DE2062038A1 - Integrierte Hochstfrequenzschaltung - Google Patents

Description

101 M.Murat, Paris 16erae, Frankreich

Integrierte Höchstfrequenzschaltnag

Die Erfindung bezieht sich auf integrierte Hybrid-Mikrο-schaltungen für Höchstfrequenzen, insbesondere zur Verwendung als 0°-180°-Phasenschieber, als Detektor und als Mischstufe.

Die integrierten Hy.brid-Mikrosehaltungen enthalten ein Trägerplättchen, auf dem passive elektronische Schaltungselemente, wie Induktivitäten und Kondensatoren, sowie Halbleiter-Schaltungselemente angebracht sind.

Bei Mikroschaltungen sind die Halbleiter-Schaltungselemente in Form von gehäuaelosen Pillen angebracht, da sie in dieser Porm wegen des Fehlens des Gehäuses frei von der Streukapazität und der Serieninduktivität sind, die durch das Gehäuse bzw. die ira Innern des Gehäuses angebrachten Anschlussdrähte gebildet werden. Demzufolge besteht für diese Schaltungselemente auch nicht die Begrenzung der Betriebsfrequenz, die von dieser Kapazität und Induktivität verursacht wird.

Hie Mikroschaltungen können einen 3ehr verschiedenartigen Aufbau haben je nach ihrer Funktion und Betriebsfrequenz. Dies hat zur Folge, daß es bisher nur selten möglich war, Mikroachaltungen in großen Serien herzustellen.

Lei/Ba

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Das Ziel der Erfindung ist die Schaffung von integrierten Hybrid-Mikroschaltungen, die in einem ausserordentlich breiten Frequenzband verwendbar sind, und die mit einem sehr ähnlichen Aufbau bei sehr geringfügigen Änderungen verschiedenartige Funktionen erfüllen können, nämlich die Funktion eines 0°-180°-Phaaenschiebers, eines Detektors oder einer Mischstufe. Somit können die erfindungsgeraässen Mikroschaltungen selbst für kleine Mengen zu einem mäßigen Preis hergestellt werden, wobei sie dennoch eine größere Zuverlässigkeit und verbesserte Eigenschaften haben.

Eine integrierte Hochstfrequenzschaltung mit einer Diode und Einrichtungen zur Änderung des Reflexionsfaktors dieser Diode für eine Hochs tfrequen zwei Ie ist nach der Erfindung dadurch gekennzeichnet, daß ein isolierendes Plättchen mit einer zentralen Ausnehmung und zwei auf die beiden Seiten des Plättchens aufgebrachten leitenden Belägen vorgesehen ist, daß ein Metallsockel in elektrischem Kontakt mit einem der beiden leitenden Beläge in die Ausnehmunge eingesteckt ist, daß ein Bestandteil der Diode mit dem Metallsockel verbunden ist, daß die eine Elektrode einer Kapazität mit dem Metallsockel verbunden ist, und daß die andere Elektrode der Kapazität und der andere Bestandteil der Diode miteinander und mit dem anderen leitenden Belag über zwei Drähte verbunden sind, deren Abmessungen so gewählt sind, daß sie mit der Kapazität ein Tiefpassfilter bilden, dessen Ausgangsglied die Diode ist.

Ausführungsbeispiele der Erfindung sind in der Zeichnung dargestellt. Darin zeigen:

o, Fig.1 einen vereinfachten Längsschnitt durch einen O -180 Reflexionsphasenschieber, der in Form einer Mikroschaltung nach der Erfindung ausgebildet ist,

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Pig.2 eine Abänderung des Phasenschiebers von Fig.1,

Pig.3 das Ersatzschaltbild des Phasenschiebers von Fig.1 oder Fig.2,

Fig.4 Kennlinien des Phasenschiebers von Fig.1 oder Fig.2,

Fig.5 einen vereinfachten Längsschnitt durch einen Detektoröder eine Mischstufe nach der Erfindung,

Fig.6 das Ersatzschaltbild der Mikroschaltung von Fig.5_t

Fig.7 Kennlinien der Mikroschaltung von Fig.5, i

Fig.8 eine perspektivische Darstellung zur Erläuterung der Zuführung der Vorspannung bei Mikrosehaltungen nach der Erfindung,

Fig.9 ein Schaltbild einer Mikroschaltung mit einer Art der Vorspannungszuführung und

Fig.10 ein Schaltbild einer Mikroschaltung mit einer anderen Art der Vorspannungszuführung.

