DE2424760C3

DE2424760C3 -

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Publication number: DE2424760C3
Application number: DE2424760A
Authority: DE
Inventors: Carl Franklin Somerset N.J. Wheatley Jun. (V.St.A.)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1973-05-24
Filing date: 1974-05-27
Publication date: 1978-09-14
Also published as: BR7404239D0; AU6895874A; IT1012755B; DE2424760B2; DE2424760A1; US3886466A; SE397614B; NL7406722A; CA1014235A; BE815517A; JPS5021657A; FR2231152A1; GB1471600A

Description

Die Erfindung betrifft einen integrierten Gegentaktverstärker, wie er im Oberbegriff des Anspruchs I vorausgesetzt ist. Aus der US-PS 35 73 645 ist ein integrierter Gegentaktverstärker mit einer Endstufe bekannt, die zwei großflächige Leistungstransistoren eines ersten Leitungstyps und gleicher Durchlaßstromverstärker β (in Emittergrundschaltung) enthält, ferner mit einer Phasenspalterstufe, die einen dritten und einen vierten Transistor ebenfalls vom ersten Leitungstyp und

bo gleicher Durchlaßstromverstärkung β (in Emittergrundschaltung) enthält, die mit ihren Emittern an eine Bezugsklemmc angeschlossen sind, während zwischen Basis des dritten Transistors und die Bezugsklcmme das Eingangssignal zugeführt wird und parallel zu einer Basis-Emittcr-Strecke cmc erste Diodenschaltung liegt und die Basis des vierten Transistors an einer Vorspannungsklemmc liegt und die Kollektoren dieser Transistoren einen ersten bzw. /weilen Ausgang zur

Lieferung gegenphasiger Steuersignale für die beiden Leistungstransistoren bilden.

Ferner sind aus der DT-OS 2112 178 und der Zeitschrift »Funktechnik« 1970, Seite 239, Verstärkerschaltungen mit quasikomplementären Endstufen aus Verbundtransistoren bekannt, jedoch handelt es sich bei der hier zu beschreibenden Erfindung nicht um solche Endstufen.

Vielmehr betrifft die Erfindung eine Weiterbildung der aus der zuvor genannten US-PS 35 73 645 bekannten Verstärkerschaltung, wobei außer einer ökonomischeren Ausnutzung des beschränkten Platzes einer integrierten Schaltung eine verbesserte thermische Stabilisierung der Basisruheströme der beiden Leistungstransistoren erreicht werden soll. Diese Aufgabe wird durch die im Kennzeichenteil des Anspruchs 1 angeführten Merkmale gelöst. Die Erfindung macht von einem Rückkopplungskreis Gebrauchter eine thermische Kopplung einschließt, so daß Temperaturänderungen der Leistungstransitoren den Rückkopplungsgrad beeinflussen und auf diese Weise eine thermische Überlastung dieser Transistoren vermieden werden kann. Im Gegensatz zu den Schaltungen mit komplementären oder quasikomplementären Endstufen verwendet die Erfindung Ausgangstransistoren gleichen Leitungstyps, die hinsichtlich ihrer Eigenschaften einfacher zu paaren sind.

Ein Vorteil einer Ausgestaltung der Erfindung besteht ferner in der Verwendung einer Darlingtonschaltung für die erfindungsgemäß in Reihe geschalteten Halbleiterübergänge, denen ein bestimmter Anteil des vom Stromverstärkungsfaktor der Endtransistoren abhängigen Stromes zugeführt wird, da man auf diese Weise eine niederohmige Vorspannungsquelle für die Phasenspaltertransistoren erhält, welche somit günstiger betrieben werden könnnen und eine wirtschaftlichere Auslegung der Schaltung ermöglichen.

Ein wesentliches Merkmal der Erfindung besteht in der Verwendung eines Widerstandes, dessen Wert sich gleichzeitig mil dem Stromverstärkungsfaktor β der Endtransistoren ändert und der zur Ableitung der den Gegentaktendtransistoren zuzuführenden Basisruheströme benutzt wird, welche sich umgekehrt zur Durchlaßstromverstärkung β dieser Transistoren ändert, so daß sich die angestrebte Temperaturkompensation ergibt.

Es seien nun einige Ausdrücke erläutert, die in der nachfolgenden Beschreibung von Ausführungsbeispielen der Erfindung verwendet werden.

Unter »aufeinandergesetzten Verstärkerstufen« sollen hier Verstärker verstanden werden, bei denen die Ausgangskreise der Verstärkerstufen bezüglich des Ruhestroms in Reihe geschaltet sind. Die Ausgangskreise werden gewöhnlich im Gegentakt betrieben, soweit es das Signal angeht.

Als »quasilinearer Verstärker« wird ein Verstärker bezeichnet, dessen Ausgangssignale in linearer Beziehung zum Eingangssignal stehen, während die einzelnen Stufen nichtlinear arbeiten. Die einzelnen Stufen eines quasilinearen Verstärkers arbeiten typischerweise im B-Betrieb oder AB-Betrieb.

Der Begriff »Übernahmeverzerrung« wird für Abweichungen des Ausgangssignals eines quasilinearen Verstärkers von der Linearität bezüglich des Eingangssignals verwendet, die dadurch entstehen, daß das Eingangssignal eine Stufe des Verstärkers sperrt und gleichzeitig noch keine andere Stufe des Verstärkers leiten läßt.

Unier »spannungsbestimmter Vorspannung« soll die Speisung eines Transistors mit einer bestimmten Basis-Emitter-Spannung von einer relativ niederohmigen Quelle zur Bestimmung der Betriebsströme des Transistors verstanden werden. Eine »strombestimmte Vorspannung« bedeutet die Versorgung eines Transistors mit einem bestimmten Basis-Strom von einer verhältnismäßig hochohmigen Quelle zur Festlegung der Betriebsstrome des Transistors.

to Aufeinandergesetzte, im B-Betrieb arbeitende Verstärkerstufen mit Transistoren in Emitterschaltung werden gewöhnlich dadurch vorgespannt, daß man den Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren jeweils temperaturabhängige Spannungen von einer niederohmigen Quelle zuführt. Die niederohmigen Quellen, die für eine solche spannungsbestimmte Vorspannung verwendet v/erden, bestehen gewöhnlich aus in Flußrichtung vorgespannten Dioden oder als Dioden geschalteten Transistoren. Man kann dadurch praktisch gleiche und im wesentlichen konstante Kollektorruheströme in jeder der in Emitterschaltung arbeitenden Endstufen erreichen, auch wenn die Temperatur und die Betriebsspannung schwanken. Ein solcher Ruhestrom in den Verstärkerstufen verhindert das Auftreten von Übernahmeverzerrungen und er wird normalerweise so klein gehalten, wie es hinsichtlich der Vermeidung von Übernahmeverzerrungen möglich ibt. um die Ruheverlustleistung in den Endstufen und die Gefahr eines thermischen Instabilwerdens de- Ausgangstransistoren

jo so klein wie möglich zu halten.

