlossen und in Ί einer solchen Polung aufladbar ist, daß seine Spannung bei gezündetem Thyristor den Schalttransistor sperrt.

Ein solches Schaltnetzteil ist bekannt und beispielsweise in der DT-OS 21 60 659 beschrieben. Eine weitere Beschreibung findet sich in der Zeitschrift »Funk-Tech-

I» nik« 1971, Nr. 20, S. 782 und 784. Die Funktion ist dort mit »selbstschwingender Sperrwandler mit getriggerter Abschaltung« bezeichnet. Diese getriggerte Abschaltung ergibt ein günstiges Schaltverhalten des Schalttransistors. Ohne eine solche Abschaltung würde der Schalttransistor, allein durch die Rückkopplung gesteuert, nur aufgrund des geringer werdenden Basisstromes »ausgehungert«. Die Abschaltung mit dem Thyristor durch Kurzschließen der Rückkopplungswicklung ergibt jedoch nicht nur ein definiertes und

klares Abschaltverhalten des Schalttransistors, sondern auch eine gute Regelmöglichkeit.

Über den Zündzeitpunkt des Thyristors läßt sich die Ausgangsspannung des Sperrwandlers mit Hilfe der Regeleinrichtung gut regeln. Durch Vergleichen einer

Vergleichsspannung, die repräsentativ ist für die Ausgangsspannung des Sperrwandlers, mit einer stabilisierten Referenzspannung und dies mit Hilfe eines gleichzeitig als Regelverstärker fungierenden Vergleichstransistors läßt sich der Zündzeitpunkt des

Thyristors beeinflussen. Die Vergleichsspannung wird bei der bekannten Schaltungsanordnung über einen Spannungsteiler an die Basis und über einen Spannungsteiler mit Z-Diode an den Emitter des Vergleichstransistors gelegt. Der Kollektor ist mit der Zündelektrode

y> des Thyristors verbunden. Er besitzt außerdem einen ohmschen Kollektorwiderstand, an dem der Kollektorstrom eine Spannung erzeugt. Unterschreitet diese Spannung einen Schwellwert, dann wird der Thyristor gezündet. Der Zündzeitpunkt ist damit abhängig von der Höhe der Ausgangsspannung des Sperrwandlers. Dadurch, daß bei Zünden des Thyristors der Schalttransistor gesperrt wird und sein Ausgangsstrom nicht mehr ansteigen kann, ist die Höhe der Ausgangsspannung des Sperrwandlers stabilisiert.

Darüber hinaus hängt der Zeitpunkt der Zündung noch von der Spannung ab, die vom Laststrom des Schalttransistors an dem von ihm durchflossenen ohmschen Widerstand erzeugt wird. Übersteigt dieser Laststrom einen vorbestimmten Wert, dann wird der Thyristor ebenfalls gezündet. Der Zündzeitpunkt wird also sowohl von der Höhe des Laststroms des Schalttransistors als auch von der Ausgangsspannung des Sperrwandlers bestimmt. Das Regelprinzip für die Ausgangsspannung beruht auf einem vorzeitigen Abschalten des Schalttransistors und bewirkt außer der Regelung einen Schutz für den Schalttransistor gegen überhöhten Ausgangsstrom.

Der genaue Ablauf im Regelmechanismus ergibt sich aus folgendem:

bo Bei dem Thyristor in der bekannten Schaltungsanordnung handelt es sich um eine Thyristortetrode mit zwei Steuerelektroden: eine anodenseitige (Anodengate) und eine kathodenseitige (Kathodengate). Die Steuerung erfolgt über die zwischen dem Anodengate und der

h-i Anode stehende Spannung. Zur Beeinflussung dieser Spannung, d. h. zum Steuern des Zündzeitpunktes, wenn diese Spannung die Zündspannung erreicht, stehen die zwei Möglichkeiten zur Verfügung: zum einen kann das