DE2357067C3

DE2357067C3 - Elektrische Schaltungsanordnung in Verbindung mit einer Spracherkennungseinrichtung

Info

Publication number: DE2357067C3
Application number: DE2357067A
Authority: DE
Inventors: Jean-Frederic Lannion Zurcher (Frankreich)
Original assignee: Individual
Current assignee: Individual
Priority date: 1972-11-16
Filing date: 1973-11-15
Publication date: 1979-08-09
Also published as: FR2206889A5; US3852535A; DE2357067A1; GB1445855A; DE2357067B2

Description

Die Erfindung betrifft eine elektrische Schaltungsanordnung zur Messung und Speicherung der Grundtonperiode einer Sprachschwingung gemäß Oberbegriff des Patentanspruchs 1.

Die Tonhöhe oder der Grundton des gesprochenen Wortes werden oft als die Wiederholung von Schwingungsmustern dargestellt, welche aus bestimmten Kombinationen von Frequenzkomponenten gebildet sind, die definierte Amplitudenpegel und Frequenzverhältnisse aufweisen, und zwar im Verhältnis zueinander. In Kanalvocoder-Systemen sind diejenigen Parameter, welche aus der Sprachschwingung entnommen werden, die Energien, die in benachbarten Frequenzbändern des Sprachspektrums enthalten sind, weiterhin eine Entscheidung darüber, ob ein stimmhafter oder ein stimmloser Klang vorliegt, und schließlich der Grundton. Die Entscheidung über stimmhaften oder stimmlosen Klang sowie der Grundton werden dazu verwendet, um den harmonischen Gehalt der komplexen Sprachwelle zu definieren.

Es sind zahlreiche Schaltungsanordnungen zur Ermittlung des Grundtones oder zur Ermittlung der Tonhöhe bekannt. Im allgemeinen wird die Grundfrequenz einer komplexen Sprachschwingung ermittelt, indem die größeren Amplitudenspitzen herausgesucht werden.

Aus der DE-OS 14 72 011 ist es bekannt, die Maxima einer Sprachschwingung zu detektieren und sie mit der Sprachschwingung zu vergleichen, um die zugehörigen Markierimpulse zu bilden.

Aus der DE-OS 14 72 004 ist es bekannt, die die

Amplitudengroßtwerte der Sprachschwingung trennenden Perioden zu detektieren und daraus durch Vergleich der sie trennenden Intervalle eine Grundtonperiode abzuleiten, die gleich dem kürzest auftretenden Intervall ist.

Es ist weiterhin bekannt, die Markierimpulse dadurch zu verarbeiten, daß diejenigen Zeitintervalle miteinander verglichen werden, welche zwei benachbarte Markierimpulse voneinander trennen, und diejenigen Intervalle zu streichen, weiche sich jeweils von dem vorhergehenden in einer beliebigen Richtung um mehr als einen vorgebbaren Prozentsatz unterscheiden, und diese durch das vorhergehende Intervall jeweils zu ersetzen.

Somit werden dur ch die bekannten Grundton- Detektoren die Zeitintervalle zwischen benachbarten Markierimpulsen verarbeitet, und es wird jedes Intervall zwischen zwei solchen Markierimpulsen als möglicher Grundton angesehen. Da aber auf dem Übertragungswege häufig die tiefen Frequenzen der Spardischwingung durch das Übertragungsmedium stark abgeschwächt werden, kann der Fall eintreten, daß die Spitzen, welche die Grundfreqnenz der Sprachschwingung festlegen, praktisch nicht höher liegen als diejenigen Spitzen, die aus der Kombination von harmonischen Komponenten herrühren. In der Tat treten häufig zwei oder mehrere größere Spitzen von im wesentlichen gleicher Amplitude in derselben Periode auf. — Zum anderen verdeckt die Reduktion aufeinanderfolgender Perioden auf einen konstanten Wert die für die Erkennung wesentlichen vokalen Charakteristika. Dadurch wird das Analysenergebnis zu approximativ und zu ungenau.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Schaltungsanordnung der eingangs genannten Art so auszubilden, daß durch eine verbesserte Auswahl der Markierimpulse die störenden Amplitudenspitzen ausgeschaltet werden, um die Selektion der Grundtonperiode einer Sprachschwingung zu verbessern.

Diese Aufgabe wird erfindungsgemäß laut kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1 gelöst.

Allgemein läßt sich sagen, daß diese Verbesserung dadurch erreicht wird, daß sowohl die Markierimpulse als auch diejenigen Perioden verarbeitet werden, welche durch die Markierimpulse festgelegt sind.

Es wird die an sich bekannte Korrekturbedingung verwendet:

Selektion der vorhergehenden Periode, wenn die momentane Periode größer oder kleiner ist als die vorhergehende Periode, und zwar sich stärker von dieser vorhergehenden Periode unterscheidet als um einen vorgebbaren Toleranzbetrag, wobei diese Korrekturbedingung jedoch vervollständigt wird zu:
(zweite Bedingung) Selektion der vorhergehenden Periode, wenn die momentane Periode größer oder kleiner ist als diese vorhergehende Periode, und zwar sich stärker von dieser vorhergehenden Periode unterschiedet als um einen vorgebbaren Toleranzbetrag, wobei eine Vorkehrung dagegen getroffen ist, daß zweimal hintereinander die vorhergehende Periode ausgewählt wird, und weiterhin die beiden folgenden Bedingungen zusätzlich berücksichtigt sind:

a) Selektion eines Markierimpulses, der von dem vorhergehenden Markierimpuls durch ein Intervall getrennt ist, welches kürzer ist als die vorhergehende Periode, und zwar sich von dieser um mehr als um einen vorgegebenen Toleranzbetrag unterscheidet, wobei verhindert ist, dtß zwei aufeinanderfolgende Markierimpulse ausgelassen werden;
b) Teilung des Grundton-Wertes durch zwei, wenn er größer ist als eine untere Grenze von beispielswei- Ί se 15 ms (65 Hz) für eine männliche Stimme und

8 ms (125 Hz) für eine weibliche Stimme.

Außer den Anwendungen der Erfindung in Vocodern ist es möglich, mit dieser Anordnung Erkennungsein-HJ richtungen für das gesprochene Wort zu schaffen, welche dazu bestimmt sind, an Digitalrechner angeschlossen zu werden. Die aus einer Analyse des gesprochenen Wortes resultierenden Kombinationen werden dann nach komplizierten Verfahren mit

1) Gruppen von Kombinationen verglichen, die im Speicher registriert sind, und der Rechner ist dazu in der Lage, dies zu interpretieren, z. B. für medizinische Anwendungen.

