DE2057632B2

DE2057632B2 - Verfahren und vorrichtung zur bestimmung des spontanen potentials von erdformationen

Info

Publication number: DE2057632B2
Application number: DE19702057632
Authority: DE
Inventors: Nick A Danen Conn Schuster (V St A) E21b47 024
Original assignee: Societe de Prospection Electnque Schlumberger, Paris
Priority date: 1969-12-03
Filing date: 1970-11-24
Publication date: 1972-01-27
Also published as: US3638105A; FR2072642A5; GB1335357A; HU164110B; SE368283B; ES386094A1; ZA707803B; NO132884B; JPS5029402B1; SU679165A4; IE34763B1; AT316890B; NL7017655A; PL70847B1; NO132884C; TR16826A; OA03533A; DE2057632A1; IE34763L; CA937285A

Description

Die Erfindung bezieht sich auf Bohrlochuntersuchungsverfahren und Vorrichtungen, nämlich auf Verfahren und Vorrichtungen für die Bestimmung des spontanen Potentials, das in Erdformation vorliegt, die von einem Bohrloch durchteuft sind.

Das spontane Potential oder Eigenpotential, nachfolgend kurz SP genannt, ist das Potential, das natürlich entsteht durch elektrochemische Phänomene in den Formationen. Diese elektrochemischen Phänomene bewirken, daß elektromotorische Kräfte an den Kontaktstellen /wischen dem Bohrschlamm oder seinem Filtrat und dem Formationswasser in den Poren permeabler Lagerstätten entstehen und quer zu den benachbarten Schichten. Bei dem typischen .S'P-fie.slimmungsverfahren wird das Potential gemessen zwischen einer Oberfiächen-Bezugselektrodc und einer Elektrode in der leitenden BohrschlammsäuIc, während diese letztere Elektrode längs den unterschiedlichen Formationen geschleppt wird. Der Charakter des durch diese Messungen erzeugten SP-Logs hängt zum großen Teil ab von dem Bohrlochschlamm und den Formationen, die im Spiel sind, und wird verwendet, um permeable Lagerstätten aufzufinden und die Werte des Formationswasser-Widerstandes zu ermitteln.

Zwar haben sich Systeme für die Bestimmung des .SV im allgemeinen bisher als befriedigend erwiesen, doch liegen eine Anrihl von Faktoren vor. welche Fehler in die gewöhnliche SP-Mcssung einführen können, wenn die üblichen Meßsysteme Verwendung finden. Beispielsweise wird häufig magnetisches Rauschen in den SP-Draht induziert, der mit der Bezugselektrode an der Oberfläche der Erde verbunden ist durch das Magnetfeld eines magnetisieren beweglichen Teils des Haspclmechanismus, mit dem das Kabel an der Erdoberfläche ausgelegt oder eingeholt wild.

Darüber hinaus können Streuströme von einer Vielzahl verschiedener Quellen das Potential an der Oberflächcn-SP-Bezugselektrode beeinflussen. Da die Potcntialdifferenz zwischen dieser Oberflächen bezugselektrode und der S/'-Elcktrode im Bohrloch gemessen wird, erscheint dieses Rauschpotential an der Oberflächen-SP-EIcktrode in den SP-Logs als Rauschen. Einer dieser Gründe für das Oberflächcn-Elektrodenrauschen rührt her von den sich ändernden Potentialen in der Erde infolge Strömen, die von einem galvanischen Element erzeugt werden, das seinerseits durch das Zusammenwirken von Kabclarmicrung. Bohrschlamm und der Auskleidung des Bohrlochs gebildet wird. Der Strom von diesem Element ist ein Fehlerstrom wegen des intermittierenden Kontakts zwischen der Kabelarmierung und der Bohrlochauskleidung. Ein anderer Grund für solches Oberflächen-Elektroden-Rauschen rührt von dem MagneUeld her, das durch Generatoren und Motoren am Bohrlochort erzeugt wird. Eine weitere Quelle für Rauschen, welches das Potential an der Oberflächen-SP-Elektrode beeinflußt, sind die sogenannten tellurischen Ströme. Tellurische Ströme sind natürlich vorkommende elektrische Wechselströme, die im wesentlichen in horizontalen Schichten nahe der Erdoberfläche fließen. Diese tellurischen Ströme werden in die Erde induziert durch Ströme, die in den oberen Schichtender Atmosphäre vorliegen, die unter der ionisierendsn Wirkung der Sonnenstrahlung hochleitend geworden sind.