Diese konventionelle Methode der Vorspannung von B-Verstärkerstufen läßt jedoch bei integrierten Schaltungen zu wünschen übrig. Es ist schwierig, einen einwandfreien Abgleich der Kollcktorruheströme der

.15 Endstufen des Verstärkers zu erreichen und beide gerade so groß zu halten, daß die Übernahmeverzerrungen tragbar bleiben. Es wurde festgestellt, daß diese Schwierigkeiten von den beträchtlichen Temperaturgradienten in einer integrierten Schaltung herrühren.

•»ο die einen ordnungsgemäßen Gleichlauf der Ausgangstransistoren miteinander und mit den niederohmigen Basis-Emitter-Vorspannungsquell en beeinträchtigen.

Der Kollektorstrom eines Siliziumtransistors ändert sich pro Grad Kelvin Temperaturänderung bei konstanter Basis-Emitter-Spannung um 8 bis 9%, bei festem Basisstrom jedoch nur um 0,7%. Die letzterwähnte Art der Vorspannung, die sich durch eine geringere Temperaturempfindlichkeit auszeichnet als die erstgenannte, bei den konventionellen Schaltungen verwendete Art der Vorspannung, liefert also näherungsweise die gewünschten Verhältnisse mit konstant gehaltenen Kollektorruheströmen der Ausgangstransistoren bei konstantem Pegel zur Vermeidung von Übernahmeverzerrungen und gleichzeitiger minimaler innerer Verlustleistung. Die Vorspannung der Basiselektroden der Ausgangstransistoren eines im B-Betrieb arbeitenden, als integrierte Schaltung aufgebauten Verstärkers mit temperaturkompensierten Ruheströmen von hochohmigen Quellen zur Konstanthaltung der Kollektorströme dieser Transistoren stellt also den besten Weg zur Lösung des schwierigen Problems dar, die Leitfähigkeitscharakteristika trotz der Änderungen der Temperaturgradienten in einer integrierten Schaltung aneinander anzupassen.

F¹ ist z.B. aus der Veröffentlichung von Far a η & FuIk s »High Impedance Drive for the Elimination of Crossover Distortion«, THE SOLID STATl: IOURNAL Aurnist 1961. Seiten 3b bis 40 bekannt, daß

es gewisse Vorteile mit sich bringt, wenn niiin die Ausgangstransistoren eines B-Versiarkers mit Kingiingsströmcn aus hochohmigen Quellen anstatt aus niedemhmigen Quellen versorgt. f^rin Transistor zeigt nämlich hinsichtlich seines Vorwürisstromverstürkungsfaktors in Emitterschaltung (der mit Beta, β oder hf,. bezeichnet wird) weniger ausgeprägte Niehtlincaritüten als hinsichtlich seiner Steilheit g_w, wenn seine Leitfähigkeit herabgesetzt wird. Der Transistor neigt also von Natur aus dazu, als Verstärker von Eingangsströmen linearer zu arbeiten als Verstärker von Eingangsspannungen.

Man arbeitet mit einer strombestimmten Vorspannung des Transistors, wenn der Transistor mit einem Eingangssignal von einer hochohmigen Quelle versorgt wird, um eine Dämpfung des Eingangssignals zu verhindern, die bei einer spannungsbestimmten Vorspannung auftreten würde, wenn die Impedanz der die Eingangssignale liefernden Quelle nicht niedrig ist.

Im Falle einer strombestimmten Vorspannung ist es einfach, den Basisruheströmen von Leistungsverstärker-Ausgangstransistoren Signalströme hinzuzufügen, ohne die Stabilisierung der Arbeitspunkte der Transistoren gegen thermisches Instabilwerden zu beeinträchtigen. Beim Arbeiten mit spannungsbestimmter Vorspannung stellt es jedoch eine schwierige Aufgabe dar. den temperaturstabilisierien Vorspannungen, die den Basis-Emitter-Übergängen der Leistungstransistoren niederohmig zugeführt sind, Signalspannungen zu überlagern, ohne daß man gleichzeitig ein zu hohes Risiko 3d hinsichtlich des thermischen Instabilwerdens eingehen muß.

Wie in der obenerwähnten Veröffentlichung ausgeführt ist, kann eine rasche Erwärmung der Ausgangstransistoren während der Signalhübe ihr Basis-Emitter-Offsetpotential so schnell herabsetzen, daß die Regelung des Temperaturkompensationsnetzwerkes mit der zum Verhindern eines thermischen Instabilwerdens erforderlichen Verringerung der zugefühnen Vorspannung nicht mehr folgen kann.

Es hat sich nicht eingebürgert, Transistorverstärkerstufen in Emitterschaltung durch hochohmige Quellen zu steuern und mit einer strombestimmten Vorspannung zu versorgen, vor allem, weil die Transistoren in Gegentakt-B-Verstärkerstufen besser gepaarte Beta-Werte haben müssen, um einen symmetrischen Betrieb zu erreichen, als bei einer Steuerung durch niederohmige Quellen und spannungsbestimmter Vorspannung. Derartige Bedenken sind jedoch bei integrierten Schaltungen nur in geringem Maße gültig, da die Transistoren hier wegen ihrer gleichzeitigen Herstellung durch die gleiche Folge von Verfahrensschritten weitgehend übereinstimmende Stromverstärkungsfaktoren haben. Es hat sich ferner herausgestellt, daß der für die Emitterschaltung gültige Vorwärtsstromverstärkungsfaktor eines Siliziumtransistors bei konstantem Kollektorstrom sich nur um 0,5% pro °C Temperaturänderung ändert. Dies bedeutet, daß die strombestimmte Vorspannung von B-Verstärkerstufen in einer integrierten Schaltung durch Temperaturgradienten, die in der integrierten Schaltung auftreten, wesentlich weniger beeinflußt werden sollte als die konventionelle spannungsbestimmte Vorspannung, und dies hat sich auch als richtig erwiesen.

Auch wenn man die Transistoren einer B-Verstärkerstufe Eingangsströme anstatt Eingangsspannungen verstärken läßt, ist es vorteilhaft, die Obernahmeverzerrungen mittels eines kleinen Kollektorruhestromes zu verringern als hierfür eine Gegenkopplung an/uwen den. Die Benutzung der bekannten Technik eine sirombcstimmtcn Vorspannung von B-Verstärkerstufet mit Basissirömeii konstanten Wertes würde die.¹ ausschließen. Bei einer solchen Vorspannung ändert sich die Kollcktorströme der Ausgangstransistorer linear mit ihren Beta-Werten. Dasselbe gilt daher aucr für die Ruhe-Verlustleistung dieser Transistoren. Da; Beta des Transistors einer integrierten Schaltung kanr von Charge zu Charge infolge von Unterschieden in der Prozeßparamcicrn in weiten Grenzen schwanken unc zu unannehmbar hohen Ruhe-Verlustleistungen ir mindestens einem Teil der Gesamtproduktion führen Der Beta-Wert ändert sich auch in Abhängigkeit vor der Temperatur, wie oben bereits erwähnt wurde. Be Schaltungsanordnungen, die mit diskreten Bauelementen aufgebaut sind, kann man dieses Problem durch entsprechende Auswahl der Transistoren lösen. Be integrierten Schallungen würde eine Auswahl jedoch eine prohibitiv kostspielige Lösung darstellen, da e; keine Verwendung für den Ausschuß an integrierter Schaltungen gibt. Bei einem gemäß der Erfindung aufgebauten Leistungsverstärkers mit »aufeinandergesetzten« Transistoren werden den Ausgangstransistoren Basisruheströme zugeführt, die sich umgekehrt proportional zu ihrem Beta-Wert ändern, so daß die Kollektorruheströme im wesentlichen unabhängig von: Beta-Wert festgelegt sind. Dies ermöglicht es troD Beta-Schwankungen, die durch Temperaturänderungen und Unterschiede bei der Herstellung der Einrichtungen verursacht werden, Ausgangstransistoren auf einen Pegel vorzuspannen, der gerade noch ausreicht, um Übernahmeverzerrungen zu vermeiden.

