DE2303112A1 - Demodulationsschaltung fuer eine mehrkanal-schallplatte - Google Patents

Description

Pcdenicmwölte

Dr.-Ing. Wilhelm Reichel Dipi-IncT. Wolfgang Reiche!

6 Fraiikiurt a. M 1
Paikeiraße 13

7324

VICTOR COMPANY OF JAPAN, LTD. Yokohama-City, Japan

Demodulationsschaltung für eine Mehrkanal-Schallplatte

Die Erfindung bezieht sich auf eine Demodulationsschaltung für eine Mehrkanal-Schallplatte und befaßt sich insbesondere mit einer Schaltung zur Demodulation eines winkelmodulierten Signals, das zusammen mit einem direkten Schwingungssignal von einer Mehrkanal-Schallplatte beim Abspielen abgenommen wird, auf der diese Signale in überlagertem Zustand aufgezeichnet sind.

Aus der DT-OS 2 058 334 ist es bekannt, vier Kanalsignale in einer einzigen Rille einer Schallplatte (Mehrkanal-Schallplatte) aufzuzeichnen und beim Abspielen der Platte wiederzugeben. Zu diesem Zweck werden bei der Aufzeichnung aus jeweils zwei der vier Kanalsignale ein Summen- und ein Differenzsignal erzeugt. So werden beispielsweise aus den vier mit Ch1, Ch2, Ch3 und Ch4 bezeichneten Kanalsignalen die Summensignale (ChI' + Ch2) und (Ch3 + Ch4) und die Differenzsignale (Ch1 - Ch2) und (Ch3 - Ch4) gebildet. Anschließend werden die Differenzsignale winkelmoduliert. Die winkelmodulierten Differenzsignale F(ChI - Ch2) und F(Ch3 - Ch4) liegen in. einem .höheren. Frequenzband als die di-

O Π O O O η / AOlO O

rekten Summensignale. Diese frequenzmäßig höher liegenden winkelmodulierten Differenzsignale werden mit den direkten Summensignalen (Ch1 + Ch2) und (Ch3 + Ch4) gemischt.

Die beim Mischen entstandenen multiplexierten Signale |(Ch1 + Ch2) + F(ChI - Ch2)} und {(Ch3 + Ch4) + F(Ch3 der direkten Summensignale und der winkelmodulierten Differenzsignale werden in die linke bzw. rechte Wand einer 45/45-Grad-Rille einer Schallplatte geschnitten.

Bei der Wiedergabe werden die von der Schallplatte abgenommenen multiplexierten Signale zunächst in die direkten Summensignale und die winkelmodulierten Differenzsignale getrennt. Anschließend werden die winkelmodulierten Differenzsignale demoduliert, um die ursprünglichen Differenzsignale zu erhalten. Das Summensignal (Ch1 + Ch2), das Differenzsignal (Ch1 - Ch2), das Summensignal (Ch3 + Ch4) und das Differenzsignal (Ch3 - Ch4) werden daraufhin matriziert, um die ursprünglichen Kanalsignale Ch1, Ch2, Ch3 und Ch4 zu erhalten. Diese vier Kanalsignale werden von vier Lautsprechern wiedergegeben, die links vorne, links hinten, rechts vorne und rechts hinten von einem Zuhörer angeordnet sind.

Bisweilen kommt es vor, daß das von einem Tonabnehmer von der Schallplatte abgetastete Signal unterbrochen wird oder einen abrupten Pegelabfall aufweist. Dies kann beispielsweise der Fall sein, wenn die Tonabnehmernadel über ein in der Rille befindliches Staubteilchen läuft und dabei nicht vollständig der in die Wände der Rille eingeschnittenen Spur folgt, wenn ein Stück der Rille beschädigt ist und daher ein Teil der Spur in der Rille fehlt, wenn die in die Rille eingeschnittene Spur oder Schwingungsform so fein ist, daß die Abnehmernadel über diese Stelle springt und dabei, der Spur nicht genau folgt, oder wenn infolge wiederholten Abspielens mit einer Tonabnehmernadel t die eine zu große äquivalente Masse und damit ein zu großes Trägheitsmoment hat* die Tonspur abgenutzt ist.

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Vie bereits erwähnt, liegt der Frequenzbereich des winkelmodulierten Differenzsignals (20 kHz bis 40 kHz) des in der Rille der Schallplatte aufgezeichneten Signals über dem Frequenzbereich des direkten Summensignals. Daher entspricht in der Spur der Tonrille eine sich verhältnismäßig langsam ändernde Schwingungsform dem direkten Summensignal und eine sich verhältnismäßig schnell ändernde und kleine Schwingungsform dem winkelmodulierten Differenzsignal. Die oben erwähnten Signalunterbrechungen oder Pegelabfälle des wiedergegebenen Signals machen sich daher besonders stark in dem winkelmodulierten Differenzsignal bemerkbar.