Die Erfindung wird nachfolgend beispielsweise anhand der Zeichnung beschrieben; in dieser zeigt

F i g. 1 ein Blockschema einer Schaltungsanordnung zur Messung und Speicherung der Grundtonperiode,

F i g. 2 ein detaillierteres Blockschema der Spitzenmarkierungsschaltung 3 der F i g. 1,

2) F i g. 3 eine Ausführungsform des einen der zwei Integratoren der F i g. 2,

F i g. 3a ein Signaldiagramm, welches die Arbeitsweise der Einrichtung der F i g. 2 erläutert,

F i g. 4 eine detaillierte Ausführungsform der Korrekturschaltungen der F i g. 1 in Form eines Blockschaltbildes,

F i g. 5 ein zweites Signaldiagramm, welches die Arbeitsweise bestimmter Schaltungen der Fig. 4 veranschaulicht,

r> F i g. 6 ein Blockschaltbild einer Schaltung zur Durchführung eines logischen Algorithmus,

F i g. 7 ein drittes Signaidiagramm, weiches die Arbeitsweise bestimmter Schaltungen der Fig. 4 veranschaulicht,

F i g. 8 logische Schaltungen, welche zu der Meßschaltung sowie zu der Schaltung zum Einspeichern der F i g. 1 gehören und

Fig. 9 ein Signaldiagramm zur Erläuterung der Bedingungen, die von der Grundton-Abtast-Verarbei^r> tungseinrichtung berücksichtigt werden.

In allen Figuren tragen dieselben Schaltelemente dieselben Bezugszeichen.

Die Fig. 1 zeigt die Eingangsschaltungen 1, welche die Sprachsignale erzeugen, die zu analysieren sind, und

■■><> zwar in Verbindung mit den Entscheidungsschaltungen 2, welche zwischen klangvollen und nicht klangvollen Lauten unterscheiden, und schließlich die Markierungsschaltungen für die maximalen Spitzen 3. Diese zwei Blöcke sind untereinander und mit den Korrekturschal-

Vi tungen 4 verbunden, die ihrerseits mit den Meßschaltungen und den Einspeicherschaltungen 5 verbunden sind, welche auch durch die Entscheidungsschaltungen 2 bezüglich der klangvollen oder nicht klangvollen Laute gesteuert sind.

Wi Diese Schaltungen 2, welche das Vorhandensein oder das Nichtvorhandensein des Klanges in dem zu analysierenden Signal bestimmen und ein entsprechendes Entscheidungssignal P erzeugen, sind an sich bekar.it. Bei diesen Schaltungen wird das Prinzip

b^r> angewandt, nach welchem die Energie der klangvollen Laute im wesentlichen in dem Frequenzband unterhalb von 700 Hz enthalten ist, während die Energie der nicht klangvollen Laute oberhalb von 1500 I Iv auftritt, so daß

es genügt, die Energie Ei des zu analysierenden Signals oberhalb von 1500 Hz mit der Energie E\ dieses Signals unterhalb von 700 Hz zu vergleichen. Die Funktion P wird gleich 1. wenn die ermittelte Energie £| größer ist als Ei, dieser Zustand muß jedoch bestätigt werden. Die Funktion des umgekehrten Falles ist gleich 0, und dieser zweite Zustand wird angenommen.

Um zu diesem Ergebnis zu gelangen, genügt es, zwei Ketten zur Verarbeitung des Signals vorzusehen, von denen die eine die Energie E\ erzeugt, welche alle Komponenten des verstärkten Tonspektrums ausfiltriert, die zwischen den niedrigsten Frequenzen und 700 Hz liegen, während die andere, welche die Energie Ez erzeugt, nur diejenigen Komponenten verstärkt, deren Frequenzen oberhalb von 1500 Hz liegen. Die Ausgangssignaic dieser Ketten werden dann abgetastet, und zwar mit doppeltem Polwechsel, werden zwischen 0 und 20 Hz ausgefiltert und werden in einem Differentialverstärker verglichen, welcher das Ergebnis des Vergleichs der Energien E\ oder £₂ liefert.

Eine derartige Anordnung ist jedoch nicht ausreichend, um ein ordnungsgemäßes Arbeiten dieses »Klang«-Detektors zu gewährleisten. Weiterhin ist als Vorsichtsmaßnahme eine Schaltung vorgesehen, welche feststellt, daß ein gesprochenes Wort vorliegt. Diese Schaltung umfaßt eine Schaltungskette, welche ähnlich aufgebaut ist wie die zwei oben beschriebenen, in welcher jedoch das Band der verarbeiteten Frequenzen das normale Sprachband ist, und zwar ohne Begrenzung. Ein Komparator ändert seinen Zustand, wenn eine experimentell festgelegte Schwelle überschritten wird. Solange diese Schwelle nicht überschritten ist, geht die Schaltungsanordnung davon aus, daß das zugeführte, zu analysierende Signal kein Sprachsignal ist und übermittelt insofern als Endergebnis, welches an andere Teile des Vocoders jibertragen wird, das Signal »nicht klangvoll« oder P.

Die F i g. 2 zeigt in Form eines Blockschaltbildes das Schaltschema der Schaltungen 3 der Fig. 1. Diese Schaltungen 3 empfangen an ihren Eingängen Signale a und P, die jeweils von den Schaltungen 1 und 2 der F i g. 1 herkommen, und erzeugen ein Ausgangssignal j, welches zu der Schaltung 4 der F i g. 1 übertragen wird. Diese Signale werden beide an homologe Punkte des Eingangs der zwei Schaltketten geführt. Diese Schaltungen 3 tasten die Spitzen des Tonsignals ab, welches nach Verstärkung und Filterung durch ein Tiefpaßfilter eine Grenzfrequenz von 100 Hz und einen Gradienten von 12 dB/Oktave aufweist, welches dann in den Eingangsschaltungen 1 in siner Amplitude komprimiert wird, einer weiteren Filterung unterzogen wird, welche dazu dient, die restliche Komponente mit 50 Hz auszufiltern, welche von den verschiedenen Übertragungselementen herrührt Dann wird dieses Signal den zwei identischen Schaltketten zugeführt, die im unteren und im oberen Teil der F i g. 2 dargestellt sind und deren verschiedene Elemente durch dieselben Bezugszeichen bezeichnet sind, die jeweils mit einem ungeraden oder einem geraden Index voneinander unterschieden sind, wobei die Bezugszeichen nur zwei Ziffern aufweisen, welche getrennten Elementen zugeordnet sind.

Diese zwei Ketten weisen Verstärker 2Oi und 2O2 auf, wobei die untere Kette weiterhin einen analogen Inverter 19 umfaßt Das von der Schaltung 1 kommende Signal wird somit in diesen zwei Ketten derselben Verarbeitung unterzogen, wobei die obere Kette der Verarbeitung der positiven Spitzen und die untere Kette der Verarbeitung der negativen Spitzen jeweils zugeordnet ist. Es genügt somit, die obere Kette zu beschreiben.

Der Verstärker 2Oi verstärkt das Eingangssigna! n (F i g. 3a); der Einfluß des Rückkopplungsweges aus 24| -, sei im Augenblick außer Betracht gelassen. Dem Verstärker 2Oi ist eine Expandierstufe 211 nachgeschaltet, welche eine Diode parallel zu einem Reihenwiderstand aufweist, der mit einem Ableitungswiderstand verbünden ist. Diese Expandierstufe von bekanntern

ι« Typ hat die Funktion, den Durchgang der positiven Spitzen zu fördern, für welche die Diode praktisch einen geringen Widerstand darstellt, während der Rest des Signals, welcher diese Diode nicht blockiert, abgeschwächt wird. Diese Expandierstufe 211 erzeugt das

1 ^r, Signal b (F i g. 3a), dessen Spitzen schärfer sind, so daß ihre zeitliche Lage genauer definiert ist. Das Signal H-, der Zeile b wird einem Verstärker 22| zugeführt, welcher die Gleichstromkomponente cq> nicht überträgt und eine Anpassung der Ausgangsimpedanz der

>u Expandierstufe 211 an die Eingangsimpedanz des !Comparators 28| ermöglicht, und zwar im Hinblick auf das Signal ii\, und weiterhin an die Eingangsimpedanz der Anpaßstufe 23|, deren Ausgangsimpedanz hoch ist und in welcher dem Signal eine neue Gleichstromkomponente cc\ überlagert wird.