Diese Probleme, welche dk Stabilität der Oberflächen-SP-Elektrode beeinflussen, werden noch akuter, wenn die Messungen in Bohrlöchern vor der Küste durchgeführt werden. Der Hauptgrund dafür liegt darin, daß es schwierig ist, die Oberflächen-Bez'jgs-SP-Elektrode zu isolieren wegen des leitenden Seewassers. Auch führt die Nachbarschaft verschiedener Metalle in einem guten Elektrolyten (Seewasser) zu allen möglichen Formen von galvanischen Elementen, die sich mit der Wellenbewegung ändern. Zusätzlich zu den Rauschquellen, welche auf die Oberflächen-SP-Elektroden einwirken, liegen eine Anzahl von Rauschquellen vor, welche die im Bohrloch befindliche SP-Elektrode beeinflussen. Dabei kann es sich einmal um bimetallisches Rauschen handeln, hervorgerufen durch Ströme in der Formation und der Bohrschlammsäule, welche von einem galvanischen Element erzeugt werden zwischen unterschiedliehen Metallen der im Bohrloch befindlichen Untersuchungsapparatur. Zusätzliches Rauschen wird erzeugt durch die Polarisierung der im Bohrloch befindlichen SP-Elektrode, womit das Potential dieser Elektrode zu unerwünschten Änderungen veranlaßt wird. Die Höhe dieses PolarisiUionsrauschens ist gewöhnlich jedoch so niedrig, daß es vernachlässigbar ist. Das Polarisationsrauschen ist zunächst einmal ein Gleichkomponenten- oder Grundliniendriftrauschen, während die anderen obenerwähnten Rauschquellen vorzugsweise Wechsel- oder Hochfrequenzrauschen hervorrufen.

Um ein rauschfreies SP-Log herzustellen, ist bereits vorgeschlagen worden, das Differcntial-SP zu messen bzw. den SP-Gradienten. d. h. die Differenz des Potcntials zwischen zwei in relativ dichtem Abstand voneinander befindlichen, im Bohrloch angeordneten Elektroden, und diese Differenz des Potentials zu integrieren, um einen korrekten SP-Wert zu erhalten. Jedes Gleichzusehen durch Polarisation oder irgendein Nullfchler eines Verstärkers wird jedoch in einen sehr großen Fehler in relativ kurzer Zeif durch den Integrator verwandelt, der in einen:· solchen System vorliegen muß.

Es ist auch vorgeschlagen worden, die SP-Elektrode in Bezug zu setzen auf die Armierung des Kabels, an dem das Bohrlochuntersuchungsgerät im Bohrloch hängt, und zwar an einem Punkt nahe dem Unterendc dieser Armierung. Da die elektrischen Leiter, welche die Obcrflächcnelektronik mit der SP-Elek-

f'5 trode und der Kabelarmierung verbinden, gemeinsam durch das Kabel laufen und die Kabelarmicrung ziemlich weit entfernt von der Oberfläche der Erde ist. wo ein hoher Anteil von Wechselrauschen erzeuet

wird, kann eine S7^J-Messung, die auf diese Weise erzeugt wird, relativ frei von Wechsclrai'schcn sein.

Eine solche Meßanordnung zwischen S/'-Elektrode und Armierung ist jedoch nicht vollständig fehlerfrei. Wenn sich nämlich irgendein Teil der Armierung, die ja einen endlichen Widerstand aufweist, nahe einer Formationslagerstätte mit merkbarem SP befindet, wird das Potential auf der Armierung auf eine Größe gelangen, die in bestimmter Weise von diesem Sf abhängt und damit einen Fehler in die resultierende SP-Messung einführen. Aus diesem Grunde ist ein solches Meßschema bisher nicht zu praktischer Bedeutung gelangt.

Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es. ein verbessertes Verfahren und zur Durchführung des Verfahrens geeignete Vorrichtungen für die Bestimmung von Spontanpotentialen in Erdformationen, die von einem Bohrloch durchteuft sind, zu schaffen, derart, daß Anzeigen des tatsächlichen Spontanpotentials erhalten werden, die nahezu von rauschbedingten Fehlern frei sind.