Die in Fig.1 im Längsschnitt dargestellte Mikroschaltung g

bildet einen 0⁰-180⁰-Reflexionsphasenschieber. Dieser O⁰-180 ^Phasenschieber enthält als HF-Eingangsglie-d (das- imallgemeinen einen Wellenwiderstand von 50 Ohm hat) eine Trägerscheibe 1 aus dielektrischem Material, von der eine Fläche vollständig mit einer Metallschicht 2 bedeckt ist, die eine Masseebene bildet, während die entgegengesetzte Fläche mit einem metallisierten Streifen 3 bedeckt ist, der den anderen Leiter der leitung bildet.

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Das Plättchen enthält eine Mittelöffnung, in die ein Metallblock 4 ragt. Auf der Aussenseite trägt der Metallblock einen Rand, der sich entweder durch Berührung oder durch Anlöten oder Anschweiasen an den Leiter 2 der Leitung anlegt. Auf der Innenseite weist der Metallbiock eine ebene Fläche auf, auf der eine Höchstfrequenz-Schaltdiode und ein Kondensator, der etwa die gleiche Höhe wie die Diode hat, befestigt sind. Der Kondensator kann beispielsweise ein MOS-Kondensator oder ein keramischer Kondensator sein. Der Kondensator Cd und die Diode D1 sind in einem gewissen Abstand voneinander in Verlängerung des Innenleiters 3 angeordnet. Die Höhe des Metallblocks 4 1st so bemessen, daß die an der Oberseite des Kondensators und der Diode vorgesehenen Dioden etwa auf der gleichen Höhe wieder Innenleiter 3 liegen. Ein Verbindungsdraht oder Verbindungsband zur Verbindung der Diode und des Kondensators mit Masse ist in zwei Abschnitten dargestellt, wobei der erste Abschnitt Ld die Elektrode der Diode D1 mit der Elektrode des Kondensators Cd und ein zweiter Abschnitt La die Elektrode des Kondensators Ca mit dem Innenleiter 3 verbinden.

Der 0°-180°-Phasenschieber kann, beispielsweise mit Hilfe von nicht dargestellten Steckstiften, an eine gedruckte Schaltung angeschlossen werden; er kann auch in einem Gehäuse untergebracht werden, wie schematisch durch gestrichelte Linien angedeutet ist, wobei dann ein koaxialer Anschluß Cx zur Verbindung des Phasenschiebers mit einer äusseren Schaltung vorgesehen ist.

Bei der in Pig,2 gezeigten Abänderung ist das "Mikrobandfeitungseleraent" durch ein "Dreifachbandleitungselement" ersetzt, das aus einem bandförmigen Innenleiter 5 besteht, der zwischen zwei plattenförmigen Aussenleitern 6A, 6B angeordnet ist. Der Rand des Metallblocks 4 liegt auf dem

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einen Aussenleiter 6A auf.Die Diode D1 und der Kondensator Ga sind mit dem Innenleiter 5, wie zuvor, mit Hilfe von Verbindungsdrähten oder Verbindungsbändern Id und La verbunden.

Eine andere Ausführungsform würde darin bestehen, daß der Phasenschieber keine innere Leitung enthält und direkt mit einer ausserhalb des Phasenschiebers liegenden Mikrokoaxialleitung oder anderenLeitung verbunden ist.

Pig.3 zeigt das Ersatzschaltbild des Phasenschiebers von Fig.1 oder 2. Die Diode D1 ist in Form einer kleinen Kapazität Co dargestellt, die parallel zu einem in Abhängigkeit von der Vor- * spannung veränderlichen Widerstand Ro liegt. Bei einer Vorspannung in der Durchlaßrichtung ist dieser Widerstand sehr klein, so daß sich die' Diode praktisch wie ein Kurschluß verhält. Bei einer Vorspannung in der Sperrichtung ist der Widerstand sehr groß, und die Diode verhält sich dann so, als ob die Kapazität Co allein vorhanden wäre. Die Verbindungsdrähte La, Ld und die Kapazität Cd bilden ein Siefpaßfilterglied, wobei der Ausgang dieses Filters, je nach der Vorspannung der Diode D1, für niedrige Frequenzen als Kurzschluß oder als Leerlauf erscheint. D.er Eingang ist an eine Übertragungsleitung X1, X2 angeschlossen, über welche eine ankommende · elektromagnetische Welle zugeführt und die reflektierte Welle abgeführt wird. f