Gemäß einem weiteren Aspekt der Erfindung wird ein Phasenteilerverstärker, der zur Erzeugung von Gegentakt-B-Signalen für die Ausgangstransistorstufen dienen kann, dazu verwendet, den Ausgangslransistorverstärkerstufen betaabhängige Basisruheströme zuzuführen.

Im folgenden werden Ausführungsbeispiele der Erfindung unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher erläutert; es zeigt

Fig. 1 ein Schaltbild eines Verstärkers gemäß einer Ausführungsform der Erfindung, bei der Widerstände die sich mit der Temperatur — und damit entsprechenden Beta-Änderungen der Transistoren — verändern, für eine strombestimmte Vorspannung »aufeinandergesetzter« npn-Leistungstransistoren verwendet werden,

Fig. 2 ein Schaltbild eines Verstärkers gemäß einer weiteren Ausführungsform der Erfindung, bei der Widerstände, die sich mit der Temperatur — und damit entsprechenden Beta-Änderungen der Transistoren — verändern, für eine strombestimmte Vorspannung »aufeinandergesetzter« pnp-Verbund-Leistungstransistoren verwendet werden und

F i g. 3 ein Schaltbild eines Verstärkers gemäß einem dritten Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei dem Temperaturfühltransistoren für eine strombestimmte Vorspannung von pnp-Verbund-Leistungstransistoren verwendet werden, wobei zwei aufeinandergesetzte pnp-Verbund-Leistungstransistorschaltungen als Brükkenverstärker geschaltet sind.

F i g. 1 zeigt das Schaltbild eines Tonfrequenzverstärkers 100, von dem angenommen wird, daß er mit Ausnahme der Elemente 101, 103, 154, 155 und 160 als integrierte Schaltung aufgebaut ist Mit 101 ist eine Eingangssignalquelle bezeichnet, die ein Eingangssignal über einen Kondensator 103 an eine Vorverstärker-

Schaltung 105 liefert, tlie einen der Eingangssignalspan llung proportionalen Signalsirom erzeugt. Dieser Signalsirom wird einem Sehallungsknolen 107 am Eingang einer Phascnleileisclialluiig 110 mit I ransistoren 111, 112 und 113 zugeführi. Die Transistoren 112 ι und 113 liefern (jcgentakt-Kollekiorströme. welche jeweils einem Stiomspiegclverslärker 125 bzw. 120 als Eingangssignal zugeführt werden. Die SliomspiegeK ersiärker 125 unil 120 invertieren die Gegeniakt-Kolleklorströmc der Transistoren 112 und 11.3 und speisen in jeweils eine Basis-Elektrode \on npii-Verbund-Aiisgangsiransistoren 130 und 140.

Die dargestellten pn ρ- Verbund- Ausgangst ransistoren 130 und 140 enthalten jeweils mehrere parallelgeschaltctc Transistoren 131, 132, 133 und 134 bzw. 141, ii 142, i43 und 144. an ihre Stelle könnte jedoch auch jeweils ein einziger großflächiger Transistor treten. Die Ausgangstransistoren 130 und 140 sind als Verbund-Transistoren dargestellt, um anzudeuten, daß ihre Sirombclasibarkeit im allgemeinen wesentlich größer 2<i ist als die der anderen Transistoren, die in der Schaltung dargestellt sind. Die Ausgangstransistoren 130 und 140 liefern inner Steuerung der ihren Basis-Elektroden zugelührien Gegeniakisignalströme an einen Schallungsknoten 151 einen Ausgangsstrom, der im wescnili- 2> ehen proportional der Eingangssignalspannung von der Quelle 101 ist. Vom Sclialumgsknoten 151 kann, wie dargestellt, eine Gegenkopplungsverbindiing 153 /um Vorverstärker 195 vorgesehen sein, um den Tonfrequenzverstärker 100 als Ganzes gegenzukoppcln. Der jo dem Schaltungsknoten 151 zugeführte Ausgangsstrom wird einer äußeren Easi 155 (Verbraucher) über einen Kondensator 154 zugeführt.

Die Anordnung, die die Ruheströme für die Transistoren 130 und 140 liefen ist. soweit die η vorliegende Erfindung betroffen ist. von besonderem Interesse. Wenn der Verstärker von einer primären Betriebsspannungsquelle 160. die ungeregelt ist. mit Energie \ersorgi wird, isl ein Regler 165 (der z. B. einen Reihenwiderstand und eine I'aiallel-I.awincndiodc 167 4n enthalten kann) zur Erzeugung einer geregelten Spannung an einem Schaltungsknoien 168 angeschlossen. !Durch eine Dariingion-Diodenschaltung 170 aus Transistoren 171 und 172 gleicher Geometrie wird die Spannung an den Kollektor-Elektroden der Transisto- -r> ren 171 und 172 so geregelt, daß sie gleich der Summe der Offsetspannungen an ihren Basis-Emitter-Übcrgängen. also im wesentlichen konstant ist. Die Spannung an in Reihe geschalteten Widerständen 173 und 174. die zwischen dem .Schaltungsknoten 168 und der Darling- in ton-Diodenschaltiing liegen, isl also im wesentlichen konstant.

Der Widerstand 173 wird durch eine einfache Diflusion zusammen mil den Basiszonen der Transistoren im Verstärker gebildet und sein Wert ist unabhängig von der Vorwärtsstromverstärkungsfaktoren (Beta) der Transistoren mit denen er integriert ist. Der Widerstand 174 wird als Einschnürungs- oder Pinch-Widerstand durch eine erste Diffusion zusammen mit den Basiszonen der Transistoren des Verstärkers 100 und eine to zweite Diffusion zusammen mit den Emitterzonen der Transistoren gebildet. (Ein Pinch-Widerstand ist in der Zeichnung durch das als Zickzack-Linie verwendete Widerstandssysmbo! mit einem entlang diesem verlaufenden Strich dargestellt, um ihn bequem von den durch b5 eine einzige Diffusion gebildeten Widerständen unterscheiden zu können.) Der Widerstandswert des Widerslandes 174 ändert sich also proportional mit den IScia-Werien der npn-Transisioren. wie anschließend noch nachgewiesen wird. Die Nenn-Widerstandswertc dei Widerstände 173 und 174 werden gleich gemacht. Die an diesen (icsamtw iderstand angelegte, im wesentlichen konstante Spannung läßt durch sie einen Strom Hießen, tier bei einer Beta-Schwankung eine prozentuelle Änderung erfährt, die einhalbmal so groß ist wie die prozentuelle Änderung des Beta-Wertes selbst. In die Kollektoren der Transistoren 171 und 172 fließt daher insgesamt ein Ruhestrom, der sich proportional zu zu /i,,,

ändert, wobei

der

Vorwärt sst rom verstärkungsfaktor eines η ρ π-Transistors in Emitterschaltung ist.