Das Ausgangssignal von 231 wird dann einem Integrator von besonderer Art 25i zugeführt, der nachfolgend beschrieben wird, zumindest insoweit, wie es nicht gegen Masse abgeleitet wird, wenn die Anpaßstufe 23| durch den elektronischen Unterbrecher 17, kurzgeschlossen ist Das durch den Integrator 25, erzeugte Signal Ui wird von dem Komparator 28i mit dem Signal u\ verglichen. Das aus diesem Vergleich resultierende Signal wird der Anpaßstufe 26| zugeführt, welche dem Unterbrecher 17i die erforderliche Leistung zuführt, und zwar in einem geeigneten Spannungsmaßstab, und es wird andererseits einer Impedanzanpassungsstufe 24i zugeführt, welche dazu geeignet ist, die Leistung für den Verstärker 2Oi zu liefern, wo sich die

4(i Spannungen addieren, welche von den Eingangsschaltungen 1 und von dieser Anpaßstufe 24i kommen. Weiterhin steuert das Ausgangssignal der Anpaßstufe 24i eine monostabile Kippstufe 27, die ihrerseits die Kippstufe 29 steuert und zwar durch eine Flanke, welche der Rückflanke des Vergleichsimpulses entspricht. Weiterhin steuert das Signal P, welches von der Anordnung 2 ausgeht den Unterbrecher 17. Die Zeilen c, dm Fig.3a zeigen die Bildung der Spitzen-Markierimpulse in der Kippstufe 29 für den Fall, daß nur ein Maximum/Periode auftritt

Das Schaltschema von einem der zwei Integratoren 25i und 252 ist in der F i g. 3 dargestellt Er umfaßt zwei Transistoren, welche derart zu einem Verstärker zusammengeschaltet sind, daß eine sog. Darlington-Schaltung entsteht und zwar der PNP-Transistor 31 und der NPN-Transistor 30, daß die Ausgangsklemme des Verstärkers mit der Masse über ein ÄC-Netzwerk 32,33 verbunden ist welches durch den Zusatzwiderstand 34 vervollständigt ist der mit dem Unterbrecher 17 verbunden ist über welchen eine Masseverbindung hergestellt werden kann. Der Unterbrecher 17 verhält sich wie ein variabler Widerstand, der fortschreitend von einem Wert Null auf einen unendlichen Wert geht und zwar in etwa vier bis fünf Perioden, wenn das Signal /"vom Zustand »0« in den Zustand »1« übergeht Die aus dem Widerstand 34 und dem Unterbrecher 17 gebildete Schaltungsanordnung hat den Widerstand R\. Dieser Integrator verfügt somit über zwei Zeitkonstan-

ten: RC und

Die Arbeitsweise dieses

30

RR, C

R + R

Integrators ist folgende: Wonn eine positive Spitze von 23i oder von 232 an die Basis des Transistors 30 gelangt, läßt der Ladungsstrom, welcher durch die zwei Transistoren 30 und 31 geliefert wird, die Spannung an den Klemmen des Kondensators 33 anwachsen, bis das Maximum der Spitze erreicht ist. Anschließend nimmt die Amplitude dieser Spitze ab, und die Emitter-Basis-Strecke des Transistors 30 ist im umgekehrten Sinne ι polarisiert, da die Spannung an den Klemmen des Kondensators 33 nicht so rasch abgenommen hat wie diejenige an der Basis des Transistors 30. Daraus ist ersichtlich, daß diese Schaltungsanordnung, die sog. Darlington-Schaltung, obwohl sie eine geringe Aus- : gangsimpedanz aufweist, einen größeren Ausgangsstrom nur in einer Richtung liefern kann, und zwar ebenso wie die Darlington-Schaltung.

Unter diesen Bedingungen beginnen die zwei Transistoren zu blockieren, die Spannung U₂ wird dann 2< höher als die Spannung u\, der Komparator 28t ändert seinen Zustand, und dies hat zur Folge, daß der Eingang des Integrators 25i durch das Ansprechen des Unterbrechers 17] kurzgeschlossen wird. Die zwei Transistoren 30 und 31 werden dann vollständig blockiert, und der Kondensator 33 entlädt sich in dem entsprechenden

RR
Äquivalenzwiderstand ----- -■-■-.

Es ist zu bemerken, daß die Entladung des Kondensators 33 in einer Widerstandsanordnung erfolgt, welche zwischen den zwei Grenzen, die durch die Anordnung der Parallelwiderstände 32 und 34 einerseits und den Widerstand 32 andererseits gebildet sind, eine fortschreitende Veränderung hervorruft, und zwar aufgrund des Überganges des Transistors, welcher den Unterbrecher 17 bildet, vom durchlässigen in den gesperrten Zustand.

Es ist weiterhin ersichtlich, daß die Regelung der Gleichstromkomponente cc\, welche dem Signal in der Anpaßstufe 23i überlagert wird, derart beschaffen ist, daß die Spannung U₂ leicht unterhalb der Spannung u\ liegt, damit das Ansprechen des Komparators 28i in zuverlässiger Weise rasch erfolgt Dieses Ansprechen ist somit vorbereitet, und die Zustandsänderungen des Komparators, deren Einzelheiten nachfolgend erläutert werden, sind sorgfältig programmiert.

In F i g. 3a zeigt die Zeile f, wie die Spannung u₂, die zu der Zeit 7o einen Maximalwert hat, anschließend exponentiell derart abnimmt, daß die Spitze von u\ zur Zeit T\ eine geringere Amplitude als U₂ in demselben Zeitpunkt aufweist, wodurch keine Zustandsänderung des Komparators 28i hervorgerufen wird. Um dies zu ändern, überträgt eine ÄC-Rückkopplungsschaltung (F i g. 2) 28i 2 und 28i 1 von u\ auf U₂ an den Eingang 1/2 eine Wechselspannung, welche von ui abgeleitet ist und ^s welche die Entladung (Diagramm P) in der Weise leicht modifiziert, daß die Zeitkonstante etwas geringer ist, gemäß der in unterbrochenem Linienzug dargestellten unteren Linie U₂', ohne daß das Trennvermögen zwischen den zwei benachbarten Spitzen vermindert wäre. Die Entladung des Kondensators ist in gewisser Weise durch das Signal selbst moduliert, da seine Veränderungen teilweise überlagert werden.

Das Diagramm f" veranschaulicht einen normalen Betrieb der Einrichtung, und dem entspricht das Signal g, wo Impulse für jede positive Spitze auftreten. Es ist ersichtlich, daß ihre erste Flanke oder ihre Vorderflanke an den Stellen auftritt, welche jeweils durch den

40

50 Schnittpunkt der Kurven, welche U\ und 1/2 darstellen, bestimmt werden, und daß dieser Schnittpunkt zeitlichen Verlagerungen ausgesetzt ist, die durch die Amplitudenänderungen der Spannung u\ hervorgerufen werden, wie es durch den Impuls dargestellt ist, der im Bereich der Vertikalen T\ durch unterbrochene Linien gezeichnet ist.