Wenn die Kapazität Co der Diode D1 den Wert Null hätte,undwenn bei einer Vorspannung in der Sperrichtung der Widerstand Ro Unendlich groß wäre, brauchte die Diode D1 nur am Ende der Übertragungsleitung X1, X2 angeordnet zu werden, damit die reflektierten Wellen , je nach der Vorspannung der Diode in der Durchlaßrichtung oder in der Sperrichtung, einen gegenseitigen Phasenunters cn led von 180° aufweisen. In der Praxis wird jedoch der Phasenunterschied kleiner als 180°, wenn die Frequenz der Welle einige Gigahertz erreicht, denn die Kapazität der Diode überbrückt den Leerlauf, selbst

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wenn besondere Mikrowellen-Schaltdioden verwendet werden, wie PIF-Dioden , Schottky-Dioden, "Snap off" -Dioden oder Varaktoren (Fig.4, Kurve B).

Erfindungsgemäß sind die Bestandteile La,Ld, Gd des Tiefpaßfilter glieds so bemessen, daß die Reflexionsfaktoren als Funktion der Frequenz am Eingang des Filters zwischen den beiden Schaltungszuständen des Kurzschlusses und des Leerlaufs eine Phasendifferenz von abgeflachter Form oder mit festgelegter Welligkeit (wie bei der iachebischeff-Kurve)auf-' weist, wie die Kurve A von Fig.4 zeigt. Diese Kurve ist eine Gerade für die Frequenzen von O bis 10 GHz. Unter diesen Bedingungen kann man mit Dioden, die eine Kapazität von einigen Picofarad haben, einen Phasenunterschied erreichen, der von niedrigen Frequenzen bis zu Frequenzen über 10 GHz praktisch gleich 180° ist.

Bsi einem praktischen Ausführungsbeispiel der Erfindung, bei welchem die Kapazität Go der Diode den Wert 0,2 pF hatte, wählte man La = 0,22 nH, Ld =0,9 nil und Cd = 0,25 pF. Die damit erzielten Ergebnisse lassen sich aus Fig. 4 erkennen, in der als Funktion der Frequenz f in Gigahertz die Phasendifferenz /^tedes erfindungsgemässen Phasenschiebers (Kurve A) aufgetragen ist, im Vergleich zu der Kurve B, die beim Fehlen der Schaltungselemente La, Ld, Cd des Filterglieds erhalten würde. Es ist zu erkennen, daß auf der Kurve A die Phasendifferenz bis 10 GHz gleich 180° mit einem maximalen Fehler von 5$ bleibt, während die Kurve B bei der gleichen Frequenz eine Phasenverschiebung Von etwa 120° anzeigt.

Bei diesem Ausführungsbeispiel ist die Eingangsleitung X1, X2 eine klassische Leitung (Koaxialleitung, Dreifachbandleitung oder Mikrobandleitung) mit einem Wellenwiderstand von 50 Ohm. Der Leitungsabschnitt 1, 2, 3 ist eine Mikrobandleitung und enthält ein Tragerplatteheη 1 aus Aluminiumoxid. Die Diode D1 ist eine PIN-Diode (d.h. eine Diode mit einem

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Halbleiter|ilättchen mit drei Zonen des Leitungstypg P, I bzw. N). Der Kondensator Cd ist eine MOS-Kapazität (Metall-Oxid-Halbleiter-Kapazität), die besonders für den Betrieb bei hohen Frequenzen geeignet ist und Abmessungen hat, die etwa gleich denjenigen der PIN-Diode sind. Die Diode sowie die Kapazität haben die Form einer gehäuselosen Pille, die durch kein Gehäuse geschützt ist.Die Diode und die Kapazität sind beispielsweise mit Hilfe einer Au-Si-Legierung oder einer Au-Ge-Legierung auf den Metaliblock: 4 aufgelötet, der aus vergoldetem Kupfer oder aus vergoldetem "Kovar" bestehen kann. Die Verbindungadrähte oder Verbindüngsbänder La und Ld , die über der Innenfläche des Metallblocks 4 gespannt sind, bilden eine Masseebene und verhalten sich wie die Leiter einer Leitung mit hohem Wellenwiderstand Z_n und einer Länge 1, die klein gegen die Wellenlänge ist; diese Drähte verhalten sich daher wie Induktivitäten L=Z„l/c (wobei c die Lichtgeschwindigkeit ist). Die Werte dieser Induktivitäten werden durch Einwirkung auf den Abstand der Drähte von der Masseebene , auf ihre Länge und auf ihre Breite eingestellt. In dem zuvor angegebenen Beispiel betrug die Höhe· der Diode und der Kapazität 0,15 mm. Die Induktivität La = 0,22 nH wurde mit einem Band von 0,18 mm Breite und einer Länge von 0,7 mm erhalten, und die Induktivität Ld = 0,9 nH mit einem gleichen Band von 2,7 mm Länge.