Diese Aufgabe wird bei einem Verfahren zur Bestimmung des spontanen Prtentials von Erdformationen, durch die ein Bohrloch abgeteuft ist. bei welchem mindestens eine Potentialmcßelektrode längs des Bohrlochs bewegt wird zur Erfassung von ersten Meßwerten, die eine Funktion des sich mit der Tiefe der Elektrode im Bohrloch ändernden spontanen Potentials repräsentieren, dadurch gelöst, daß mit der Elektrode eine weitere Elektrode oder ein anderes Meßelement für elektrische Parameter durch das Bohrloch bewegt wird zur Erfassung zweiter Meßwerte, die eine Funktion des sich mit der Tiefe des Meßelements im Bohrloch ändernden spontanen Potentials repräsentieren, und daß ein Meßwertausganc der Elektroden erzeugt wird, der eine Funktion darstellt von Komponenten der Meßwerte der ersten und zweiten Elektroden aus unterschiedlichen Frequenzbändern und als repräsentative Angabe für das spontane Potential der Erdformation der Auswertung zugeleitet wird. Demgemäß sind mindestens zwei Elektroden oder eine Elektrode und ein äquivalentes Meßelement vorgesehen, die durch das Bohrloch bewegt werden, und eine dritte Elektrode, die nahe oder auf der Erdoberfläche angeordnet ist. Es werden die natürlich auftretenden Potentiale auf jeder Elektrode bestimmt, und diese gemessenen Potentialwerte werden benutzt, um das Ausgangssignal zu erzeugen, das repräsentativ ist für das Spontanpotential einer Erdformation.

In einer Ausführungsform können die beiden beweglichen Elektroden eine Elektrode an einer Bohrlochuntersuchungsapparatur in einem Bohrloch und die Armierung des Kabels umfassen, an dem die Apparatur aufgehängt ist. In einer anderen Ausführungsform können diese beiden Elektroden zwei in dichtem Abstand voneinander angeordnete Elektroden auf der Bohrlochapparatur umfassen, um eine Messung des Gradienten zu erhalten, die dann inteeriert werden kann. Die Hochfrequenzkomponenten entweder der zwischen der Apparaturelektrode und der Armierung gemessenen Potentialdifferenz oder der integrierten Gradientenmessung können Verwendung finden in Verbindung zwischen einer an der Bohrlochapparatur befindlichen Elektrode und der Oberflächenelektrode, um so das Spontanpotential zu bestimmen.

Die erfindungsgemäße Vorrichtung zur Erfassung des spontanen Potentials von Erdformationen, die von einem Bohrloch durchteuft sind, zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens, umfaßt eine erste Potentialmeßelektrode, die für die Bewegung durch das Bohrloch aufgehangen ist. einen Schaltkreis, der an die erste Elektrode angekoppelt ist zur Ableitung eines Signals, das eine Funktion von Spontanpotentialänderungen mit der Tiefe der ersten Elektrode im Bohrloch repräsentiert, sowie Signalverarbeitungseinrichtungen, die über den Schaltkreis an die erste Elektrode angekoppelt sind, und ist im wesentlichen dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungseinrichtung an ein weiteres Meßelement für elektrische Parameter angekoppelt ist. das für die Bewegung mit der ersten Elektrode durch das Bohrloch aufgehangen ist zur Ableitung eines zweiten Signals, das eine Funktion von Spontanpotentialändcrungen in Abhängigkeit von der Tiefe des Mcßelemcnts im Bohrloch repräsentiert.

Es sei ergänzend noch darauf hingewiesen, daß es aus der Literaturstclle »Journal of Petroleum Technology«. 1964. S. 1411 bis 1416. an sich bekannt ist. bei der Dichtemessuni; von Bohrlöcher umgehenden Erdformationen zwei Detektoren im Abstand voneinan-

2s der anzuordnen und deren Meßwerte zu einem (korrigierten) Meßwertausgang zu kombinieren. Damit soll klargestellt werden, daß kein Schutz für das Vorsehen zweier Detektoren bei Hohrlochuniersiichungen und die Kombination von deren Meß-

-10 werten zu einem korrigierten Verarbeitungswert schlechthin begehrt wird.

Die Erfindung soll nachstehend unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher erläutert werden.

Fig. I ist eine schematische Darstellung einer Aiisführungsform des Erfindungsgegenstandes. mit der Anzeigen des spontanen Potentials der von einem Bohrloch durchteuften Erdformationen erhalten werden:

F i g. 2 ist ein Diagramm, der Leistung über der Frequenz für verschiedene Komponenten der Signale, welche von den Elektroden der F i g. I erzeugt werden:

F i g. 3 ist eine schematische Darstellung einer anderen Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes:

F i g. 4 zeigt ein Diagramm der Amplitude über der Frequenz für bestimmte Schaltkreise der Fig. 3: F i g. 5 ist ein Schaltungsdiagramm der Vorrichtung gemäß F i g. 3 in größeren Einzelheiten:

F i g. 6 A und 6 B zeigen Wellenformdiagramme. an Hand deren die Wirkungsweise eines Teils der Anordnung gemäß F i g. 5 erläutert wird:

F i g. 7 zeigt eine weitere Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes:

F i g. 8 zeigt eine weitere Ausführungsform des Erfindungsgegenstandes und

F i g. 9 stellt das Frequenzverhalten bestimmter Schaltkreise in F i g. 8 dar.
In F i g. 1 erkennt man ein Bohrloch 10. das mit einem üblichen leitenden Bohrschlamm 11 gefüllt ist und Erdformationen 12 durchteuft. Ein Elektrodensystem 13 mit Elektroden 14 und 15, die einen vertikalen Abstand von »α« voneinander aufweisen, ist an dem Bohrloch an dem Ende eines Mchrleiterkabeis (nicht dargestellt) aufgehangen für die Ermittlung des Spontanpotentials der Formaiionen 12. Ein Paar von Leitern 16 und 17 verbindet die im Bohrloch befindlichen Elektroden 14 und 15 mil der

Erdoberfläche, wo die Potentiale, welche von den Elektroden 14 und 15 'ingenommen werden, verarbeitet werden zur Erzeugung von Anzeigen des Spontanpotentials der benachbarten Erdformationen 12.

An der Erdoberfläche sind die leiter 16 und 17 an den Eingang eines Differentialverstärkers 18 geführt, der das Potential der unteren Elektrode 15 vom Potential der oberen Elektrode 14 subtrahiert. • m ein Ausgangssignal I.S'P zu erzeugen, ds.r- proportional ist der Potentialdifferenz oder dem Gradienten !wischen den Elektroden 14 und 15. Der Leiter 17 «nd ein Leiter 19. der an eine Elektrode 19« angeschlossen ist, welche in die Erde an der Oberfläche tingebettct ist. sind verbunden mit den Eingängen •ines Differentialverstärkcrs 20. um so ein Ausgangs- «gnal zu erzeugen, das repräsentativ ist für die lOtentialdifferenz zwischen den Potentialen an diesen beiden Elektroden. Dieses Ausgangssignal vom Verstärker 20 entspricht der gewöhnlichen .Spontanpotentialmessung und wird mit SP bezeichnet. Die Ausgangssignale von den Verstärkern 18 und 20 werden dann einem Signalverarbeitungsschaltkrei.s 21 iugeführt. der die ihm aufgegebenen Eingangssignale gemäß der vorliegenden Erfindung verarbeitet, um so •ine verbesserte SP-Messung zu bewirken. Diese »erbesserte SP-Messung wird einem galvanometrischen Aufzeichnungsgerät 22 zugeführt.

Bevor rläutert wird, wie der Signalverarbeitunesjchaltkrcis 21 arbeitet, um das verbesserte SP-Ausgangssignal zu erzeugen, soll zunächst auf einige theoretische Erwägungen eingegangen werden. Die gewöhnliche SP-Messung. repräsentiert durch das Ausgarviisignal \om Verstärker 20. unterliegt verschiedenen Rauscheinflüssen, die oben erwähnt wurden Diese Rauscheinfliisse können unterteilt werden in zwei Kategorien, nämlich Hochfrequenzrauschen und Niederfreqiien/rauschen. Das Hochfr:quen/rauschen. wie oben erwähnt, wird hervorgerufen durch Phänomene wie tcllurisehe Ströme. Bimetallismus. Gestängerauschen usw. und hat im allgemeinen eine Periodendauer in der Größenordnung weniger Sekunden oder darunter. Das Niederfrequenz- oder Gleichrauschen rührt im allgemeinen von der Elektrodenpolarisation her und ist gewöhnlich unschädlich, soweit die gewöhnlichen SP-Messungen betroffen sind wegen der niedrigen Größe dieses Polarisationsrauschcns relativ zu dem gemessenen SP. Wie oben bereits erwähnt wurde, ist jedoch das Hochfrequenzrauschen im allgemeinen störend, soweit die gewöhnliehe SP-Messung (Ausgang des Verstärkers 20) betroffen ist. Demgemäß kann das Ausgangssignal SP des Verstärkers 20 als Γ -Λ" geschrieben werden, wobei Γ das wahre SP-Signal ist (d.h. gleich dem Potential ist. das gemessen wird zwischen den Elektroden 15 und 19c/ bei Abwesenheit von Rauschen) und .V die Hochfrequenz-Rauschkomponente ist.