Derartige Signalunterbrechungen und Pegelabfälle rufen starke Änderungen in der Amplitude des winkelmodulierten Schwingungssignals hervor. Wie es noch im einzelnen beschrieben wird, bewirken diese Amplitudenschwankungen Phasenänderungen. In dem Wiedergabesignal treten somit abnormale Geräusche auf, die durch diese Phasenänderungen oder Phasenschwankungen hervorgerufen werden.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Demodulationsschaltung zu schaffen, bei der die durch die oben beschriebenen Ursachen hervorgerufenen Geräusche bei der Wiedergabe nicht vorkommen. Bei der Demodulation eines von einer Mehrkanal-Schallplatte abgenommenen winkelmodulierten Signals soll daher die Erzeugung abnormaler Geräuschsignale vermieden werden, selbst wenn im Pegel des winkelmodulierten Schwingungßsignalε eine abrupte Änderung stattfindet.

Eine Schaltungsanordnung zur Demodulation eines winkelmodulierten Schwingungssignals zeichnet sich unter Verwendung einer phasenstarren Schleife nach der Erfindung dadurch aus, caTi der in die phasenstarre Schleife eingebaute Phasenverglei-'.r.f.-r 'U'.rnrt ausgebildet ist, daß keine Phasenänderungen auf- '. .·<-;ι·ιι, ;.c*lb;;t wenn iiiο Kinhüllende des als Eingangssignal zu- ^eiührten winkelmodulierten Schwingungssignals Amplitudenschwankungen unterliegt.

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Nach der Erfindung zeichnet sich eine Demodulationsschaltung mit einer phasenstarren Schleife dadurch aus, daß der in der phasenstarren Schleife verwendete Phasenvergleicher derart aufgebaut ist, daß sein Wechselstromeingangswiderstand hoch ist, während der Gleichstromwiderstand einer Vorspannungsschaltung gering ist.

Insbesondere ist eine Demodulationsschaltung für eine Mehrkanal-Schallplatte in einer Demodulationsanordnung mit einer phasenstarren Schleife, enthaltend einen nach Art eines Differentialverstärkers aufgebauten Phasenvergleicher, dem ein von der Mehrkanal-Schallplatte abgenommenes winkelmoduliertes Signal zugeführt wird, und einen spannungsgesteuerten Oszillator, an den als Steuerspannung ein Teil des Ausgangssignals des Phasenvergleichers gelegt wird und dessen Ausgangssignalfrequenz den Phasenvergleicher ansteuert, nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenvergleicher eine an den Verstärker der vorausgehenden Stufe angeschlossene Eingangsschaltung und eine nach Art eines Differentialverstärkers aufgebaute Phasenvergleichsschaltung mit zwei Eingangstransistoren und diesen Eingangstransistoren zugeordneten Vorspannungswiderständen aufweist und daß der Phasenvergleicher derart ausgebildet und angeordnet ist, daß, gesehen vom Verstärker der vorausgehenden Stufe, der Wechselstromwiderstand der Eingangsschaltung einen verhältnismäßig hohen und der Gleichstromwiderstand einer die Vorspannungswiderstände enthaltenden Vorspannungsschaltung einen verhältnismäßig niedrigen Wert aufweist, so daß selbst bei veränderlicher Amplitude der Einhüllenden des winkelmodulierten Eingangssignals die Demodulation in bezug auf dieses Eingangssignal ohne Auftreten einer Phasendifferenz erfolgt.

Bevorzugte Ausführungsbeispiele der Erfindung werden an Hand von Figuren beschrieben. Es zeigen:

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Fig. 1 ein Blockschaltbild von dem grundsätzlichen Aufbau einer Ausführungsform einer zur Wiedergabe von 4-Kanal-Schallplatten dienenden Anordnung, in der man die nach der Erfindung ausgebildete Demodulationsschaltung verwenden kann,

Fig. 2 ein Schaltbild einer Ausführungsform eines Phasenvergleichers, der in bekannter Differentialverstärkungstechnik ausgebildet ist,

Fig. 3A und 3B den zeitlichen Verlauf von Signalen an der Eingangsklemme und am Punkt P der in der Fig. 2 dargestellten Schaltung,

Fig. 4 ein Schaltbild von einer ersten Ausführungsform eines Phasenvergleichers in einer Demodulationsschaltung nach der Erfindung,

Fig. 5 ein Schaltbild mit den wichtigsten Teilen einer zweiten Ausführungsform eines Phasenvergleichers nach der Erfindung ,

Fig. 6 ein Schaltbild mit den wichtigsten Teilen einer dritten Ausführungsform eines Phasenvergleichers nach der Erfindung und

Fig. 7 ein Schaltbild einer vierten Ausführungsform einer Demodulationsschaltung nach der Erfindung.

Zunächst wird an Hand der Fig. 1 eine zur Wiedergabe von 4-Kanal-Schallplatten dienende Anordnung beschrieben, in der eine nach der Erfindung ausgebildete Demodulationsschaltung verwendbar ist.