*■*

Fig.5 zeigt im Schnitt eine andere A_asführungsform, bei welcher die integrierte Mikroschaltung entweder einen Detektor oder eine Mischstufe bilden kann.

Der wesentliche Unterschied zwischen den Ausführungsformen von Fig.1 und Fig.5 besteht darin, daß die Diode D1 von Fig.1 bei der Anordnung von Fig.5 durch eine Serienschaltung aus einer Diode D2 und einer Kapazität C2 ersetzt ist.

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Im Fall einer Mischstufe werden die beiden zu mischenden Wellen über die Eingangsleitung geschickt. Man erhält daaaan den Klemmen der Diode die Zwischenfrequenzschwingung.

Im Fall dnes Detektors wird die amplitudenmodulierte Welle über die Eingangsleitung geschickt. Das Niederfrequenzsignal erscheint dann an den Klemmen eier Diode.

Die ganze Anordnung hat die Form einer Scheibe analog derjenigen von Fig.1.

Fig.6 zeigt das Ersatzschaltbild der Mikroschaltung von Fig.5· Damit eine richtige Demodulation oder Mischung erhalten wird, wird vorzugsweise eine Schottky-Diode oder eine Tunneldiode verwendet. Ein Anschlussdraht 7, der zur Zuführung der Vorspannung zu der Diode D2 dient, ist an den Verbindungspunkt zwischen der Diode D2 und dem Kondensator C2 angeschlossen.

Wenn an der Diode D2 keine Vorspannung liegt, oder wenn sie geringfügig in der Durchlaßrichtung vorgespannt ist, ist sie einer Kapazität G äquivalent, die von einem Widerstand R überbrückt ist, der von der Steilheit der Diodenkennlinie abhängt. Die Mikroschaltung vonFig.5 bildet dann einen Detektor.

Wenn die Vorspannung der Diode D2 dem mittleren Arbeits-punkt des Überlagerungsoszillators entspricht, bildet die Mikroschaltung von Fig.5 eine Reflexions-Mischstufe.

Bei der Anordnung von Fig.5 sind , wie im Fall von Fig.1 die MOS-Kapazität Cd sowie die Länge und die Breite der Verbindungsdrähte La und Ld in Abhängigkeit von dem RC-Faktor der am Eingang liegenden Diode so bemessen, daß ein Impedanzanpassungs-Filterglied mit flachem Frequenzgang gebildet wird. Es wird angenommen, daß die Kapazität C2 im vorliegenden Fall so groß ist, daß sie sich im Mikro-

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Wellenbereich praktisch wie ein Kurzschluß verhält, so daß dann eine vollständige Analogie zwischen Fig.! und Tig,5 besteht.Man könnte übrigens auch im Fall des Reflexions-Phasenschiebers eine Kapazität verwenden, die in gleicher Weise wie die Kapazität 02 angeordnet ist, damit eine Vorspannung an die Diode angelegt werden könnte, falls die Vorspannung oder eine Modulation nicht direkt über den Mittelleiter der Eingangsleitung übertragen werden könnte. Umgekehrt könnte man auch die demodulierte Schwingung oder die Zwischenfrequenz über die Eingangsleitung entnehmen, wobei dann die Detektordiode D2 * wie die Diode BI von Fig.1 direkt anMasse angelötet wäre.Es ist aber zu bemerken, daß im Falle eines Detektors oder einer Mischstufe ein bestimmtes Araplitudenverhalten und nicht, wie im Fall des Reflexions-Phase ns ch ie be rs, ei η bestimmtes Phasenverhalten gewünscht wird.