Hingegen ist der Schnittpunkt, welcher sich auf die zweite Flanke oder die Rückflanke bezieht, durch den Beginn der Abnahme von U₂ markiert, was mit der Spitze von u\ zusammenfällt. In dem Augenblick, in welchem u₂ größer wird als u\, ändert der Komparator 28i seinen Zustand, was in unmittelbarer Nähe der Spitzen von u\ auftritt und die Unabhängigkeit der Position der zweiten Flanke in bezug auf die Amplitude von Ut erklärt, worin ein Vorteil liegt, welcher z. T. dazu verwendet wird, um aus Impulsen des Signals h die Periode der klangvollen Laute zu bestimmen.

Um im übrigen die Zustandsänderung des Komparators 28t zu betätigen, werden seine Impulse nach dem Durchgang in der Anpassungsstufe 24| den Spitzen überlagert, wie es oben erläutert wurde. Somit ist hierdurch ein Rückkopplungseffekt zustandegekommen, und zwar über die Rückkopplungsschleife 20t, 211, 22| über den Komparator 28t und über die Anpassungsstufen 26i und 24|, was durch das Signal /'" veranschaulicht wird. Dieses Signal zeigt, daß eine Spitze, welche eine Zustandsänderung hervorgerufen hat, etwas mehr verstärkt wird als die nachfolgende Spitze, obwohl zwischen beiden kein großer Amplitudenunterschied besteht. Diese Rückkopplung erleichtert es somit, einen einzigen Spitzenwert auf zwei Spitzen anzuwenden, die dicht aufeinanderfolgen und die fast gleich sind.

Andererseits gehört eine Komprimierungsstufe zu den Eingangsschaltungen 1 und erzeugt eine Rückkopplungszeit, um keine nichtlineare Verzerrung zu bewirken, welche für das plötzliche Ansteigen des untersuchten Signals zu Beginn eines klangvollen Lautes verantwortlich ist. Dieses Signal nimmt dann einen Wert an, der durch die Schaltelemente bestimmt ist und der somit nach vier bis fünf Perioden der Grundfrequenz der menschlichen Stimme beispielsweise konstant bleibt. Während der Periode des Abnehmens, in welcher das Signal die Tendenz aufweist, gegen diesen konstanten Wert zu streben, wird die Auswahl der maximalen Spitzen durch die oben beschriebenen Einrichtungen unmöglich, und zwar insbesondere deshalb, weil das Abnehmen der Welle U₂ nicht rasch genug erfolgt, wodurch es notwendig wird, die zweite

on >-"

Zeitkonstante - einzuführen, von der bereits die

K "Γ Kj

Rede war, und zwar mittels des Unterbrechers 17, der gemäß den obigen Ausführungen fortschreitend von dem durchlässigen in den gesperrten Zustand übergeht, wenn das Signal Pvon dem Zustand »1« in den Zustand »0« übergeht. Der fortschreitende Übergang der

minimalen Zeitkonstante

auf die maximale

j + K

Zeitkonstante RC, welche der stabilen Phase der Komprimierungsstufe entspricht, erfolgt in vier oder fünf Perioden.

Die Arbeitsweise der unteren Kette der Fig.2 entspricht derjenigen der oberen Kette, wobei an die Stelle der positiven Spitzen die negativen Spitzen des Signals treten, welche Impulse erzeugen, wie sie oben bereits behandelt wurden und welche direkt der Kippstufe 29 zugeführt werden, während die Impulse

der oberen Kette über den Kanal der monostabilen Stufe 27 geleitet werden, deren Funktion darin besteht, aus den angelieferten Impulsen solche für die Anpaßstufe 24| zu erzeugen. Von diesen Impulsen werden nur die zweiten Flanken verwendet, da die ersten ziemlich ~> schlecht definiert sind, wie es oben bereits erläutert wurde, um kalibrierte Impulse zu erzeugen, und zwar mit steilen Flanken, welche dazu geeignet sind, in präziser Weise in der Kippstufe 29 verarbeitet zu werden, derart, daß die Periode des Grundsignals besser definiert ist.

Das Diagramm der Signale g, h, i und j veranschaulicht diese Arbeitsweise. Die Impulse des Signals g kommen von den positiven Spitzen des Diagramms f" her, welche zu einer Zustandsänderung des Kompara- r> tors 28i geführt haben.

Diese Impulse verursachen einen zweiten Impulszug h, der durch die monostabile Stufe 27 erzeugt wird, deren Impulse dazu verwendet werden, den Zustand der Kippstufe 29 zu ändern, welche der bzw. den 2<i Markierimpuls 7 erzeugt. Die Rückkehr dieser Kippstufe in den Zustand »1« ist durch die Impulse /gewährleistet, welche von den negativen Spitzen des Diagramms f" herrühren und in der unteren Kette verarbeitet werden. Es ist zu bemerken, daß der dritte Impuls h ohne 2^r> Auswirkung auf die Kippstufe 29 bleibt. Ihr Zustand wird durch den zweiten Impuls /verändert.

Das Signal j, welches durch die Kippstufe 29 erzeugt wird, und das Signal P, welches durch die Schaltungen 1 erzeugt wird, steuern die Korrekturschaltungen 4 der jo Fig. 1, deren Detailschema in der Kig.4dargestellt ist.

Die Eingangssignale dieserKorrekturschaltungensind somit die Signale j und P, und ihre Ausgangssignale sind die Signale F₁ und F₂. y,

Die Funktion P wird direkt dazu verwendet, einen Zähler auf Null zurückzustellen, der aus den Kippstufen 471,472 und 474 gebildet ist, und in ihrer komplementären Form F, welche im Inverter 452 erhalten wird, um die ODER-Gatter 44ο, 45ο, 44i und 45i zu speisen.

Diese Gatter bedienen ähnliche Organe: Sägezahngeneratoren 4Oo und 40i, Unterbrecher (identisch mit 17i der Fig. 2)43ound43i, welche jeweils Impulsdehnstufen

410 und 411 steuern. Die Spannungen des Generators 4Oo und der Dehnstufe 41o werden in einem Komparator42o dazu verwendet, Impulse derselben Art zu formen wie die Spannungen des Generators 4O₁ und der Dehnstufe

411 in den Komparatoren 42i und 422, wobei zu bemerken ist, daß die Eingänge dieser letzteren gekreuzt sind. Die Signale dieser Komparatoren werden einer Signalformung unterzogen und steuern logische Schaltungen über Anpaßstufen 48ο, 48i und 48₂, die zwei Ausgänge aufweisen, nämlich einen positiven und einen negativen, welche komplementäre Signale liefern. Die logischen Signale, welche von der Kette 4O₀ bis 48₀ herkommen, steuern die Kippstufe 455, und diejenigen, welche von den Ketten 40i bis 48i und 48₂ herkommen, steuern das UND-Gatter 460, welches seinerseits die ODER-Gatter 464 und 468 steuert

Diese Ketten sind durch Sägezahngeneratoren wie bo 4Oo gesteuert, deren Schaltschema dasjenige eines Miller-Integrators ist, welcher den Operationsverstärkern angepaßt ist, wo ein Kondensator mit einem konstanten Strom geladen wird, wobei die durch das ODER-Gatter 44o gelieferten Impulse dazu dienen, diesen Kondensator durch das Ansprechen eines Unterbrechers zu entladen. Die Einzelheiten dieser Anordnung sind nicht dargestellt

Die Verhältnisse liegen ebenso bei der Dehnstufe 41o, welche durch den Unterbrecher /1 gesteuert ist, nämlich 430, wie es aus dem Diagramm der F i g. 5 hervorgeht. Auf diesem Diagramm sind jedem Impuls j aus praktischen Gründen zwei kurze aufeinanderfolgende Impulse Q, Q] zugeordnet. Es ist nämlich schwierig, die Spitze eines Sägezahns zu messen, während es einfach ist, seine Amplitude in einem beliebigen Zeitpunkt zu messen, der nicht mit dem Auftreten der Spitze zusammenfällt. Die Impulse Q\ entladen den Kondensator des Sägezahngenerators 4Oo derart, daß man Sägezahnsignale der Form b in F i g. 5 erhält. Dem Impuls Q\ entspricht die Amplitude Ci', und dem Impuls Q]" entspricht die Amplitude Ci".