Das ISP-Signal vom Verstärker 18 ist meistenteils frei von diesen Wechsel- oder Hochfrequenz-Rauschkomponenten. Die Ursache dafür ist. daß Wcchsclrauschquelien bezüglich ihres Ortes im allgemeinen relativ entfernt von den Elektroden 14 oder 15 liegen und demgemäß auch nur in geringem Maße das Potential an den Elektroden 14 und 15 beeinflussen. Da demgemäß der Differentialverstärker 18 das Potential auf einer der Elektroden von dem auf der anderen Elektrode subtrahiert, wird dieses Rauschen weitgehend auskompensiert.

Dies trifft jedoch nicht zu für Fehler, die hervorgerufen werden durch die Polarisation der Elektroden 14 und 15. da diese Polarisation ein lokaler Effekt ist. d. h.. es beeinflußt jede Elektrode individuell. Wie oben diskutiert, ist das Polarisationsrauschen relativ klein bezüglich der Total-SP-Mcssung. derart, daß es für alle praktischen Aufgaben ignoriert werden kann. Da jedoch das \SP- bzw. der Gradientdie Differenz des l'otentials zwischen zwei in dichtem Abstand voneinander liegenden Punkten des Bohrlochs ist. wird das ISP- oder Gradientensignal eine relativ geringe Höhe aufweisen, wodurch die Polarisationsrauschkomponente bedeutungsvoll wird, insbesondere nach der Integration. Demgemäß enthält das Ausgangssignal vom Verstärker 18 sowohl ein wahres rauschfreics Gradientensignal, das mit »G« bezeichnet werden soll, und eine Polarisationsrauschkomponentc. die mit »/' bezeichnet wird. Das Ausgangssignal 1.S^-P ist demgemäß gemäß G ■* P.

Man erkennt demgemäß, daß das Signal I.S'P vom Verstärker 18 brauchbare I lochftjquenzmformationen enthält, jedoch wenig brauchbare Niederfrequenzinformationen wegen des Polarisationsfehlers. Die konventionelle .S'P-Messung dagegen enthält brauchbare Niederfrequenzinformationen. jedoch wenig

2s brauchbare Hochfrequenzinformalionen wegen des I loehfrequenzraii'-ehens V. Dies ist in I i a. 2 noch einmal dargestellt, wo die Leistung über der l-requen/ für die oben diskutierten Signalkomponenten aufgezeichnet ist. Man erkennt, daß das wahre rauschfreie .SP. repräsentiert als gestrichelte Lime I. einen großen Leixtungsanteil bei niedrigen Erequenzen aufweist und schnell auf sehr geringe Leistungen bei höheren l-requenzen abfällt. Das »value rauschfreie Gradientensignal Cf 111 strichpunktierter Linie hat eine sehr geringe N'iederfrequenzleistung und einen erheblichen Anteil \on mittel- oder hochfrequenzter Leistung. Das Polarisationsrauschen /' andererseits weist einen erhebliche:··. .Anteil niederfrequenter Leistung auf. der schnell auf Null abfällt, wenn die L'requen/ zunimmt. Die Hochfrequenz-Rauschkomponente Λ besitzt keine Leistung bei niedrigen Frequenzen, jedoch eine merkbare I.eishm« bei Hochfrequenzen.

Man erkennt aus Fig. 2. daß da das SP-Meßsignal I + Λ' ist und das gemessene Gradientensignal ISP gleich GrP ist die konventionelle SP-Mcssung vom Verstärker 20 verwendet werden kann hinsichtlich ihrer Niederfrequenzinfomiation und die SP-Differenzmcssung. d.h. LSP vom Verstärker 18 Verwendung linden kann bezüglich ihrer Hochfrequenzinformation. Mit anderen Worten, die Leistimgsverteilung über der Frequenz für dieses Signal ist so. daß die Rauschkomponenten V und P ohne weiteres von den Informationskomponenlen I und G für jedes der erzielten Signale SP und ISP abgetrennt werden

j? können. In Übereinstimmung mit der vorliegenden Erfindung werden die SP- und die ISP-Messung miteinander kombiniert in dem Signal-Verarbeitungsschaltkreis 21. der so arbeitet, daß die Niederfrequenzkomponente der SP-Messung und die Hochfrequenzkomponente der ISP-Messung erfaßt werden und diese beiden erfaßten Komponenten kombiniert werden, um eine kompensierte SP-Messung zu erzielen. Das ISP-Gradientensignal am Ausgang des Verstärkers 18 ist durch die folgende Gleichung gegeben:

= G + P = Vl: + u) - V{z)

QZ

P.