Demzufolge wird im Fall eines 0⁰-180°-Phasenschiebers die Schaltdiode, sei sie eine PIN-Diode, eine "Snap off-Diode, eine Schottky-Diode odereine sonstige Diode so gewählt, daß ihre Eigenschaften einen Kompromiß" hinsichtlich der Verluste, der Spitzenleistung und der gewünschten Schaltzeiten darstellen. Zur Erzielung einer Amplitudenmodulation wird vorzugsweise eine PIN-Diode verwendet. Der Aufbau des Tiefpaßfilters erfolgt über die Phase des Reflexionsfaktors am Eingang des Filters, indem man eine möglichst gleichförmige Phase zu erzielen sucht.

•4.

Im Fall eines Detektors oder einer Mischstufe wählt man als Detektordiode eine Schottky-Diode, eine Tunnel-Diode oder eine soaetigjDiode.Der Aufbau des Filters erfolgt über die Amplitude des Reflexionsfaktors, wobei man eine möglichst gute Anpassung des RC-Fa ktors zu erreichen sucht.

Fig.7 zeigt die Änderung des Stehwellenverhältnisses T.OS--als Funktion der Frequenz f einerseits in dem Fall, daß in

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dem Detektor oder in der Mischstufe nur eine Diode allein ohne Korrektur ihrer Kapazität verwendet wird (Kurve G) und andererseits in dem Fall eines Detektors oder einer Mischstufe gemäß Fig.5(Kurve H). Es ist zu erkennen, daß das Stehwellenverhältnis auf der Kurve G parabolisch ansteigt, während es auf der Kurve H von tiefen Frequenzen, die nur durch den Wert der Kapazität G2 begrenzt sind, bis nahezu 12 GHz kleiner als 1,4 bleibt.

erfindungsgemäsaen Mikroschaltungen können auch als Modulatoren verwendet werden. In diesem Fall werden sie durch ein Videosignal oder Zwischenfrequenzsignal gesteuert, das man über den Mitteleiter der HF-Eingangsleitung einführen kann. Dies kann ausaerhalb der Mikroschaltungen geschehen, oder direkt auf den Mikrοschaltungen, beispielsweise mit Hilfe eines sehr feinen einfaches Drahtes, der den Mittelleiter mit eine?? liefpaflkapazltät verbindet.

Fig.8, 9 und 10 zeigen besondere Ausführungsformen der Erfindung, bei denen zur Verbesserung der HF-Bandbreite und der Entkopplung zwischen mittleren und hohen Frequenzen der Draht das Abschlußglied eines Hochpassfilters ist, das mit einer Serienkapazität und mit einem weiteren Draht gebildet ist, der dem zuvor erwähnten Draht ähnlich, aber mit Masse verbunden ist, usw. je nach dem gewünschten Entkopplungsgrad.

Fig.8 zeigt einen Draht Lp, der mit einem Ende an den MittelLeiter X1 über eine Kapazität Cd angeschlossen ist, während sein anderes Ende mit dem Metallblock 4 und daher mit dem Masseleiter X2 über eine Tiefpaßkapazität Gp verbunden ist. Ein weiterer Draht Lm verbindet die Kapazität Cl direkt mit der Masse des Metallblocks 4. Der Vorspannungseingang 8 kann an der Tiefpaßkapazität Gp liegen. Fig.9 zeigt das Ersatzachalt bild , aus dem zu erkennen ist, daß

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die Schaltungselemente Lm, Cl , Lp und Cp ein Hochpaß-filter bilden.

Falls die Diode D2, wie im Fall von Fig.5 über eine Entkopplungskapazität 02 liegt, kann die Vorspannung an dem gemeinsamen Punkt 7 zwischen der Diode D2 und der Kapazität 02 angelegt werden* Der Draht Lp ist dann direkt mit dem Metallblock 4 verbunden. Fig.10 zeigt das Ersatzschaltbild dieser Ausführungsform.

Eine Abänderung besteht darin, daß die Mikroschaltung die beiden Vorspannungseingänge 7 und8 gleichzeitig

aufweist, so daß diese wahlweise verwendet werden t

können, beispielsweise zu dem Zweck, die Demodulationsrichtung der Diode zu wählen.