Die Dehnstufe 41o liefert ein Signal mit aufeinanderfolgenden Stufen des Verlaufs c in F i g. 5. Der Stufensprung im Zeitpunkt Q]" ist gleich CV-CV. Praktisch werden die Amplituden zu den Zeitpunkten Q'und (^"gemessen, wo sie die Werte C'und C'haben. Der Stufensprung ist konstant C"- C= Ci" - Ci'.

Das Sägezahnsignal b und das Stufensingal c, letzteres nach angleichender Schwächung, werden im Komparator 42o verglichen. Als Ergebnis erhält man die Amplitudenfolge e, die nur dann auftritt, wenn die Periode T)' wesentlich größer ist als die Periode Tj, deren Amplitude mit dem zwischen der Dehnstufe 41o und dem Komparator 42« eingeschalteten Dämpfungsglied eingestellt werden kann.

Die Schaltkreise 4O| bis 45i arbeiten in gleicher Weise wie die Schaltkreise 4Oo bis 42ο, 44ο, 45o; für die Impulse Q] stehen_ die Impulse Qt, und für die Impulse Q die Impulse F2, wie noch erläutert werden wird.

Was den Komparator 42i betrifft, der invertiert geschaltet ist, so überträgt dieser die Verkürzungen der Periode bei Abwesenheit von positiven Impulsen. Durch die Anpaßstufen 48i und 482, deren nicht invertiertes Ausgangssignal verwendet wird, werden Signale an das UND-Gatter 460 übertragen. Die Signale j werden auf den Eingang der monostabilen Stufe 453 gegeben, welche die abfallenden Flanken dazu verwendet, die Signale Q und Q (Fig.7) zu erzeugen, deren Impulsdauer auf 10 Mikrosekunden kalibriert ist. Das Signal Q steuert seinerseits eine monostabile Kippstufe 454, welche die ansteigenden Flanken dazu verwendet, Impulse mit gleicher Dauer von 15 Mikrosekunden zu erzeugen, weiche mit Q] und Q] (F i g. 7) bezeichnet sind. Das Signal Q steuert die Gatter 456 und 462 und wird an^ dem Eingang des ODER-Gatters 45o mit dem Signal P vereinigt Dieses Signal P wird weiterhin am Eingang des ODER-Gatters 44₀ mit dem Signal Q] vereinigt, und die rückwärtigen Flanken der Impulse Q] lassen die Kippstufen 471 und 472 weiterschalten. Das Signal Q] setzt auch die Kippstufe 455 auf Null zurück, welche die Impulse e zählt.

Die Kippstufen 471 und 442 steuern das UND-Gatter 473, welches dann, wenn die Binärzahl 11 angezeigt wird und wenn sich Pirn Zustand »1« befindet aktiv ist und das Signal O in den Zustand »1« bringt, was durch die Kippstufe 474 erfolgt Wenn sich das Signal P im Zustand »0« befindet stellt es die Kippstufe 471,472 und 474 auf Null zurück.

Die Kippstufe 455 erzeugt ausgehend von der Funktion e; das Signal O\ und sein Komplement O\. Das Signal Oi, welches am Eingang des UND-Gatters 450 mit Q zum Schnitt kommt bringt über den Inverter 457 den Zustand der Kippstufe 458 zum Umschaiten,jwelche die Signale Äund_fl(Fi g. 7) erzeugt Das Signal O\ wird mit B und mit O vereinigt, und zwar am Eingang des

ODER-Gatters 461, und das auf diese Weise erhaltene Signal

Ο, + B + Ό

überlagert sich am Eingang des UND-Gatters 462 mit Q, um das Signal

F₂ =

+ B+ Ö)

zu erzeugen, welches an mehreren Punkten verwendet wird, insbesondere im ODER-Gatter 45j, wo es mit dem Signal P vereinigt wird, das den Unterbrecher / 43, steuert, und in der monostabilen Stufe 459, welche das Signal Q₂ erzeugt, mit Verzögerung bei F₂, wo es von den abfallenden Flanken an ausgesandt wkd. Q setz! die Kippstufe 458 auf NuIi zurück, während Q₂ das ODER-Gatter 44i speist, wodurch der Kondensator des Sägezahngenerators 4O| entladen wird^

Im übrigen ist dieses selbe Signal F₂, welches in 463 invertiert wird, zu F-> geworden, und es wird auf die Zählanordnung 5 übertragen, wo es dazu verwendet wird, um die Grundperiode des Schalls zu bestimmen, denn es ist nur ein Impuls pro Periode vorhanden. Das Signal F₂ wird in dem ODER-Gatter 464 ebenfalls mit dem Produkt ei · e\ vereinigt, um das Signal ν zu liefern, welches die Kippstufe 466 steuert, wodurch ßi und B\ geliefert werden.

Verschiedene obengenannte Signale, nämlich O, welches von der Kippstufe 474 herkommt, ei er vom UND-Gatter 460 und ß, von der Kippstufe 466, werden im ODER-Gatter 468 miteinander vereinigt, indem das Signal

F, = ß+e,e,' + Ö

erzeugt wird, welches an den Eingang des UND-Gatters 470 übertragen wird, und zwar mit dem Signal F₂, indem die monostabile Kippstufe 467 gesteuert wird, und zwar auf die negativen Flanken der Impulse. Das Signal Qi, welches am Ausgang von 467 erhalten wird, stellt die Kippstufe 466 auf Null zurück.

Fi wird ebenfalls in dem Block 5 in dem Maße verarbeitet, wie ein Übertragungsbefehl vorliegt.