Mit der nachfolgenden Berechnung sei zunächst der Nachweis erbracht, daß der sogenannte /i-abhangige

Strom sich proportional mit tfs ändert.

Der von der Konstantspannungsquelle (Zenerdiodc 167) durch die Widerstände 153 und 154 gelieferte Strom ergibt sieh zu

¹ "R "+RW

wobei /;' die konstante Spannung. R der Wert des luftwiderstandes 173 und R(ß) der /i-abhängige Wert des Widerstandes 174 ist. Betrachtet man nun diffcrentielle Änderungen in Abhängigkeit von ß. so erhält man über eine logarithmisch^¹ Auflösung dieser Gleichung die folgende Beziehung:

In/ = InK-In[K +
Λΐη/ Λΐη£ Λ|η[Λ

Λ. Γ

λ/ λ£ λ [Λ -

rt/i ₌ W₁; _ """"2"
! E [R '+

.ν£

[R + RUt)) [R + RUi)] '

Da /:'und R hinsichtlich ,/ Konstanten sind, sind die Dilfercntialquotienlen M'/dji und oR/dfi jeweils Null, und es ergibt sich

-1/

Mi

Λ/ί

[R + R[ß)]-

Es sei nun diese Stromänderung im Vergleich zu derjenigen in einem Widerstand vom Wert \/R(ß) betrachtet.

W(ß)
In/ = ln£-ln \!R(ß),

In/ = ln£-ylnR(/i),

<) In/

MnIi

"'V

ΙηΛ(/ί)]

Und weil der
ergibt sich

DilTerentialquotient iW-.'M// Null isi. Hi

.1/

Λ/

10

Die Temperaturen 7i.il und TiQ. der Transistoren (^l b/.w. Q 2 sind im wesentlichen gleich der Temperatur T, wenn die Transistoren in der gleichen integrierten Schaltung nahe beieinander angeordnet sind. Wenn die Transistoren Q 1 und Q 2 durch den gleichen DiffusionsprozeU im Schaltungsplättchen gebildet worden sind und entsprechende Basis-Emitter-Übergangsfläehen haben, sind auch ihre Sättigungsströme (Is)oi und (Is)qi im wesentlichen gleich. Subtrahiert man Vm^, von Vina, so erhält man AVm, das eine Funktion des Verhältnisses der Kollektorslröme (U)o\ und (Ii)q2 der Transistoren Q I bzw. Q2 ist. Ils ist also

= — In ^ι-Λ

Wenn R und R(ß) praktisch einander gleich sind (wie im vorliegenden Fall), dann ist R+ R(ß) praktisch gleich 2R(ß), und daher ist die Stromünderung in den in Reihe geschalteten Widerständen 173 und 174 im wesentlichen proportional \fß, wenn R(ß) direkt proportional zu β ist. Bei der vorstehenden Ableitung ist in erster Näherung angenommen worden, daß R und R(ß) vergleichbare Größen haben, obwohl eine exakte Gleichheit natürlich nur für einen einzigen Wert von β vorliegt. Für die Ableitung ist diese Vereinfachung jedoch /illässig. Eine ähnliche Berechnung läßt sich für den Fall der Parallelschaltung eines Festwiderstandes R mit einem ■^-abhängigen Widerstand R(ß) durchführen, wobei sich dann ergibt, daß — wiederum unter Annahme vergleichbarer Größen — der Gesamtwiderstand sich proportional zu \fß~ändert.

Da der Kollektorstrom des Transistors 171 um einen Faktor, der im wesentlichen gleich seinem Vorwärtsstromverstärkungsfaktor #,,,„ in Emitterschaltung ist. kleiner ist als der des Transistors 172, ist seine Basis-Emittcr-Offsetspannung im wesentlichen durch den folgenden Hetrag kleiner als die des Transistors 172:

Vbe= —In /;„p„-

(D

dabei bedeutet

k = Boltzmann-Konstante.
T = absolute Temperatur und
q = Ladung des Elektrons.

Dies ergibt sich aus der Grundglcichung liir die Transistorwirkung:

(2)

in der bedeutet

Vm = die Basis-Emitter-Oiisetspannung des Transistors, /< = der Kollektorstrom und

/s = der Sättigungsstrom des Transistors.

Für zwei Transistoren Q 1 und Q 2 gilt

(V_BE)Q2 =

(/_S)fl2

(3)

(4)

Der F.milterslrnm ties Transistors 171 ist mit Ausnahme des vernachlässigbar kleinen Basisstroms gleich seinem Kollektorstrom. Der Emitterstrom des Transistors 171 ist der Basisstrom des Transistors 172 und der Kollcktorstrom des Transistors 172 ist um seinen Vorvvärtsstromverstärkungsfaktor ß_u[m in Emitterschaltung größer als dieser Basisstrom. Es ist also

I_{1 =} .J_

\'C)Q2 finpn

wobei C 1 und Q 2 für die Transistoren 172 bzw. 171

jo steht. Zur Substitution aus der Gleichung (6) in die Gleichung (6) erhält man die Gleichung (1).

An den in Reihe geschalteten Basis-Emitter-Übergängen der Transistoren 111 und 113 muß jeweils die Hälfte der an ihnen liegenden V/,/-Spannungen der Transisto-

ij ren 171 und 172, einschließlich /IV/,/, wie es durch die Gleichung (I)definiert ist. liegen.(Da durch die in Reihe geschalteten K.ollektor-Emitlcr-Strecken der Transistoren 111 und 113 praktisch der gleiche Strom fließt, müssen die Basis-Emiitcr-Spannungen, die das Fließen

4i) dieser im wesentlichen gleichen Ströme zulassen, ebenfalls im wesentlichen gleich sein.) Setzt man voraus, daß die Transistoren 111, 112 und 113 gleichartiger Geometrie die gleiche Geometrie wie die Transistoren 171 und 172 haben, so folgt aus Gleichung (5), daß die

4·-, Kollektorströme der Transistoren 111, 112 und 113 bezüglich des Transistors 172 im wesentlichen im Verhältnis I : β,_ψι, stehen.