Zwei Schaltungen dieser Ausführungsform können auf einem gemeinsamen metallischen.iräger gebildet werden, wodurch es möglich wird, unmittelbar Gegentaktmisch stufen oder übertragende Phasenschieber und Modulatoren dadurch zu erhalten, daß die beiden Vorspannungseingänge 7 und 8 mit den beiden Ausgängen eines 3dB-Richtkopplers verbunden werden. '

Bei diesen A_usführungsformen erhält man eine Verbesserung λ

der Entkopplung zwischen mittleren und höheren Frequenzen, wenn der Draht Lp als Abschlußglied eines Hochpaßfilters angesehen wird. Auf andere Weise kann man die Entkopplung zwischen mittleren und hohen Frequenzen dadurch verbessern, daß die zuvor erwähnten I ie fpaßkapa Zitaten als Abschlussglied eines Tiefpaßfilters angesehen werden, deren Längszweig-Induktivitäten und Querzweigkapazitäten auf der Mikroschaltung selbst angeordnet sein können.

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Die erfindungs<pmässen Mikroschaltungen können im gesamten klassischen Mikro-Wellen-Frequenzband bis zu 10 GHz und selbst darüber hinaus verwendet werden, während vergleichbare Mikroschaltungen, die nach dem bisher bekannten Stand der Technik hergestellt sind, nur über wenig mehr als ;! Oktave befriedigend betrieben werden können. Die höheren Leistungen der erfindungsgemässen Mikroschaltungen beruhen auf der Verwendung des Blindwiderstands der halbleiterkörper selbst als Abschlußglied eines Filters mit konzentrierten Schaltungselementen.Auf diese Weise ist die Bandbreite im wesentlichen nur durch die dem Halbleiterkörper innewohnenden Eigenschaften beschränkt.

Die erfindungsgemässen Mikroschaltungen können auf verschiedenen Gebieten der Elektronik angewendet werden. Beispielsweise können die Detektoren und Mischstufen bei Radar-und Fernmeldeerapfängern Verwendung finden; die Phasenschieber können für die Phasencodierung und bei Antennen mit elektronisch gesteuerter Strahlablenkung verwendet werden.

Patentansprüche

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Claims (5)

1. Patentansprüche

   1,1 Integrierte Höchstfrequenzschaltung mit einer Diode und Einrichtungen zur Änderung des Reflexionsfaktors dieser Diode für eine Höchst frequenz welle, dadurch gekennzeichnet, daß ein isolierendes Plättchen mit einer zentralen Ausnehmung und zwei auf die beiden Seiten des Plättchens aufgebrachten leitenden Belägen vorgesehen ist, daß ein Metal!sockel in · elektrischem Kontakt mit einem der beiden leitenden Beläge in die Ausnehmung eingesteckt ist, daß ein Bestandteil der Diode mit dem Metallsockel verbunden ist·, daß die eine Elektrode einer Kapazität . mit dem Metallsockel verbunden ist, und daß die andere Elektrode der Kapazität und der andere Bestandteil der Diode miteinander und^} mit dem anderen leitenden Belag ' über zwei Drähte verbunden sind, deren Abmessungen so gewählt sind, daß sie mit der Kapazität ein (Tiefpaßfilter bilden, dessen Ausgangsglied die Diode ist.
2. 2. Integrierte Höchstfrequenzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden leitenden Beläge des Plättchens mit dem Leiter bzw· der Masse ebenen einer flachen Übertragungsleitung verbunden sind·
3. 3. Integrierte Höchstfrequenzschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß zwischen der Diode und dem Metallsockel eine Entkopplungskapazität" angeordnet' ist;" und daß ein Vorspannungseingang an dem Verbindungspunkt zwischen der Entkopplungskapazität und der Diode vorgesehenist.
4. 4. Integrierte Höchstfrequenzschaltung nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet; daß eine Tiefpaß-Kapazität an dem Metallsockel und eine weitere Kapazität an dem Leiter der Leitung angebracht sind, daß die weitere Kapazität mit dem

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   Meta 11 a ο ck el durch einen ersten dünnen Draht und mit der Tiefpaß-Kapazität durch einen zweiten dünnen Draht verbunden ist, und daß der zweite dünne Draht das Abschlußglied eines Hochpaßfilters iat.
5. 5. Integrierte Höchstfrequenzschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass in den leiter der Leitung eine Kapazität eingeschaltet ist, die mit dem Metallsockel durch zwei getrennte Drähte verbunden ist, von denen einer das Eingangs glied eines Band filters ist.

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