(1)
109 585/163

worin V(z) das wahre SP bei der Tiefe ζ des Bohrlochs ist. und V(z f a) das wahre SP bei der Tiefe ζ f α im Bohrloch ist. Da Analogschaltkreise im Zeitbereich arbeiten, wäre es zunächst wünschenswert, die Gleichung (I) zu untersuchen, wenn sie als /eitfunktion aufgezeichnet i.,c. in diesem Falle wird aus Gleichung (I):

ISP = „

dt

P=

ι/ df

Hierin ist u die Geschwindigkeit (dr dr) der Elektrodenanordnung. Nach der Laplace-Transformation kann die Gleichung (2) in der Form:

H ISP) = StK(z) + P (3)

aufgezeichnet werden, worin

Dcr Ausgang für den Signalausgang vom
stärker 20 ist

SP = Π.-)- V_n + /V. (5)

worin C_n die Spannung an der SP-Oberflächenelektrode 19« ist. Da V₁₁ gewöhnlich 0 Volt beträgt, abgesehen von dem Effekt der Rauschkomponente /V. kann die Gleichung (5) vereinfacht werden zu

SF = V(Z) +■ N.

USP) = V(z) J- N.

V(z) soll nachfolgend vereinfacht als V bezeichnet werden.

Aus F i c. 2 entnimmt man. daß ■— da der erwünschte l'-Tcrm maximale Leistung bei niedrigen I requenzen hat und der unerwünschte Rausch-Term ;V maximale Leistung beüiohen Frequenzen hat -- diese beiden Terme V und .V nur bezüglich ihrer niedrigen Frequenzen verarbeitet werden sollten. Da andererseits der erwünschte Gradienten-Term G maximale Leistung bei mittleren oder höheren Frequenzen aufweist und der unerwünschte Rausch-Term P seine maximale Leistung bei niedrigen Frequenzen besitzt, ist es klar, daß diese beiden Terme G und P nur bezüglich ihrer Hochfrequenzanteile verarbeitet werden müssen. Demgemäß sollte der Ausdruck für das Ausgangssignal e„ vom Signalverarbeitungsschaltkreis 21 erwünschterweise lauten:

Das ISP-Gradienten-Signal vom Verstärker 18

wird auf einef> Schaltkreis 22 geschaltet, welcher die Translörmationsfunktion »W« der Gleichung (9) repräsentiert und dazu dient, das ihm zugeführte ISP-Eingangssignal zu integrieren und zu filtern.

Innerhalb des Schaltkreises 22 ist ein Tiefpaßfilter 26 vorgesehen mit einer Transformationscharakteristik L₁, das dazu dient, nur die Niederfrequenzanteile des ISP-Signals dem Subtrahiereingangeines Operations-Verstärkers 30 zuzuführen. Das ISP-Signal vom Verstärker 18 wird direkt dem positiven Eingang des Verstärkers 30 zugeführt. F.in Kondensator 31 ist über den Verstärker 30 gelegt derart, daß die Kombination des Verstärkers 30 mit dem Kondensator 31 als Inte-

T5 gricrschaltkreis wirkt. Der Ausgang dieses Integrators wird einem Hochpaßfilter 32 zugeführt mit einer Transformationscharakteristik W₁. und das Ausgangssignal desselben wird dem Summierverstärker 26 über einen Summierwiderstand 33 aufgegeben. Das Ausgangssignal vom Summicrverstärker 26, das mit e_n bezeichnet werden soll, wird dann mittels eines üblichen galvanometrischen Aufzeichnungsgerätes 34 registriert. Fin Vergleich der Gleichungen (8) und (9) mit dem Signalverarbeitungsschaltkreis 21 ergibt, daß der Schaltkreis 21 durch die Gleichungen (8) und (9) beschrieben werden kann. Die Erwägungen für die Festlegung der Transformationscharakteristiken L und H sollen nachfolgend wiedergegeben werden.

Aus Gleichung (9) folgt die Bedingung für die

ίο korrekte Wiedergabe des wahren SP-Terms V:

L + SrH = 1.

Die Laplace-Transformation der Gleichung (6) ergibt

(10)

Die Gleichung (10). umgeformt in Terme der Hochpaßfilterfunktion//. lautet:

H =

I - L

Sr

In F i g. 1 ist die Transformationsfunktion H für den Schaltkreisanteil 22 des Signalverarbeitungsschaltkreises 21:

Sr

(12)

= L(V + ,Y) + H(StV - P)

ΓΤ, = (L-SrH) I- +L.\■+ HP. (9)

worin ' und H die niederfrequenten bzw. hochfrequenten Transformationsfunktionen sind.