Wie oben bereits ausgeführt wurde, soll das System die Nachteile überwinden, weiche durch die verschiedenen Filterungen auftreten, die in den verschiedenen Verbindungswegen vorkommen oder aus dem Aufbau der Verstärker oder anderer Übertragungsorgane resultieren, welche die Aufgabe haben, die Durchlaß-Bandbreite des Signals unten zu begrenzen, und zwar derart, daß die Grundfrequenzen der klangvollen Töne stark abgeschwächt werden und nur im Hinblick auf die ersten Harmonischen bei etwa 300 Hz rekonstruiert werden, während diese Frequenzen zwischen 60 und einigen hundert Hz liegen. Unter diesen Umständen kann es in vorhersehbarer Weise geschehen, daß zwei Spitzen, welche dasselbe Vorzeichen und im wesentlichen dieselbe Amplitude aufweisen, im Laufe einer selben Periode auftreten, ohne daß es möglich wäre, eine der beiden Amplituden auf andere Weise zu eliminieren, als auf die Korrekturschaltungen zurückzugreifen, durch welche im Falle einer außerordentlich starken Verminderung der Signalperiode eine solche Eliminierung möglich ist

Diese Verdopplungen kommen auch bei Phasenänderungen vor, wenn diese zwei Spitzen pro Periode auftreten, wobei der Detektor von der Abtastung der ersten zu der Abtastung der zweiten oder umgekehrt übergeht, und zwar von einer Periode zur anderen, weil sich ihre Amplitude ändert und dadurch eine größere oder kleinere Periode als die vorhergehende vorhanden ist. In diesem Falle gibt das Signal Fi den Befehl, keine Information zu übertragen, und c' ist der Wert der vorhergehenden Periode, welcher im Speicher bleibt.
j jeuenfalls ist diese Korrektur nur darauf beschränkt, daß ein einziger dieser unerwünschten Impuls? unterdrückt wird. Folglich können aufeinanderfolgende zwei Impulse nicht eliminiert werden, und zwar ebensowenig wie zwei unmittelbar aufeinanderfolgende Überträte gungsverbote erfolgen können.

Die Schaltung der Fig. 4 arbei'et nach dem Algorithmus der Fig.6, in welcher die verschiedenen oben erklärten Funktionen und Signale auftreten.

Zunächst sei das Auswahlprinzip kurz erläutert, bevor mit der Beschreibung der Schaltungsbeispiele fortgefahren wird.

Die Markierimoulse j definieren Perioden Tj. Diese Perioden werden nun von einer ersten Stufe zu einer zweiten Stufe übertragen oder nicht übertragen. Ein derart übertragener Impuls j wird in dieser zweiten Stufe zu einem Impuls F₂. Die Impulse F; definieren Perioden T].

Für die Verarbeitung der Markierimpulse und der Perioden gelten nun folgende Regeln:

A. Ein Impuls j wird zur zweiten Stufe übertragen, wenn:

1. der Markierimpuls (J— I) nicht zur zweiten Stufe

übertragen worden ist; oder
jo 2. der Markierimpuls (7-1) zur zweiten Stufe

übertragen worden ist;
und wenn gilt:

j-, B. Ein I mpuls j wird nicht zur zweiten Stufe übertragen, wenn:

der Markierimpuls (j— I) zur zweiten Stufe übertragen worden ist
und wenn gilt

7}<(1-_e)7ü_„

C. Die Perioden T, werden gespeichert, wenn entweder

oder

ist und T(j-1) nicht gespeichert worden ist.
D. Die Perioden T) werden nicht gespeichert wenn

T₁

und

ist und Tu-1) gespeichert worden ist.

Die Impulse des Signals j werden gezählt, wobei der erste derjenige ist der auftritt, wenn der Zustand »1« der Funktion Perreicht ist, wodurch der Zähler auf Null gestellt wird, der aus den Kippstufen 471, 472 und 474 gebildet ist, wobei dieser letztere das Signal »0« erzeugt. Wenn j=3 ist, läuft der Zähler über, versetzt das Gatter 473 in den aktiven Zustand, und dadurch wird die Kippstufe 474 über den Inverter 475 zum Ansprechen gebracht Das Signal O entspricht dem Zustand »1«, und

_b5 zwar ebenso wie P-1. Ebenso wird die erste Phase des Algorithmus realisiert nämlich die Frage, ob j in dem Intervall, in welchem J³= 1 ist größer ist als 3. Sobald j<3, wird durch O im Zustand »1« über das

ODER-Gatter_461 das UND-Gatter 462 aktiviert, das die Impulse Q passieren läßt. An seinem Ausgang werden die Impulse Q zu F₂. Diese Impulse von F₂ werden an die Zählstufe der Schaltungen 5 geliefert. Sobald das ODER-Gatter 468Jn derselben Weise aktiviert ist, werden die Impulse O an seinem Ausgang zu Fi. Die Impulse Fi veranlassen die Übertragungen des Inhaltes des Zählers in den Speicher während dieser selben Periode.

Die Impulse j steuern die Kette, welche das Signal e erzeugt, wodurch erkannt wird, ob eine Periode von T₁ unterhalb der vorhergehenden liegt oder nicht, d. h., ob

wobei (1 —ε) den Abschwächungsfaktor darstellt, der am Eingang des Komparators 42o in das Signal c eingeführt wird.

Wenn die Antwort auf die letzte Frage negativ ausfällt wird durch die Funktion e der Zustand der Kippstufe 455 geändert, und durch den Übergang von Ö\ in den Zustand »1« wird das ODER-Gatter 461 aktiviert und somit wird das UND-Gatter 462 angesteuert. Das Signal F2 befindet sich dann im Zustand »0«, was für die MeB- und die Zählschaltungen 5 (F i g. 1) ausschlaggebend ist.

Im entgegengesetzten Falle wird der Impuls F₂ erzeugt oder nicht was vom Zustand der vorhandenen Funktion β abhängt welche auf die Frage antwortet: Ist der Impuls (j—1) berücksichtigt worden?
_ Wenn der Impuls (j— 1) nicht berücksichtigt ist, so gilt 5=1, dann ist das ODER-Gatter 461 aktiviert, und F₂ wird erzeugt und bewirkt die Messung von Tj durch die Schaltungen 5 (F ig. 1).

Andererseits muß bestätigt werden, daß die Periode Ti, welche durch das Intervall zwischen zwei Impulsen von F₂ festgelegt ist, zwischen Grenzen liegt, welche durch die vorausgegangene Situation vorgegeben sind, nämlich die Periode 7Jy-1>, mit einer festen Toleranz, durch einen Parameter ε wie oben, was zu der Frage führt:

Auf diese Frage antworten die Ketten 4O|, 411, 42i, 42₂,48i und 48₂ (F i g. 4), und zwar über das UND-Gatter 460, indem sie der Funktion ei · ei' den Wert 0 oder 1 zuteilen. Wenn ei · ei'-1 gilt, so ist das ODER-Gatter 468 aktiviert, und die Übertragung der Periode T) wird durch Fi ermöglicht.

Bei ei · ei'=0 kann die Übertragung der Periode T) stattfinden oder nicht, was von dem Wert von B\ abhängt: Wenn die vorhergehende Übertragung nicht stattgefunden hat, ist das Signal δι, welches die Antwort auf die Frage der Übertragung von Tqr_ 1 > darstellt, gleich »0« (Bt =»1«), und das Signal Fi wird erzeugt indem die Erlaubnis zur Übertragung des Zählerinhaltes des Blockes 5 in den Speicher dieses selben Blockes erteilt wird.

Die F i g. 7 veranschaulicht einen vollständigen Betrieb des Systems, ausgehend vom Signal a, welches dem Signal a in der F i g. 3a ähnlich ist. Die Signale a und /werden gemäß der obigen Beschreibung jrzeugt und sind hier durch ihre Komplemente Λ und /' dargestellt, aus denen das Ausgangssignal j der Kippstufe 29 (F i g. 3) abgeleitet wird. Diese Funktion j liefert die Impulse Q in 453 (Fig.-!), woraus <?i in 454 (Fig.4) resultiert.