Eine mit der vorngenannten, bekannten Aufzeichnungsanordnung aufgenommene 4-Kanal-Schallplatte 10 weist ein in der einen Wand einer Tonrille aufgezeichnetes überlagertes Signal aus einem direkten Summensignal (Summe der direkten Schwingungen)

und einem winkelmodulierten Differenzsignal (Differenz der winkelmodulierten Schwingungen) von zwei Kanalsigna'len auf. Auf diese Weise ist es möglich, vier Kanalsignale in der Tonrille unterzubringen. Unter den von einem Tonabnehmer 11 von der Rille der Schallplatte 10 abgenommenen Signale wird das in der rechten Wand der Tonrille aufgezeichnete überlagerte Signal aus einem direkten Summensignal und einem winkelmodulierten Differenzsignal von zwei Kanälen einem Entzerrer 12 zugeführt, der das direkte Summensignal gemäß einer sog. RIAA-Charakteristik (Record Industry Association of America) entzerrt.

Dieses abgenommene Signal wird einerseits einem Tiefpaßfilter 13 zugeführt, in dem die winkelmodulierte Differenzsignalkomponente entfernt und nur noch die direkte Summensignalkomponente weitergeleitet wird. Diese direkte Summensignalkomponente wird über einen veränderbaren Widerstand 14 zum Einstellen der Trennung einem Entzerrerverstärker 15 zugeleitet, in der diese Komponente entzerrt und verstärkt wird. Danach gelangt die Summensignalkomponente zu einer Matrixschaltung 16.

Das Ausgangssignal des Entzerrers 12 wird anderseits an ein Bandpaßfilter 17 mit einem Filterbereich von 20 kHz bis 40 kHz gelegt, um die winkelmodulierte Differenz Signalkomponente zu erhalten. In einem Verstärker 18 wird diese winkelmodulierte Differenzsignalkomponente verstärkt und anschließend einem Phasenvergleicher 20 mit einer phasenstarren Schleife PLL (gestrichelt eingezeichnet) zugeführt. Ferner wird das am Ausgang des Bandpaßfilters 17 auftretende winkelmodulierte Schwingungssignal einer Trägerdetektorschaltung 26 zugeführt, die feststellt, ob die winkelmodulierte Schwingung vorhanden ist oder nicht. Das Ausgangssignal der Trägerdetektorschaltung 26 wird an eine automatische Geräuschsperre 25 gelegt.

Die phasenstarre Schleife 19 ist in üblicher Weise aufgebaut und sathält den Phasenvergleicher 20, einen Verstärker 21, 4in. fiefpaßfilter 22 und einen spannungsgesteuerten Oszilla-

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tor 23. Der Phasenvergleicher 20 vergleicht die Phase der zu demodulierenden winkelmodulierten Schwingung vom Ausgang des Verstärkers 18 mit der Phase der am Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators 23 auftretenden Ausgangsschwingung und erzeugt aufgrund dieses Vergleichs eine Fehlerspannung, die sich mit der Phasendifferenz ändert. Die in dem Verstärker 21 verstärkte Fehlerspannung wird über das Tiefpaßfilter 22 einerseits einem Verstärker 24 und andererseits als Steuerspannung dem spannungsgesteuerten Oszillator 23 zugeleitet.

Wenn der Verstärker 18 dem Phasenvergleicher 20 kein Eingangssignal zuführt oder wenn sich die Schleife 19 nicht im phasenstarren Zustand befindet, erzeugt der spannungsgesteuerte Oszillator 23 eine freie Schwingung mit einer Frequenz, die gleich der Trägerfrequenz (30 kHz im vorliegenden Ausführungsbeispiel) ist, mit der die Winkelmodulation in der Aufzeichnungsanordnung durchgeführt wird. Der spannungsgesteuerte Oszillator 23 wird bezüglich seiner Schwingungsfrequenz durch die Steuerspannung des Tiefpaßfilters derart eingestellt, daß sein Ausgangssignal mit einer Frequenz schwingt, die gleich der Frequenz des dem Phasenvergleicher 20 zugeführten winkelmodulierten Schwingungssignals ist. Die am Ausgang des Tiefpaßfilters 22 auftretende Spannung (gleich der Eingangsspannung des spannungsgesteuerten Oszillators 23) entspricht daher der Frequenzabweichung der dem Phasenvergleicher 20 zugeführten winkelmodulierten Schwingung. Die phasenstarre Schleife liefert somit an ihrem Ausgang ein demoduliertes Signal der winkelmodulierten Schwingung.

Die oben beschriebene Arbeitsweise der phasenstarren Schleife 19 entspricht der Funktionsweise einer herkömmlichen phasenstarren Schleife. Das Wesen der Erfindung liegt in der Art und Weise, in der die Mitnahmebereichfrequenzcharakteristik benutzt wird, wie es noch im einzelnen zu erläutern ist.