(Die zwischen der Kollektor- und der Emitter-Elektrode des Transistors 172 auftretende Spannung ist zwar

-,o so klein, daß die Transistoren 111, 112 und 113 kaum in den Flußbereich vorgespannt werden, der in die Darlington-Diodensehaltung 170 fließende Strom ist jedoch selbst bei den negativen Spitzen des dem .Schaltungsknoten 107 zugeführten Signals wesentlich

-,-, größer als der Basisstrom des Transistors 113. Die niedrige Quellenimpedanz der Darlington-Diodenschalliing 170 ist also soweit es die Abgabe der Basisspannung betrifft, für alle Eingangssignalbedingungen gewährleistet.)

bo Da der Kollektorstrom des Transistors 172 (der dominierende Anteil des Stroms, der von der Darlington-Diodensehaltung 170 über die in Reihe geschalteten Widerstände 173 und 174 aufgenommen wird) über den Faktor /?„,„,"' mit der Spannung an den Widerständen in Beziehung steht, ändern sich die Kollektorströme der Transistoren 111, 112 und 113 proportional zu β,_ψη -'. d. h. also umgekehrt proportional zu ß„_pn. Diese den Slromspiegelverstärke'-n 120 und 125 zugeführten

Sli"öniL' werden um einen Faktor verstärk!, der von der Cieonieirie der jeweiligen Teiliransisioren abhängt und unabhängig von /J,,,,,, ist. Die Verbtind-Ausgangstransisloren 130 und 140 werden also mil ßasisslrömen gespeist, die unigekehri proporlional /Li /J,,,,,, sind. Die Kollekiorriihesiröme der Verbund-Ausgangs! ransistoren 130 und 140 sind durch ihre Basisruheströme multipliziert mit dem für die Emitterschaltung gellenden Vorwärissiromverslärkungsl'akior bestimmt, der jeweils gleich /J_n,,,, ist. Diese Kollektorruheströine sind daher also im wesentlichen unabhängig von dem veränderlichen //,,,„„ Lind /war sowohl hinsichtlich von Temperatursehwankungeii des Beta-Wertes als auch Unterschieden, die bei verschiedenen Chargen durch unterschiedliche Verl'ahrensparameter entstehen.

Eine andere Möglichkeit, der Basis-Elektrode des Transistors 113 eine Vorspannung zuzuführen, um die Kollektorruheströnie der Verbund-Ausgangstransistoren 130 und 140 /li bestimmen, besteht darin, daß die Vorspannung an einer Reihenschaltung aus zwei als Diode geschalteten Transistoren erzeugt wird, die gleiche Basis-Emitter-Übergangsfläehen haben, welche jeweils um cm Mehrfaches größer sind als die Fläche der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 111, 112 und 113. Die als Dioden geschalteten Transistoren sind mit ihren Basis-Elektroden direkt an ihre Kollektor-Elektroden angeschlossen; die effektive Kathode und Anode der Diode werden durch jeweils eine getrennte Kollektor- und Emitter-Elektrode der Transistoren gebildet. Diese Reihenschaltung wird über einen temperaturabhängigen Widerstand, wie einen Pinch-Widerstand, der sich daher auch mit dem /< d:r Transistoren ändert, mil einer stabilisierten Spannung vorgespannt.

Eine weitere Möglichkeit besteht darin, die Vorspannung aus einer Schaltung zu gewinnen, bei der die Spannung, die an einer Reihenschaltung aus drei als Diode geschalteten Transistoren einsteht, über einen Emitterfolger auf die Basis-Elekirode des Tiansisiors 113 gekoppelt wird. Die Reihenschaltung wird über einen teniperaturabhängigcn Widersland, der sich daher auch mit dem /J der Transistoren ändert, wie einem Pinch-Widerstand. von einer geregelten Spannungsqucllc vorgespannt. Der Emitterfolger wird durch den Kolleklorstrom eines Transistors, der mit einem der als Diode geschalteten Transistoren in einer .Stromspiegelverstärkerschaltung liegt. ;i li f einen .Stromwert entsprechend dem der als Dioden geschalteten Transistoren vorgespannt.

Stromleilerschallungen, die, wie es in den beiden vorangehenden Absätzen ausgeführt wurde, einen sich wegen der Temperaiurabhängigkeit mit dem β der Transistoren ändernden Widerstand enthalten und Vorspannungsströme liefern, die in inverser Beziehung zum Beta von aufcinundcrgcscl/.tcn l.eislungscndvorstärkerstufen stehen, sollen in den Rahmen der vorliegenden Erfindung fallen und bilden den Gegenstand gewisser Ansprüche.

Bei der Ausführungsform gemäß I"ig. 2 werden in den aufeinandergesetz.len Endstufen des Verstärkers Verbund-Transistoren 230 und 240 verwendet. Die Verbund-Transistoren arbeiten wie ein pnp-Transistor. Sie enthalten jeweils einen pnp-Eingangstransistor 235 bzw. 245. der entsprechend dem ihm zugeführten Basisslrom von seiner Kollektor-Elektrode einen Kollekiorstrom abgibt, der sich im wesentlichen gleichmäßig auf die Basissiröme von nachgeschalteten ipn-Teiltransistoren 131,132,133 und 134 bzw. 141,142,

143 und 144 aufteilt. Der Basisslrom jeder diesel' npn-Teiltransistoren wird Lim den Faktor J_n „, verstärkt Lind die verstärkten Ströme werden an den miteinander verbundenen Emiller-Elektroden und den miteinander verbundenen Kollekior-Elekiroden summiert. Die par· allelgeschalicten npn-Transistoren haben daher einen

G esa mt-Emi tierschal lungs-Vor wä risst rom verstärkungsfaktor /ί,ιρη- Das Beta jedes Verbund-Transistors 230 und 240 ist daher im wesentlichen gleich /J₁,,,,, ■ /J₁,,,,,. also gleich dem Produkt des Beta-Wertes des pnp-Eingangs- oder Vorverstärkertransistors 235 bzw. 245 und des Beta-Wertes der npn-Teiltransistoren.

Der Faktor/J,,,,,, geht in den Kollektorruhestrom der pnp-Verbund-Transistoren 230 und 240 ein und wird in der oben beschriebenen Weise kompensiert. Die Spannnung an den in Reihe geschalteten Widerständen 173 Lind 174 ist gleich der geregellen Spannung am Schallungsknoien 168 abzüglich der Summe der Offselspanniiiigen eines Transistors 275 und der Transistoren 171, 172 und damit im wesentlichen konstant. Wie bei dem Verstärker gemäß K i g. 1 und aus denselben Gründen ist der die Widerstände 173 und 174 durchfließende Strom proportional zu β,_ψη ' . Dieser Strom ist der für den Transistor 275 erforderliche Emitterstrom. Um das Fließen eines solchen Stromes zli ermöglichen, muß ein Basisstrom unigekehri proportional dem ß_ni»,-, d. h. proportional dem /J₁,,,,, 'fachen (mit guter Näherung) von der Basis-Elektrode des Transistors 275 durch die Kollektor-Elektrode der Transistoren 171 und 172 fließen.