Gemäß F i g. 1 wird das Spannungssignal vom Verstärker 20 einem Tiefpaßfilter zugeführt, welches die Transformationscharakteristik L der Gleichung (9) aufweist. Der Ausgang des Tiefpaßfilters 25 wird über einen Summierwiderstand 28 einem Summierverstärker 26 zugeführt, welcher einen Rückkopplungsvviderstand 27 aufweist.

Man entnimmt aus Gleichung (12), daß wenn L₁ gleich L ist und H₁ gleich 1, die Gleichung (12) identisch wird mit der Gleichung (11) und der Verarbeitungsschaltkreis 22 der Funktion H die Gleichungen

(10) und (11) erfüllt. Da H₁ gleich 1 ist, wäre das Hochpaßfilter 32 nicht erforderlich. In der Praxis würde jedoch ein Schaltkreis wie der Hochpaßschaltkreis 22 eine Drift aufweisen infolge Unvollkommenheit der Integration und geringer Ungenauigkeiten im Eingangsschaltkreis. d. h. im Verstärker 18 und im Tiefpaßfilter 29. Da der Niederfrequenzkanal eine zuverlässige Gleichanteilinformation liefert, ergäbe sich kein Informationsverlust, wenn das Hochpaßfilter 32 in den Hochfrequenz-Verarbeitungsschaltkreis 22 einbegriffen würde, und dann würde auch jegliche Gleich-■•..stabilität des Hochfrequenzschaltkreises 22 kompensiert werden. Insbesondere wäre es möglich, daß der aus dem Verstärker 30 und dem Kondensator 31 bestehende Integrator Unvollkommenheiten aufweist, da die Integratorelemente 30, 31 nicht notwendigerweise die Gleichsignalkomponente zuverlässig reproduzieren müssen wegen der Wirkung des Hochpaßfilters 32. Demgemäß könnte ein variabler Widerstand

36 dem Kondensator 31 parallel geschaltet werden durch Schließen eines Schalters 37, um so die erforderliche Zeitkonstantc für den Integrator vorzusehen. Es ist festzuhalten, daß zwar die Gleichung (10) spezifiziert, daß L + τH gleich »I« sein muß für zuverlässige Reproduktion des wahren SP-Terms V, es jedoch wünschenswert ist, daß L + StH ungleich 1 sein darf, und dies ist gemäß der vorliegenden Erfindung auch vorgesehen.

In der obigen Erläuterung der Fig. 1 arbeitete der Signalverarbeitungsschaltkreis 21 in der Zeitdomäne. Dies ist möglich, wenn die Bohrlochuntersuchiigsapparatur mit konstanter Geschwindigkeit bewegt wird. Wenn die Geschwindigkeit nicht konstant ist, wird ein Hochfrequenzfehler in den Meßausgang eingeführt. Um in dem Signalverarbeitungsschaltkreis 21 eine Kompensationsmöglichkeit vorzusehen, könnte der Integrator 3(t, 31 so ausgebildet werden, daß er in Funktion der Tiefe und nicht in Funktion der Zeit integriert. Darüber hinaus könnten auch die Filter 25,29 und 32 in Übereinstimmung mit der Bewegungsgeschwindigkeit der im Bohrloch befindlichen Bohrlochuntersuchung;sapparatur 13 modifiziert werden.

In Fig. 3 ist eine andere Ausführungsform des Sign.alverarbeituni'sschaltkreises 21 der Fig. I dargestellt. Dieser Schaltkreis 3 erfüllt im allgemeinen die gleichen Funktionen wie der Schaltkreis gemäß Fig. I, sieht jedoch darüber hinaus eine Korrektur für Geschwindigleitsänderungen der im Bohrloch befindlichen Untersuchungsapparatur vor. Gemäß Fig. 3 wird das ISP-Signal dem Eingang eines Verstärkers 40 mit variabler Verstärkung K zugeführt, und K ist variabel in Funktion der Geschwindigkeit des Kabels an der Erdoberfläche. Um diese Steuerung zu bewirken, tastet ein umlaufendes Rad 41 das Kabel 42 so ab. daß es in Funktion von der Bewegung des Kabels 42 umläuft. Eine umlaufende Welle 43 wird von dem Rad 41 angetrieben und verbunden mit dem Verstärker 40 mit variabler Verstärkung, derart, daß diese Verstärkung variiert wird in Abhängigkeit von der Kabelgeschwindigkeit.