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Die phasenstarre Schleife 19 kann auch als phasenstarre Schleife arbeiten, wenn das Tiefpaßfilter 22 weggelassen ist. In diesem Fall bietet die phasenstarre Schleife den Vorteil, daß ihre Ansprechgeschwindigkeit größer ist. Bei der tatsächlichen Ausführung der Schaltung muß man darauf achten, daß eine Überlagerung der Gleichspannungssignalkomponente auf der niederfrequenten Signalkomponente in dem zugeführten winkelmodulierten Schwingungssignal vermieden wird, da die Phasenvergleichsfähigkeit des Phasenvergleichers 20 abnimmt, wenn das dem Phasenvergleicher 20 zugeführte Eingangssignal eine Gleichspannungskomponente enthält.

Das von der phasenstarren Schleife 19 gelieferte demodulierte Differenzsignal wird in dem Verstärker 24 verstärkt und anschließend der Geräuschsperre 25 zugeführt. Die Geräuschsperre 25 wird von dem Ausgangssignal der Trägerdetektorschaltung 26 derart gesteuert, daß sie eingeschaltet ist, wenn die winkelmodulierte Signalkomponente in dem Wiedergabesignal der Schallplatte 10 vorhanden ist, und ausgeschaltet ist, wenn diese Komponente nicht vorhanden ist. Die Geräuschsperre 25 verhindert somit, daß eine Geräuschkomponente am Ausgangs auftritt. Die Trägerdetektorschaltung 26 hat eine Zeitkonstante, die hinreichend groß ist, um die Geräuschsperre 25 zur Geräuschsperrung zu veranlassen, wenn beispielsweise das Wiedergabegerät keine Schallplatte abspielt. Die Geräuschsperre 25 wird daher während des Abspielens der Platte 10 durch die Abwesenheit des Signals oder durch den Abfall im Pegel infolge einer Beschädigung der Tonrille usw. nicht betätigt.

Das Ausgangssignal der Geräuschsperre 25 wird durch ein Tiefpaßfilter 27 geleitet, in dem die Trägerkomponente entfernt wird. Das Signal passiert dann einen FM-Entzerrer 28 und wird anschließend in einem Expandor 29 expandiert, der als Gegenstück eines auf der Aufnahmeseite vorhandenen Kompressois vorgesehen ist. Auf diese V/eise wird die Frequenzcharakteristik des Signals passend eingestellt. Daraufhin gelangt das Signal zur Matrixschaltung 16. Die Matrixschaltung 16 matriziert das

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ihr zugeführte Summen- und Differenzsignal und gibt an getrennten Ausgangsklemmen 30a und 30b ein erstes Kanalsignal und ein davon getrenntes zweites Kanalsignal ab.

In der Fig. 1 ist lediglich die Schaltungsanordnung für das erste und das zweite Kanalsignal (linke Kanalanordnung der Tonrille der Schallplatte 10) dargestellt. Für das dritte und vierte Kanalsignal ist eine ähnliche Anordnung vorgesehen, der das an einer Klemme 31 des Tonabnehmers 11 auftretende Signal zugeführt wird. Da der Aufbau und die Arbeitsweise der Anordnung für das dritte und vierte Kanalsignal mit dem Aufbau und der Arbeitsweise der Anordnung für das erste und das zweite Kanalsignal übereinstimmen, wird auf eine weitere Darstellung und Erläuterung dieser Anordnung verzichtet.

Eine Ausführungsform eines herkömmlichen Phasenvergleichers mit Differentialverstärkertechnik zur Anwendung als Phasenvergleicher 20 der vorngenannten phasenstarren Schleife 19 ist in der Fig. 2 dargestellt.

Einer Eingangsklemme 40 dieser Schaltung wird das winkelmodulierte Signal vom Verstärker 18 zugeführt. Über einen Kondensator C1 gelangt dieses Signal zur Basis eines Transistors Q1, Der Emitter dieses Transistors Q1 ist zusammen mit dem Emitter eines weiteren Transistors Q2 an eine Stromquelle 41 angeschlossen. Die Basis des Transistors Q1 ist über einen Widerstand R3 an einen Verbindungspunkt zwischen Basisvorspannwiderständen R1 und R3 angeschlossen. Die Basis des Transistors Q2 ist in ähnlicher Weise über einen Widerstand R4 mit dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R1 und R2 verbunden. Die Widerstände R1 und R2 liegen zwischen einer Klemme 45 einer Speisespannungsquelle mit der Spannung +Vcc und Masse (Erdpotential).