Der von den verbundenen Kollektor-Elektroden der Transistoren 171 und 172 der Darlinglon-Diodenscha!· lung 170 gelieferte Strom isi dann proportional zu ₍-j„_r„, ' ;ή,_η|, '. Durch das Anlegen der resultierenden Kollektor-Emitier-Spannung des Transistors 172 an die Phasenteilcrschaltung 110 ergeben sich dann, wie in Verbindung mit F i g. 1 erläuten wurde, in den Transistoren 112 und 113 Kollektorströme, die zu dem Strom, der den verbundenen Kollektor-Elektroden der Transistoren 171 und 172 zugeführt wird, im wesentlichen im Verhältnis ß_ui,„ stehen. Die Kollektorsiröme der Transistoren 112 und 113 stehen dann zu dem Strom, tier durch die in Reihe geschalteten Widerstände 173 und 174 fließt, im wesentlichen im Verhältnis ,/,,„,, ' /J,,,,,, '. Diese Kollektorsiröme. die umgekehrt proportional zu ,ή.,,,, /inpn sind, werden als Basisströme den Verbund-Transistoren 230 und 240 zugeführt, deren Beta gleich /J₁,,,;, ß„,_m ist. In ihnen fließen daher Kollekiorruheströme. die praktisch konstant und ,-f-unabhängigsind.

Ein interessanter Aspekt der vorliegenden Erfindung ist die Verhinderung der Kollektor-Elektrode des als Verstärker in Basisschaltung arbeitenden Transistors 113 mit der effektiven Basis-Elektrode des pnp-Verbund-Transislors 240. dessen effektive Emincr-Elektrodc sich auf Ausgangssignalpoteniial befindet. Der pnp-Verbund-Transistor befindet sich in einer Bootstrap-Eniitter-Verstärkerschaltung. d.h., daß er am Emitter und nicht am Kollektor belastet, also mit dem Verbraucher verbunden ist. Die Ausgangssignalschwankungcn werden über den Basis-Emitter-Übergang des Transistors 245 übertragen und verursachen Spannungssehwankungen an seiner Basis-Elektrode. Diese auf die Kollektor-Elektrode des Transistors 113 gekoppelten Spannungsschwankungen haben keinen nachteiligen Einfluß auf die Phascntcilerschaltung UO. da der Verstärkungsfaktor eines in Basisschaltung arbeitenden Verstärkers im wesentlichen Ein«; ist

unabhängig von der Kollekior-liiiiitier-Spannung des Transistorelcments (113). und dir Basisschaltung den Basis-Emitter-Übergang des Transistorclenients (113) vom Kollektor-Ausgang'-Mrom entkoppelt.

Bi?i einer Vertauschung der Verbindungen zwischen den Kollektor-Elektroden der Transistoren 112und 113 mit den Basis-Elektroden der Transistoren 235 und 236 würde jedoch die Arbeitsweise der Phasenteilerschaltung 110 beeinträchtigt. Die Spannungsschwankungen un der Basis-Elektrode des Transistors 245 würden dann auf die Kollektor-Elektrode des Transistors 112 gekoppelt. Bei einer Änderung der Kollektor-Emitter-Spannung eines Transistors ändert sich seine Steilheit. Eine Änderung der Steilheit des Transistors 112 würde den Verstärkungsfaktor des den Transistor 112 und den als Diode geschalteten Transistor 11 enthaltenden .Stromspiegelverstärkers in unerwünschter Weise ändern. Es würden geringfügige, jedoch meßbare und unerwünschte Abweichungen von dem im wesentlichen Eins betragenden Sollwert des Verstärkungsfaktors der Stromspicgclvcrstärkerschallung eintreten, der das Komplement desjenigen des als Verstärker in Basisschaltung arbeilenden Transistors 113 sein soll.

Bei der gemäß Γ i g. 2 aufgebauten Schaltungsanordnung wird die Kollektorspannung des Transistors 112 durch das Signal nicht wesentlich geändert. Die Basis-Elektrode des Transistors 235 wird innerhalb der Offsetspannuiig seines Basis-Emitter-Übergangs, die im wesentlichen konstant ist. auf der von der Betriebsspannungsc|uellc 160 gelieferten Spannung gehalten.

In Γ ig. 3 ist ein Leistungsverstärker dargestellt, der eine erste Endstufe mit zwei aufeinandergesel/ten pnp-Verbund-Transistoren 230 und 240 sowie eine /weite Endstufe mit zwei aufcinandcrgescizteti pnp-Ausgangs-Vcrbund-Transistoren 330,340 enthält. Diese beiden Endstufen werden durch Phasentcilersehaltungen 110 bzw. 310 gegenphasig gesteuert und liefern .segenphasige Ausgangssignale an Klemmen 351 und 352. Diese Ausgangssignale haben im wesentlichen gleiche Ruhewerte, so daß die Last 155 unmittelbar /wischen die die Ausgangssignale führenden Klemmen geschaltet weiden kann.

Diese Art von Verstärker- und Lastschaltung wird als Briickenverstärkcr bezeichnet und hat den Vorteil, daIi /wischen ihren Teilverstärkern und der Last keine (.ilcichstromisolation erforderlich ist. Die gegenphasij:en Signale an den Klemmen 351 und 352 werden in einem Differenzverstärker 360 subtraktiv vereinigt, um auf einer Leitung 361 ein Fehlersignal zu erzeugen, das der Vorverstärkerschaltung 105 zugeführt wird, die die Signale für die Phascnteilerschaluingcn 110 und 13Π liefert. Hierdurch wird die Gesamt-Gegenkopplungsschleife geschlossen. Der Differenzverstärker 360 enthält Schaltungselemente 362, 363, 364, 365, 366, 367 sowie 368 und gehört einem Typ an. der ohne Überlastung und ohne Beeinträchtigung der Gleichtaktunterdrückung große Eingangssignalspanmingshübe verarbeiten kann. Die differenzmäßige Gegenkopplung von ilen Ausgangsklemmen 351 und 352 zur Vorver-Märkerselialtung 105. wie sie durch den Differenzverstärker 360 bewirkt wird, ermöglicht keine Korrektur von gleichsinnigen Vorspannungsfehlern an den Klemmen 551 Lint; 352. Die Vcrw eiidiing einer stronibestimmien \ i'ispanniiit)' der l.ndversiärkerstiilen 230, 240, 330 ui'id 340 ermöglicht es diesen jedoch ihcrmische- < ileii'liL'ew ii'hlsbedingungen an/iinehmcn. bei denen ciese gleichsinnigen Ruhespanniingsfehler klein sind.