Die Funktion P, welche übrigens in der Anordnung 2 erzeugt wird, setzt den Sägezahngenerator 4O₀ (F i g. 4) in Betrieb, und am Ausgang der Dehnstufe 41o wird das Signal O\ erhalten, durch welches wiederum das Signal t am Ausgang der Anpaßstufe 48o erzeugt wird. Die negativen Flanken von e schattenden Komparator 455 ϊ um, welcher durch die Funktion φ auf Null zurückgestellt wird, wodurch das Signal O\ geliefert wird.

Die ersten Impulse, welche vor der vertikalen Linie A liegen, treten zu Beginn eines klangvollen Tones auf und es sind wenigstens drei Impulse von Q\ erforderlich.

damit die Zähler 471 und 472, welche den Zustand von 474 ändern, das Signal O erzeugen, das in den Zustand »0« zurückkehrt wenn das Signal P auf Null geht. In dem UND-Gatter 456 wird das Produkt Q\Q realisiert und ändert den Zustand von 458. Ebenso _werden die

ι-, aufsteigenden Flanken der Funktion ß_erhalten während das ODER-Gatter 461 die Summe O+ Ο\ + ΐ erzeugt. Diese Signalsumme, welche in dem UND-Gatter 462 der Funktion Q überlagert wird, liefert F₂, dessen negative Flanken die Funktion Qi erzeugen, und zwar

2« durch die Wirkung der monostabilen Stufe 459. Diese in bezug auf Q verzögerten Impulse setzen die Kippstufe 458 auf Null zurück. Die vertikale Linie χ bestimmt eine Probezeit, in deren Verlauf sich die Einrichtung von der Natur des Signals »a« überzeugt und darin die Periode festlegt

Im weiteren Teil des Diagramms der F i g. 7 ist der zweite Teil der Schaltung der F i g. 4 angesprochen, in welchem sich der Generator 4Oi und die Dehnstufe 41 befinden, an deren Ausgang das Signal C₂ auftritt, und

jo zwar ajs^ Folge der Stufen, die, ausgehend von dem Signal F₂, erzeugt werden, wo das Intervall zwischen zwei Impulsen gleich T) ist Die Komparatoren 421 und 42₂, die ebenso wie 42o angeordnet sind, befinden sich im Zustand »1«, und zwar der eine, wenn das Interval (1 — e)T(j-\) kleiner ist als T), und der andere, wenn (1 +ε)T(j-i) größer ist als Tj, und liefern somit Impulszüge e< und ei, deren im Signal F₂ vereinigtes Produkt die Funktion ν liefert, welche zwei Impulspaare liefert, die jeweils den Impulsen «_t und on des Signals F₂ entsprechen, die ihrerseits die zu kurzen Zeitdauern T₁ und die zu langen Zeitdauern T₂ bestimmen und die nicht eingespeichert werden. Die Kippstufe 466 ändert ihren Zustand auf die ansteigenden Flanken von ν hin und erzeugt das Signal B\, welches unter Hinzufügung zu ei · ei und Ό in dem ODER-Gatter 468 die Impulsfolge Fi erzeugt, wodurch die Übertragung von Tj in den Speichern gestattet wird oder nicht.

Um die Ruhestellung der Kippstufe 466 zu bestätigen, wird die nicht dargestellte Funktion Qi durch die

so monostabile Kippstufe 467 erzeugt welche durch die Rückflanken des Produktes FiF₂ in Betrieb gesetzt wird, welches im UND-Gatter 470 erzeugt wird.

Um die durch die Anordnung der F i g. 4 gelieferten Daten auszuwerten, ist es gemäß F i g. 1 erforderlich, hier auch die Meßschaltungen 5 und die Schaltungen zum Einspeichern einzubeziehen, in welchen auch die klassischen logischen Schaltungen enthalten sind, die gemäß dem Schaltschema der Fig.8 angeordnet sind und denen die Eingangssignale P, Ft und F₂ zugeführ

bo werden. Wenn sich das Signal P im Zustand »1« befindet, so schaltet es die Kippstufe 701 in den Zustand »0«, und diese Kippstufe wird dann, wenn sie sich im Zustand »0« befindet, durch das durch die Verzöge rungsschaltung 703 verzögerte Signal F₂ in den Zustand

_b5 »1« zurückgesetzt. Das logische Produkt des Zustandes der Kippstufe 701, verzögert durch F₂, wird in dem UND-Gatter 702 erzeugt und dient als Rückstellsignal um den Zähler 704 auf Null zurückzustellen, welcher

neun Kippstufen aufweist und welcher die Impulse zählt, die vom Oszillator 700 geliefert werden^

Das Produkt der Signale Fi und F₂, wobei dieses letztere durch den Inverter 705 erzeugt wird, wird im UND-Gatter 706 erzeugt. DLses Produkt wird als Obertragungsimpuls verwendet, um die durch den Zähler 704 gelieferte Zahl im Register oder im Pufferspeicher 707 zu registrieren. Die in diesem Register vorhandene Kombination wird von dem Dekodierer 710 aufgenommen, und wenn sie höher liegt ι ο als die gewählte Kombination, wird ein Befehl zum Weiterrücken an das Schieberegister 711 gegeben, und zwar mit Hilfe eines Schalters, und dieses Register sendet die korrigierte Kombination zu der Registriereinrichtung der Ergebnisse.

Wenn das Signal P der Fig.7 in den Zustand »1« übergeht, wird die Kippstufe 701 auf Null gehalten, bis der erste Impuls des Signals F₂, der durch das Verzögerungselement 703 verzögert wird, auftritt, wobei dies derjenige Zeitpunkt ist, an welchem die Übertragung der vorher registrierten Formation in den Block 707 erfolgt, wenn ein Übertragungsimpuls, der zu Fi gehört, erscheint, bevor das Signal P wieder den Zustand Null annimmt, so daß dieser Zustand das Register des Blockes 707 auf Null zurückstellt

Das vom UND-Gatter 702 gelieferte logische Produkt markiert den Beginn einer Zählperiode, indem der Zähler 704 auf Null gestellt wird, dessen Inhalt in den Block 707 übertragen wird, und zwar jedesmal dann, wenn eine Koinzidenz zwischen den Impulsen von Fi ju und F₂ durch das UND-Gatter 706 festgestellt wird. Auf jede Übertragung folgt nach Ablauf der durch das Element 703 eingeführten Verzögerungszeit eine Rückstellung des Zählers 704 auf Null, wobei diejenige Zeit, welche zwei Impulse der Funktion F2 voneinander trennt, gezählt wird, dies geschieht jedoch nicht, wenn die Impulse von Fi und F₂ zusammenfallen.

Diese Zeit, welche in dem Register 707 in binärer Form registriert wird, wird in dem Dekodierer 710 dekodiert, und wenn der dekodierte Wert größer ist als dieser angezeigte Wert, was dann geschieht, wenn beispielsweise ein Impuls von F₂ mangelhaft ausgelassen ist, wird das Schieberegister 711 um eine Stelle verschoben, so daß auf diese Weise der dekodierte Wert durch 2 geteilt wird, so daß er dann nicht mehr größer sein kann als dieser angezeigte Wert.