Die Transistoren Q1 und Q2 und· weitere Transistoren Q3, Q4, Q5 und 0.6 bilden die wichtigsten Teile eines Phasenvergleichers mit Differentialverstärkungstechnik. Ein.Schwingungssignal von

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gungssignal auf, und die Einhüllende der Amplitude des winkelmodulierten Schwingungssignals nimmt große Ausschläge an, wie es durch die gestrichelte Linie a in der Fig. 3A darge-/ri.c'l \ t .int.. ■ Worin (Inn winkelmodulierte üchwiriftuntfr.nigrmn clio ht der I'M/·,. ΊΛ *i/ϊt*/·.*·.".t-t> I I Leu A'miorun/'.un dur ivl nltllJ lundrn nui'~ weir. L, dann treten dieue auch über die Eingangcklemme AO in die Schaltung ein, und die obere Halbperiode dieses Signals wird durch die Diodenkennlinie zwischen der Basis und dem Emitter des Transistors Q1 gleichgerichtet, da, wie oben erwähnt, der Gleichstromeingangswiderstand hoch ist. Die Folge davon ist, daß das an dem Punkt P auftretende winkelmodulierte Schwingungssignal an seinen erhabenen und eingebuchteten Stellen asymmetrisch wird, wie es durch die gestrichelte Linie b in der Fig. 3B dargestellt ist.

Während somit das mittlere Potential des winkelmodulierten Schwingungssignals an der Eingangsklemme 40 eine gerade Linie gemäß der Linie c in der Fig. 3A ist, nimmt es am Punkt P einen veränderbaren Wert an, der durch die Kurve d in der Fig. 3B dargestellt ist. Daher tritt zwischen dem Punkt g, bei dem sich das winkelmodulierte Schwingungssignal e in der Fig. 3A mit der Linie c schneidet, und dem Punkt h, bei dem sich das winkelmodulierte Schwingungssignal f in der Fig. 3B mit der Linie d schneidet, eine Phasendifferenz von Δφ, auf. In diesem Fall wird in dem Demodulationssignal der in der Fig. 3B dargestellten winkelmodulierten Schwingung anstelle eines Differenzsignals eine abnormale Rauschkomponente erzeugt, so daß die Tonqualität der Wiedergabe stark beeinträchtigt wird.

Wenn man daher dem Gleichstromwiderstand des Vorspannungswiderstands des obengenannten Transistors einen verhältnismäßig kleinen Wert geben könnte, würde trotz eines verhältnismäßig hohen Wechselstromeingangswiderstands des Phasenvergleichers die obenbeschriebene Schwierigkeit nicht auftreten. Nach der Erfindung ist daher eine Demodulationsschaltung vorgesehen, bei der diese Anforderung erfüllt ist. Dies wird im folgenden

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dem spannungsgesteuerten Oszillator 23 wird über eine Klemme 42 den Basen der Transistoren Q3 und Q6 zugeführt. Über eine Klemme 43 wird eine Bezugsspannung an die miteinander verbundenen Basen der Transistoren Q4 und Q5 gelegt. Die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q5 und die Kollektoren der Transistoren Q4 und 0.6 führen über Anschlußklemmen 44 zum Verstärker 21. Die Kollektoren der Transistoren Q3 und Q5 und die Kollektoren der Transistoren 0.4 und 0.6 sind weiterhin über Widerstände R5 bzw. R6 an die Versorgungsspannungsklemme 45 angeschlossen. Die Emitter der Transistoren Q3 und Q4 und die Emitter der Transistoren Q5 und Q6 sind gemeinsam an· die Kollektoren der Transistoren Q1 bzw. Q2 angeschlossen.

Um dem Verstärker 18 der vorausgehenden Stufe ein Signal hinreichend hoher Amplitude entnehmen zu können, so daß die phasenstarre Schleife 19 richtig ausgesteuert wird, und um zu verhindern, daß der Phasenvergleicher 20 auf den Verstärker in schädlicher Weise rückwirkt, ist es erforderlich, daß der Eingangskreis des Phasenvergleichers einen hohen Widerstand aufweist.

Aus diesem Grund wird in der oben beschriebenen bekannten Schaltung für den Widerstand R3 ein hoher Wert gewählt, um am Verbindungspunkt P zwischen dem Kondensator C1 und der Basis des Transistors Q1 einen hohen Wechselstromwiderstand bereit zu stellen. Die genannten Widerstände R1 bis R4 können beispielsweise die folgenden Werte haben:

R1 = 10 kOr R2 = 4,7 k O, R3 = R4 = 4,7 k Q. Wenn man somit für den Widerstand R3 einen hohen Wert wählt, wird auch der durch die Widerstände R1, R2 und R3 bestimmte Gleichstromwiderstand für die Basisvorspannung des Transistors ; Q1 hoch.

Wenn nun einerseits in der Tonrille der Schallplatte Staubteilchen vorkommen oder die Rillenwände fehlerhaft oder beschädigt sind, treten ein Ausbleiben des Signals, ein Pegelabfall und andere Fehler in dem abgenommenen winkelmodulierten Schwin-

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an Hand einer Reihe von praktischen Beispielen beschrieben.