Die l'hasi.'itteilerschaltung 310 ist im Prin/ip ein Abbild der Phasenteilerschaltung 110. Die Basisclcktro de der in den Phasenteilerschaltungen 110 und 31( enthaltenen Transistoren 113 bzw.313 werden durch eit und dieselbe Vorspannungsschaltung 370 vorgespannt Die Phasenteilerschaltung 310 unterscheidet sich vor der Phasenteilerschaltung 110 jedocTi darin, daß du Kollektorelektrode eines in ihr enthaltenen, al: Verstärker in Emitterschaltung arbeitenden Transistor: 312 mit dem als Verstärker in Emitterschalluni

ίο arbeitenden pnp-Verbund-Transistor 340 gekoppelt ist Wie oben erwähnt, könnte dies dadurch Schwierigkci ten ergeben, daß sich die Steilheit des Transistors 312 ir Abhängigkeit von Schwankungen seines Kollektor Stroms ändert. Dieses Problem wird durch Einschaltung eines als Verstärker in Basisschaltung arbeitender Transistors 314 gelöst, der den Kollcktorstroni de: Transistors 312 mit einer Verstärkung von ungefähi Eins zur Basis-Elektrode des Transistors 345 überträgt Die Kollcktorspannungen der Transistoren 311 und 31^ werden im wesentlichen gleich gehalten. Die Basi.s-Elek troden von Transistoren 313 und 314 liegen auf deir gleichen Potential und die Offsctspannungeii an der Basis-Emitter-Übergangen dieser Transistoren sind im wesentlichen gleich. Die Übereinstimmung der Kollektorspannung der Transistoren 311 und 312 trägt für sich allein schon — zum Unterschied vom Fehlen von Schwankungen der Koliektor-Emitier-Spannung des Transistors 312 — wesentlich dazu bei, daß der Verstärkungsfaktor des durch diese Transistoren

in gebildeten Stroinspiegelvcrstärkers ausschließlich in Abhängigkeit von den !"lachen der Basis-Ijiiitiei Übergänge dieser Transistoren bestimmt wird. In der Phascnteilerschaliung 110 könnte also mit gewissen Vorteilen ein in Basisschaltung arbeitender Verstärker-

ü transistor verwendet werden, um die Kollektor-Elektrode des Transistors 112 mit der Basiselektrode des Transistors 235 zu koppeln, wenn auch eine solche Verbindung nicht dargestellt ist.

Bei der Schaltungsanordnung gemäß Fig. 3 im von

4Ii besonderem Interesse die VorspannungsschalHing 370. die in Verbindung mit den Phasenteilerschaltungen 110 und 310 betaabhiingigc Basisruheströme an die pnp-Verbund-Transistoren 230. 240. 330 und 340 liefern. In dieser Schaltung werden keine betaabhängigen Wider-

■n stände verwendet. Dies ist zumindest derzeit vorteilhaft, soweit es sich um eine integrierte Schaltung handelt. Der Absolutwert eines betaahhängigen Pinch-Widerstandes ist nämlich schwieriger zu kontrollieren als der eines Widerstandes, der durch ein eine ein/ige Diffusion

><! herstellbar ist.

Die Vorspannungssclialtung 370 enthält einen Widerstand 371. der einen beiaimabhängigen Widerstand hai. wie /. 13. ein durch eine ein/ige Diffusion gebildeter Widerstand. Die Spannung am Widerstand 371 ist im

Vi wesentlichen konstant und gleich der stabilisierten Spannung am Schaltungsknoten 16H abzüglich der Summe der Basis-F.mitter-Offsetspamiungen eines pnp-Transistors 372 und npn-Transistoren 373, 374 sowie 375. Diese an dem betaunabhängigen Widerstand 371

wi liegende, im wesentlichen konstante Spannung läßt in einem pnp-Verbund-Transistor 376 einen im wesentlichen konstanten, betaiinahhängigon Fmilterstroni fließen. Der Stroniversiärkiingslaktor des pnp -Verbund-Transistors 376 ist gkieh dein Produkt aus dem

ti'i Siroim cTstärkiingslakior ,Jp₁₁₁, seines pn p-7 eil transistors 372 und des Strnmvcrsiiirkuiigsfnktors ,i..,,,. seines npn-Teiltransistors 377. Der Basissirom ties pnp-Verhiind-Transisiors 376. der über die Reihenschaltung aus

den als Dioden geschalteten Transistoren 373, 374 und 375 zur Basis-Elektrode des Transistors 372 fließt, ist daher mit guter Näherung diesem Produkt /J_n,,,, β,_ψι, umgekehrt proportional.

Die Transistoren 373, 374, 375 und Transistoren 378, 379 haben gleiche Geometrien. Die als Dioden geschalteten Transistoren 373, 374 und 375 haben gleiche Basis-Emitter-Übergangs-Offsetspannungen, auf die ihre Kollektor-Eniitter-Spannungen in Abhängigkeit vom Basisstrom des Transistors 372 geregell werden. Dieser Regelprozeß bewirkt, daß ihre Emitterströme im wesentlichen gleich dem Basisstrom des Transistors 372 sind. Der als Diode geschaltete Transistor 375 bildet zusammen mit dem Transistor 378 einen Stromspiegelverstärker; der Emitterstrom des Transistors 378 ist daher im wesentlichen gleich dem Basisstrom des Transistors 372. Dasselbe gilt für seinen kollektorstrom. der im wesentlichen gleich seinem l'mitteistrom ist und den überwiegenden Anteil des limiticrsiromcs des Transistors 379 bildet. Die Offsetspannung am Basis-Emitter-Übergang des Transistors 379 ist daher im wesentlichen gleich der Kollektor-Emitter-Spannung jedes der als Diode geschalteten Transistoren 373,374 und 375.

Die den Basis-Elektroden der Transistoren 113, 313 /ugeführie Spannung ist daher im wesentlichen gleich dem Doppelten der Kollektor-Emitter-Spannung (und der Basis-Emitter-Spannung) jedes der als Diode geschalteten Transistoren 373, 374 und 375. Diese Spannung teilt sich gleichmäßig zwischen die Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren 113 und 111 (sowie 313 und 311) auf. Die Basis-Emitter-Spannung der Transistoren 113,111, 112 (sowie 313,311 und312) wird dann jeweils im wesentlichen gleich der eines als Diode geschalteten Transistors 373, 374 und 375 sein. Die Kollektomiheströme der Transistoren 112,113,312 und 313 sind daher Vielfache des Kollektorslroms der Transistoren 373, 374 und 375; der Faktor wird dabei durch das Verhältnis der Fläche der Basis-Emitter-Übergänge der Transistoren der einen dieser Gruppen zu der der anderen dieser Gruppen bestimmt. Dieser Faktor ist betaunabhängig und gleich Eins, wenn alle diese Transistoren Basis-Emitter-Übergänge gleicher Fläche haben.

Die Kollektorruheströme der Transistoren 112, 113, 312 und 313 sind daher umgekehrt proportional zum Produkt ja,,,,,, ß„,_m. Bei der Verwendung als Basisruheströme für die Ausgangs-Verbund-Transistoren 230, 240, 330 und 340 werden die Kollektorruhesirönie der Verbund-Transistoren im wesentlichen konstant und betaunabhängig sein. Dies ergibt sich daraus, daß das

ίο äquivalente Beta jedes pnp-Ausgangs-Verbund-Transi-' stors (z. B. 230) gleich dem Produkt des Beta-Wertes /?p„p seines pnp-Eingangstransistors (z. B. 235) und des Beta-Wertes β,_ψη seiner parallelgcschalteten npn-Teiltransisioren (z. B. 131,132,133 und 134) ist.