Das Korrekturverfahren und die Ergebnisse, welche sich aus den ersten, zweiten und dritten Bedingungen ergeben, werden anhand der F i g. 9 erläutert

Die Zeile 1 der Fig.9 zeigt neun idealisierte Grundtonperioden 90 und 92-99, von denen die letzten acht jeweils zwei Markierungsimpulse aufweisen, nämlich 930, 931, 940, 941, 950, 951, 960, 961, 970, 971, 980, 981, 990, 991, wobei die erste Periode 90 doppelt solange ist wie die übrigen Perioden.

Bei der vorliegenden Grjndtonabtastung werden nach der ersten Bedingung die Markierungsimpulse 931, 941 ... 991 nicht beachtet da sie jeweils sehr nahe bei den Impulsen 930, 940 ... 99(1 liegen, und die Perioden 93-99 werden fehlerlos abgetastet (Zeile 2 der F i g. 9).

Es sei nunmehr angenommen, daß die Markierungsimpulsverteilung der Zeile 3 vor der Korrektur gilt. Es sind Hilfsspitzeri 922, 932, 942 ... 992 in den Perioden 92-99 vorhanden. Der Impuls 922, der zu nahe an dem Impuls 920 liegt, wird gestrichen. Der Impuls 930 liegt ebenfalls zu nahe am Impuls 922, er wird jedoch nicht gestrichen, da zwei aufeinanderfolgende Impulsstreichungen verboten sind. Der Impuls 932 ist weiter von dem Impuls 930 weg als der Impuls 930 vom Impuls 922, und demgemäß wird er nicht gestrichen. Die Impulse 940,950... 990 werden jedoch gestrichen. Es ergibt sich eine Periode 930-932, welche kürzer ist als die vorhergehende und weiche gernäß der zweiten Bedingung (Zeile 4) ausgelassen wird.

Gemäß der dritten Bedingung wird die Periode 90 in zwei Hälften 90' und 91' geteilt.

Hierzu 9 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Elektrische Schaltungsanordnung zur Messung und Speicherung der Grundtonperiode einer Sprachschwingung zum Einsatz in Verbindung mit einer Spracherkennungseinrichtung, die einen Spitzendetektor besitzt für die Erkennung der Hauptspitzen der Sprachschwingung, einen vom Spitzendetektor gesteuerten Impulsgenerator zur Erzeugung von Markierimpulsen j, die mit den Hauptspitzen zusammenfallen und Grundtonperioden Tj definieren, und ein Register zur Speicherung der Grundtonperioden, gekennzeichnet durch einen ersten Markierimpulswähler, der die Markierimputee j in Impulse F2 umwandelt, welche Grundtonperioden T) definieren, und der aus einem Kreis (40ο, 41ο, 43o) zur Meisung der Dauer aufeinanderfolgender Perioden 7}besteht, aus einem Vergleicher (42o) zum Vergleich zweier aufeinanderfolgender Perioden Ty-\) und Tj, aus einem ersten Flip-Flop (458B), der einen Markierimpuls (j) auswählt, falls die Periode Tj, die diesen Markierimpuls (j) von dem vorhergehenden (j— I) trennt, nicht deutlich unter der vorhergehenden Periode 7jy-_i) liegt oder falls, obwohl die Periode 7} wesentlich unter der Periode 7Jy_i) liegt, der vorhergehende Markierimpuls (j-\) nicht ausgewählt wurde, und aus einem vom Vergleicher (42₀) und dem Flip-Flop (458ä; gesteuerten Tor (462), das die die Perioden T₁ jo definierenden ausgewählten Markierimpulse überträgt, und durch einen zweiten Grundtonperiodenwähler, der aus einem Kreis (40|, 411, 43i) zur Messung der Dauer aufeinanderfolgender Perioden T₁ besteht, aus zwei Vergleichern (421, 422) und einem zweiten Flip-Flop (466θι) zum Vergleich zweier aufeinanderfolgender Perioden 7^--I) und T) und zur Auswahl der Periode T), falls diese sich nicht wesentlich von der vorhergehenden Periode 7Jy-j) unterscheidet oder falls trotz deutlicher Unterscheidung die vorhergehende Periode 7Jy-I) nicht ausgewählt wurde, und aus einem Tor (468), das von den Vergleichern (42i, 42₂) und dem zweiten Flip-Flop (466ßi) gesteuert wird und das Register steuert.

2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch 4-, gekennzeichnet, daß eine Korrekturschaltung (706, 707,710,711) die gemessene Dauer einer Periode T) durch zwei teilt, wenn sie größer ist als ein vorgegebener Maximalwert.

3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch -,u gekennzeichnet, daß der Spitzendetektor zwei Schaltungszweige (20, ... 28, bzw. 2O₂ ... 2S₂) aufweist, von denen der zweite (2O₂... 28₂) mit einem Signalinverter (19) ausgestattet ist, so daß die beiden Zweige jeweils die positiven bzw. die negativen v> Spitzen des Sprachsignals verarbeiten.

4. Schaltungsanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Schaltungszweig eine Verstärkerstufe (20), eine Expandierstufe (21) und eine erste Impedanz-Anpaßstufe (22) aufweist, dertη wi Ausgang einerseits mit dem ersten Eingang eines Amplitudenkomparators (28) und andererseits mit einer zweiten Impedanz-Anpaßstufe (23) verbunden ist, die ihrerseits mit einem Integrator (2!>) verbunden ist, dessen Ausgang mit dem zweiten hs Eingang des Komparators (28) verbunden ist, wobei ein Bruchteil des Signals, welches aus der ersten Impedanz-Anpaßstufe (22) herauskommt, mit Hilfe eines Kondensators (28i_Ui) und eines damit in Reihe geschalteten Widerstandes (2812^2) dem Signal überlagert wird, welches aus dem Integrator (25) herauskommt, und zwar derart, ciaß die Zeitkonstante dieses letzteren durch das Sprachsignal moduliert ist, wobei weiterhin ein Bruchteil des Ausgangssignals des Komparators (28) ebenfalls dem Sprachsignal in der Verstärkerschaltung (20) derart überlagert wird, daß die erkannten Spitzen leicht verstärkt werden, was dazu führt, daß die Entscheidungen des Komparators (28) schärfer werden und die Auswahl zwischen zwei benachbarten Spitzen und Amplituden von geringem Unterschied in derselben Periode erleichtert wird, wobei die Rückflanke des Antwortsignals des Komparators (28) in Betracht gezogen wird, und zwar mittels einer monostabilen Kippstufe (27), um das zeitliche Maximum der Spitzen zu lokalisieren, da die zeitliche Lage dieser Rückflanke nicht von der Amplitude der Spitzen abhängt

5. Schaltungsanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Integrationsschaltung (25) jedes Zweiges zwei Transistoren (30, 31) aufweist, daß der Emitter des ersten Transistors (30) und der Kollektor des zweiten Transistors (31) einerseits mit einer Widerstands-Kondensator-Zelle (32, 33) verbunden und parallel an Masse gelegt sind und andererseits mit einem Widerstand (34) verbunden sind, der seinerseits mit einem Unterbrecher (17) verbunde-i ist, der es gestattet, diesen Widerstand (34) an Masse zu legen, derart, daß zwei stark unterschiedliche Zeitkonstanten gebildet werden, und zwar in Abhängigkeit von der jeweiligen Stellung des Unterbrechers (17).