Das Schaltbild einer ersten Ausführungsform eines Phasenvergleichers in der Demodulationsschaltung nach der Erfindung ist in der Fig. 4 dargestellt, in der Schaltungsteile mit der gleichen organisatorischen Aufgabe wie bei der Schaltung nach der Fig. 2 mit gleichen Bezugszeichen versehen sind, und daher auf eine genaue Erläuterung dieser Teile verzichtet werden kann. Die Eingangsklemme 40, an der das winkelmodulierte Schwingungssignal des Verstärkers 18 anliegt, ist über den Kondensator C1 mit dem einen Ende der Primärwicklung ti eines abgestimmten Impedanzwandlertransformators T1 verbunden. Das andere Ende der Primärwicklung ti ist an Masse angeschlossen. Ein Kondensator C3 ist der Primärwicklung ti parallelgeschaltet und bildet daher eine Resonanzschaltung. Die Induktivität der Primärwicklung ti und die Kapazität des Kondensators C3 sind derart gewählt, daß die Schaltung eine Resonanzfrequenz von 30 kHz hat, die gleich der Trägerfrequenz des winkelmodulierten Schwingungssignals ist.

Die beiden Enden der Sekundärwicklung t2 des Impedanzwandlertransformators T1 sind mit den Basen der Transistoren Q1 bzw. Q2 verbunden. Widerstände R7 und R8 zur Basisvorspannung sind zwischen die Speisespannungsklemme 45 und Masse geschaltet. Der Kondensator C2 liegt dem Widerstand R8 parallel. Der Mittelpunkt der Sekundärwicklung T2 des Impedanzwandlertransformators T1 ist an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R7 und R8 angeschlossen. Im übrigen entspricht dieser Schaltungsaufbau demjenigen der herkömmlichen Schaltung.

Der eingangsseitige Wechselstromwiderstand des Phasenvergleichers 20a vom Differentialverstärkertyp ist in bezug auf die Eingangsklemme 40 durch das Verhältnis der Anzahl der Windungen n1 und n2 der Primär- und Sekundärwicklung ti und t2 sowie den eingangsseltigen Wechselstromwiderstand der Resonanzschaltung auf der Primärseite mit der Primärwicklung ti und dem

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Kondensator C3 bestimmt. Somit ist es möglich, der eingangsseitigen Wechselstromimpedanz einen verhältnismäßig hohen Wert zu geben. Bezüglich der Transistoren Q1 und Q2 ist der Basisvorspannungswiderstand gleich der Summe der parallelen Widerstandskomponente der Widerstände R7 und R8, also R7»R8/(R7+R8), und der Gleichstromwiderstandskomponente der Sekundärwicklung t2. Da die Gleichstromwiderstandskomponente der Sekundärwicklung t2 sehr klein ist und im allgemeinen in der Größenordnung von 1OQ liegt, ist sie beinahe vernachlässigbar. Darüberhinaus ist es möglich die Widerstandswerte der Widerstände R7 und R8 willkürlich klein zu wählen. Bei der nach der Erfindung aufgebauten Schaltung kann man daher dem Gleichstromwiderstand einen verhältnismäßig kleinen Wert geben, so daß unabhängig von dem Wechselstromwiderstand ein hoher Strom fließen kann.

Bei der, beschriebenen Ausführungsform der Erfindung beträgt das Verhältnis der Windungszahlen n1/n2 beispielsweise 2/1, und die Widerstandswerte der Widerstände R7 und R8 betragen 1 k Q bzw. 470 A.

Da es somit möglich ist, dem Wechselstromwiderstand einen verhältnismäßig hohen Wert zu geben, beispielsweise 4OkQ, kann man dem Verstärker 18 ein verhältnismäßig großes Ausgangssignal entnehmen. Da weiterhin der Gleichstromwiderstand verhältnismäßig klein ist, beispielsweise 330 Q , wird durch die Diodenkennlinie des Eingangstransistors Q1 keine beachtenswerte Gleichrichterwirkung mehr erzeugt, wenn das vom Verstärker 18 kommende winkelmodulierte Schwingungssignal die in der Fig. 3A dargestellten Amplitudenschwankungen aufweist. Es treten somit auch keine Phasenänderungen mehr auf, so daß es möglich ist, ein ausgezeichnetes Demodulationssignal ohne abnormale Geräu sche zu erhalten.

Ein weiteres vorteilhaftes Merkmal der beschriebenen Ausfüh rungsform der Erfindung besteht darin, daß der Mittelpunkt der Sekundärwicklung t2 des Transformators T1 an den Verbindungs-

punkt zwischen den Widerständen R7 und R8 angeschlossen ist. Aufgrund dieser Schaltungsmaßnahme ist es nur schwer möglich, daß Rauschsignale über die Masseleitung in die Schaltung gelangen.

An Hand der Figuren 5 und 6 werden weitere Ausführungsformen von Eingangskreisen für die Eingangstransistoren Q.1 und Q2 eines nach der Erfindung aufgebauten Phasenvergleichers mit Differentialverstärkung beschrieben. In den Figuren 4, 5 und sind Schaltungsteile mit gleichen oder ähnlichen organisatorischen Aufgaben mit denselben Bezugszeichen versehen.