Die parallelliegenden, als Diode geschalteten Transistoren 111 und 311 können durch einen einzigen Transistor ersetzt werden, dessen Basis-Emitter-Übergang eine effektive Fläche hat, die das Doppelte der jedes dieser Transistoren 111 und 311 beträgt, ohne daß

hierdurch die Arbeitsweise der Schaltung beeinträchtig! würde.

Der Begriff »Transistor« soll auch in den Ansprüchen sowohl Verbund-Transistoren als auch einfache F.inzeltransisiorcn umfassen.

Bei den in den Fig. 1 und 2 dargestellten Ausführungsbcispielen der Erfindung ist die Schaltungsanordnung zur Phasenteilung der Signale für die Steuerung der Ausgangstransistoren in der Schaltungsanordnung enthalten, die zur Speisung der Ausgangstransistoren mit betaabhängigen Ruheströmen dient. Hierdurch weiden Bauelemente eingespart. Die Phasentcilcrsehallungen 110 oder 310 können jedoch auch passiv verwendet werden, ohne daß der Klemme 107 ein Signal zugeführt wird, und die Ausgangs-Verbund-Transisloren 130, 140 bzw. 230, 240 oder 330 und 340 können auf andere bekannte Weise durch Gegentaktströmc gesteuert werden. Auch solche Schaltungen fallen in den Rahmen der vorliegenden Erfindung, da auch hier den Ausgangstransistoren betaabhängige Ströme zugeführt werden, die bewirken, daß ihre Kollektorruheströme unabhängig von Temperatur- und/oder Prozeßschwankungen konstant sind.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Integrierter Gegentaktverstärker mit einer Endstufe, die zwei großflächige Leistungstransistoren eines ersten Leitungstyps und gleicher Durchlaßstromverstärkung β (in Emittergrundschaltung) enthält, und mit einer Phasenspalterstufe, die einen dritten und einen vierten Transistor ebenfalls vom ersten Leitungstyp und gleicher Durchlaßstromverstärkung β (in Emittergrundschaltung) enthält, die mit ihren Emittern an eine Bezugsklemme angeschlossen sind, während zwischen Basis des dritten Transistors und die Bezugsklemme das Eingangssignal zugeführt wird und. parallel zu seiner Basis-Emitter-Strecke eine erste Diodenschaltung liegt und die Basis des vierten Transistors an einer Vorspannungsklemme liegt und die Kollektoren dieser Transistoren einen ersten bzw. zweiten Ausgang zur Lieferung gegenphasiger Steuersignale für die beiden Leistungstransistoren bilden, dadurch gekennzeichnet, daß die Ausgänge der Phasenspalterstufe (110) jeweils über eine an sich bekannte Polaritätsumkehrstufe (120, 125; 235, 245) mit den Basen der Leistungstransistoren (131-134; 141 — 144) verbunden sind, daß ein Widerstand (174), dessen Wert sich proportional zur Stromverstärkung β der Leistungstransistoren ändert, in thermischem Kontakt mit diesen angeordnet und an die Klemmen einer Konstantspannungsquel-Ie (160, 166, 167) angeschlossen ist und daß ein bestimmter Anteil des diesen Widerstand durchfließenden jS-abhängigen Stromes einem Paar in Reihe geschalteter Halbleiterübergänge (171, 172) in Flußrichtung zugeführt wird und der dabei erzeugte Durchlaßspannungsabfall zwischen die Vorspannungsklemme und die Bezugsklemme der Phasenspalterstufe (110) angelegt wird, derart, daß die durch die Phasenspalterstufe und die Polaritätsumkehrstufen bestimmten Basisruheströme der Leistungstransistoren sich in entgegengeretzter Richtung wie deren Stromverstärkung β verändern.

2. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiterübergänge durch die Basis-Emitter-Strecken zweier Transistoren (171, 172) eines sich selbst vorspannenden Darlington-Transistorpaares gleicher Durchlaßstromverstärkung β wie die anderen vier Transistoren (131 -134, 141 -144,112, 113) gebildet werden, daß einer (172) der Darlington-Transistoren mit seinem Emitter an die Bezugsklemme und mit seiner Basis an den Emitter des anderen (171) angeschlossen ist und die Kollektoren beider Darlington-Transistorcn sowie die Basis des anderen (171) mit der Vorspannungsklemme der Phasenspalterstufe (110) verbunden sind, deren Ausgangsströme sich zu dem zwischen Vorspannungsklemme und Bezugsklemmc

fließenden zugeführten Strom wie -jg- verhalten,

und daß der in seinem Wert von der Stromverstärkung β abhängige Widerstand (174) mit einem von β unabhängigen Widerstand (173) praktisch gleichen Nominalwertes derart zusammen an die Konstantspannungsquelle (160, 166, 167) geschaltet ist, daß

der von dieser gelieferte Strom proportional -jg- ist.

3. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiterübergänge, wie

an sich bekannt, durch sich selbst vorspannende Transistoren gleicher Stromverstärkung wie der dritte und vierte Transistor, jedoch wesentlich größerer Basis-Emitter-Übergangsfläche gebildet werden, die in Reihe zwischen die Bezugsklemme und die Vorspannungskiemine der Phasenspalterstufe geschaltet sind und daß der in seinem Wert von der Stromverstärkung β abhängige Widerstand ohne Zusammenschaltung mit einem ^-unabhängigen Widerstand an die Bezugsspannungsquelle angeschlossen ist

4. Gegentaktverstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Halbleiterübergänge ·η an sich bekannter Weise durch sich selbst vorspannende Transistoren gebildet werden, die in Reihe mit einem weiteren sich selbst vorspannenden Transistor zur Zuführung des bestimmten Anteils des ^-abhängigen Stroms geschaltet sind, wobei diese Reihenschaltung zwischen die Bezugsklemme der Phasenspalterstufe und die Basis eines Emitterfolgetransistors vom ersten Leitungstyp geschaltet ist, dessen Emitter wiederum mit der Vorspannungsklemme der Phasenspallei stufe verbunden ist und daß der in seinem Wert von der Stromverstärkung β abhängige Widerstand ohne Zusammenschaltung mit einem ^-unabhängigen Widerstand an die Bezugsspannungsquelle angeschlossen ist.

5. Gegentaktverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Polaritätsumkehrstufen (120, 125; 235, 245) jeweils durch Emitterverstärkertransistoren eines zweiten, zum ersten Leitungstyp komplementären Leitungstyps und gleicher Stromverstärkung gebildet werden und daß der von der Durchiaßstromverstärkung β abhängige Strom dem Emitter eines weiteren Transistors (275) vom zweiten Leitungstyp und gleicher Stromverstärkung zugeführt wird, welcher den bestimmten Anteil dieses /J-abhängigen Stromes liefert.

6. Gegentaktverstärker nach einem der Ansprüche 1 bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Polaritätsumkehrstufen (120, 125) jeweils durch .Stromspiegelverstärker gleicher fester Stromverstärkung gebildet werden und daß der bestimmte Anteil des von der Durchlaßstromverstärkung β abhängigen Stroms 100% dieses Stroms beträgt.