Bei der Schaltung der in der Fig. 5 dargestellten Ausführungsform der Erfindung ist die Primärwicklung t3 eines Impedanzwandlertransformators T2 dem Kondensator C3 parallelgeschaltet. Das eine Ende der Primärwicklung t3 ist über den Kondensator C1 an die Eingangsklemme 40 angeschlossen. Das andere Ende der Primärwicklung t3 liegt an Masse. Die Sekundärwicklung t4 des Transformators T2 ist mit ihrem einen Ende über eine Klemme an die Basis des Transistors Q1 angeschlossen. Das andere Ende der Sekundärwicklung t4 führt zu dem Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R7 und R8 für die Basisvorspannung und ist über eine Anschlußklemme 51 mit der Basis des Transistors Q2 verbunden.

Mit dieser Schaltung ist es ebenfalls möglich, dem Wechselstromwiderstand einen sehr großen und dem Gleichstromwiderstand einen verhältnismäßig kleinen Wert zu geben, und zwar in ähnlicher Weise wie bei der Ausführungsform nach der Fig. 4.

In der Schaltung des in der Fig. 6 gezeigten Ausführungsbeispiels ist eine Spule T3 mit einer Windungsanzahl n3 mit ihrem einen Ende über den Kondensator C1 an die Eingangsklemme 40 und über die Klemme 50 an die Basis des Transistors Q1 angeschlossen. Der Kondensator C3 ist der Spule T3 parallelgeschaltet. Ein Anzapfungspunkt der Spule T3 ist über die Klemme 51

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mit der Basis des Transistors Q2 verbunden und an den Verbindungspunkt zwischen den Widerständen R7 und R8 angeschlossen. Das andere Ende der. Spule T3 ist mit Masse verbunden.

Bei diesem Ausführungsbeispiel sind die Windungsanzahl n3 der Spule T3 und die Windungsanzahl n4 an der Anzapfstelle derart vorgegeben, daß ihr Verhältnis 2:1 beträgt. Das bedeutet, daß die Anzapfung in der Mitte der Spule T3 vorgesehen ist.

Der Vorteil dieser Ausführungsform besteht darin, daß der Aufwand geringer ist und trotzdem die Betriebswirksamkeit mit den oben beschriebenen Ausführungsformen vergleichbar ist.

Eine weitere Ausführungsform der Demodulationsschaltung der Erfindung ist in der Fig. 7 dargestellt. Dort wird eine mit den vorangegangenen Ausführungsformen vergleichbare Betriebswirksamkeit erreicht, ohne daß ein verhältnismäßig aufwendiger Impedanzwandlertransformator wie bei den vorangegangenen Ausführung sformen verwendet wird.

Bei der Ausführungsform nach der Fig. 7 ist eine phasenstarre Schleife 60 in Form einer integrierten Schaltung mit Klemmen @ und φ vorgesehen, die den zu den Basen der Transistoren Q1 und Q2 führenden Eingangsklemmen entsprechen. Ein an der Klemme 40 anliegendes winkelmoduliertes Schwingungssignal gelangt über den Kondensator C1 und einen Widerstand R9 mit einem verhältnismäßig großen Widerstandswert zur Klemme (D . Der Verbindungspunkt zwischen Vorspannungswiderständen R10 und R11, die bei den vorangegangenen Ausführungsformen den Widerständen R7 und R8 entsprechen, ist über einen Widerstand R12 an die Klemme (^) der phasenstarren Schleife 60 angeschlossen. Weiterhin ist dieser Verbindungspunkt über einen Widerstand R13 mit der Klemme Q) verbunden. Ein Kondensator C4 ist dem Widerstand R11 parallelgeschaltet. ,

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Bei diesem Ausführungsbeispiel können die - einzelnen Bauelemente beispielsweise die folgenden Werte annehmen:

Widerstände :	R9 =	15 kQ
	RIO =	10 kQ
	R11 a	10 kQ
	R12 =	560 D
	R13 a	560 Ω
Kondensatoren:	C1 =	0,0022 F
	C4 =	1 üF

Aus den obigen Wertangaben geht hervor, daß der Widerstand R9 verhältnismäßig groß ist, so daß eine große Wechselstromimpedanz erzielt wird. Weiterhin wird durch die verhältnismäßig große Wahl des Widerstands R9 der infolge des Kondensators C1 auftretende Ladestrom auf einem kleinen Wert gehalten. Die Widerstände R12 und R13 sind gleich und klein. Es besteht kein Unterschied zwischen den Widerständen zum Zeitpunkt des Ladens und zum Zeitpunkt des Entladens des Kondensators C1, so daß die Vorspannungen hinsichtlich der Basen der Transistoren Q1 und Q2, die .an die Klemmen @ und @ angeschlossen sind, auf einem gleichen Wert gehalten werden. Weiterhin ist der Gleichstromwiderstand der Basisvorspannungswiderstände ebenfalls klein.

Mit diesem Ausführungsbeispiel wird eine.ähnliche Betriebswirksamkeit wie bei den vorangegangenen Ausführungsformen erzielt. Da jedoch der verhältnismäßig aufwendige Impedanzwandlertransformator im vorliegenden Fall nicht verwendet wird, hat die zuletzt beschriebene Schaltung einen einfachen preiswert herzustellenden Aufbau.

Die Erfindung ist auf die genannten Ausführungsformen nicht beschränkt. Es sind zahlreiche Abwandlungen und Modifikationen denkbar, die innerhalb der erfindungsgemäßen Lehre liegen«

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Claims (6)

1. Patentansprüche

   Demodulationsschaltung für eine Mehrkanal-Schallplatte in einer Demodulationsanordnung mit einer phasenstarren Schleife, enthaltend einen nach Art eines Differentialverstärkers aufgebauten Phasenvergleicher, dem ein von der Mehrkanal-Schallplatte abgenommenes winkelmoduliertes Signal zugeführt wird, und einen spannungsgesteuerten Oszillator, an den als Steuerspannung ein Teil des Ausgangssignals des Phasenvergleichers gelegt wird und dessen Ausgangssignalfrequenz den Phasenvergleicher ansteuert,
   dadurch gekennzeichnet, daß der Phasenvergleicher (20a) eine an den Verstärker (18) der vorangegangenen Stufe angeschlossene Eingangsschaltung und eine nach Art eines Differentialverstärkers aufgebaute Phasenvergleichsschaltung mit zwei Eingangstransistoren (Q1, . Q2) und diesen Eingangstransistören zugeordneten Vorspannungswiderständen (R7, R8j RIO, R11) aufweist und daß der Phasenvergleicher derart ausgebildet und angeordnet ist, daß, gesehen vom Verstärker (18) der vorangegangenen Stufe, der Wechselstromwiderstand der Eingangsschaltung einen verhältnismäßig hohen Wert und der Gleichstromwiderstand einer die Vorspannungswiderstände enthaltenden Vorspannungsschaltung einen verhältnismäßig, niedrigen Wert aufweist, so daß selbst bei veränderlicher Amplitude der Einhüllenden des winkelmodulierten Eingangssignals die Demodulation in bezug auf dieses Eingangssignal ohne Auftreten einer Phasendifferenz erfolgt.
2. 2. Demodulationsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung des Phasenvergleichers einen Impedanzwandlertransformator (T1; T2) aufweist, dessen Primärwicklung (ti; t3) an die Ausgangsseite des Verstärkers (18) der vorausgehenden Stufe und dessen Sekundärwicklung (t2; t4) mit ihrem einen Ende an die Basis des einen und mit ihrem anderen Ende an die Basis des anderen der beiden Eingangstransistoren (Q1, QZ) angeschlossen ist.

   Qnaain / ncjß9
3. 3. Demodulationsschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet-, daß zur Bildung einer Resonanzschaltung ein Kondensator (C3) der Primärwicklung (ti; t3) des Transformators (T1; T2) parallelgeschaltet ist und daß das Windungszahlverhältnis von der Primärwicklung zur Sekundärwicklung des Transformators und die Impedanz der Resonanzschaltung derart gewählt sind', daß der Wechselstromwiderstand verhältnismäßig groß ist, während die Basisvorspannungswiderstände und die Widerstandskomponente der Sekundärwicklung derart gewählt sind, daß der Gleichstromwiderstand verhältnismäßig klein ist.
4. 4. Demodulationsschaltung nach Anspruch 2,. dadurch gekennzeichnet, daß der Mittelpunkt der Sekundärwicklung (t2) des Transformators (T1) über einen der Basisvorspannungswiderstände (R7) an die Versorgungsspannungsquelle (Klemme 45) angeschlossen ist.
5. 5. Demodulationsschaltung nach Anspruch 1, ^h dadurch- gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung des Phasenvergleich'ers zur Impedanzwandlung eine Spule (T3)aufweist, die mit ihrem einen Ende an die Ausgangsseite des Verstärkers (18) der vorausgehenden Stufe sowie an die Basis des einen der beiden Eingangstransistoren (Q1, Q2), mit ihrem anderen Ende an Masse und mit ihrem Mittelpunkt über einen (R7) der Vorspannungswiderstände an die Versorgungsspannungsquelle (Klemme 45) sowie an die Basis des anderen der beiden Eingangstransistoren (Q1, Q2) angeschlossen ist.
6. 6. Demodulationsschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Eingangsschaltung des Phasenvergleichers einen an die Basis des einen der beiden Eingangstransistoren (Q1, Q2) angeschlossenen Widerstand (R9) mit einem verhältnismäßig hohen Widerstandswert aufweist und daß Widerstände (R12, R13) mit einem verhältnismäßig kleinen und gleichen Widerstandswert jeweils zwischen die Basisvorspannungswiderstände (R1O, R11) und

   «. _A α η <*Λ / Π O C Q

   die Basen der beiden Eingangstransistoren (Q1, Q2) geschaltet sind.

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