In dem Verstärker 40 mit variabler Verstärkung wird das ISP-Eingangssignal über einen Eingangswiderstand 42a einem Eingang eines Operationsverstärkers 41 α zugeführt, dessen anderer Eingang verbunden ist mit der Oberfiächen-SP-Elektrode 19a. Der Rückkopplungswiderstand für den Operationsverstärker 41a ist ein Potentiometer 43a, dessen Schleifer durch eine Welle 44 angetrieben ist von einem Drehzahlmesser 39, der auf^die Drehzahl der Welle 43 anspricht und die Welle 44 verdreht in Funktion von der Drehzahl der Welle 43. Da die Verstärkung des Verstärkers 40 das Verhältnis des Rückkopplungswiderstandes zum Eingangswiderstand ist und der Wert des Rückkopplungswider-Standes 43a verändert wird in Funktion von der Kabelgeschwindigkeit, erkennt man. daß die Verstärkung des Verstärkers 40 sich ändert, ihrerseits in Funktion von der Kabelgeschwindigkeit.

Das Ausgangssignal des Verstärkers 40 mit variabler Verstärkung wird einer Summierklemme 45 zugeführt, an die auch das reguläre SP-Signal vom Versärker 20 der F i g. 1 geführt ist. Das Ausgangssignal von der Summierklemme 45 wird einem ersten Tiefpaßfilter 46

mit einer Laplace-Transformationsfunktion -y ^ ζ geführt, worin T₁ die Zeitkonstante des Schaltkreises 46 ist. Das invertierte Ausgangssignal des Filiers 46 und das SP-Eingangssignal werden summiert mittels einer Summierklemme 47 und danach einsm zweiten Tiefpaßfilter 48 zugeführt mit einer Laplace-Trans-

formationsfunktion f +"57^ tnit T₁ als der Zeitkonstante des Schaltkreises 48. Die Ausgangssignale dei beiden Tiefpaßfilter 46 und 48 werden an einer Summierklemme 49 summiert, und dann einem Aufzeichnungsgerät 50 zugeführt, dessen Aufzeichnungsmedium angetrieben wird von der Welle 43 in Funktion von der Kabelbewegung. Demnach wird das kompensierte SP-Ausgangssignal des Signalverarbeitungsschaltkreises 38 aufgezeichnet durch das Aufzeichnungsgerät 50 in Funktion von der Bohrlochtiefe. Da die Ubertragungsfunktionen L und H auf die SP- bzw. ISP-Signale in dem Schaltkreis gemäß F i g. 3 angewandt werden, sind die Ausdrücke für L und H der Fig. 3:

¹ ~ \ +Sf₁

= (i

' ⁺⁵⁽ ⁷ⁱ

1 +

St₂)

+ sr,

1 + 57; 1 + sr; 1 + ST₂

(13)

(14)

(15)

H = —-

KST₂

(I +57J)(I +ST₂) '

Die Gleichung (14) ist der Laplace-Ausdruck für ein Tiefpaßfilter und die Gleichung (16) für ein Bandpaßfilter.

Gemäß Gleichungen (14) und (16) kann der Ausdruck L + S τ Η aus Gleichung (9) geschrieben werden zu:

In F i g. 4 ist ein Diagramm der Amplitude über der Frequenz dargestellt für die Transformationsfunktionen L. H und L+ StH aus Gleichungen (14). (I^ bzw. (17). Man erkennt aus F i g. 4. daß die Tieffrequenz-Transformationsfunktion L ein Tiefpaßfilter beschreibt, die Transformationsfunktion H ein Bandpaßfilter und die Funktion L + StH ein Tiefpaßfilter mit einer Grenzfrequenz, die höher liegt als die für beide Tieffrequenz- .und Hochfrequenz-Transformationsfunktionen L und H.

Ein Vergleich der Gleichung (9) mit der Darstellung nach F i g. 2 und 4 zeigt, daß bei richtiger Auswahl der Schaltkreiskonstanten für den Schaltkreis nach F i g. 3 dieser tatsächlich im wesentlichen alle Hochfrequenzrauschkomponenten N unterdrückt, da die Transformationsfunktion L der F i g. 4 so gewählt werden kann, daß die Rauschkomponente. ehe sie merkbar in Erscheinung tritt, im wesentlichen auf Null reduziert wird. Man erkennt ferner, daß die Polarisationskomponente P im wesentlichen eleminiert wird, da diese Komponente P bei einer Frequenz nahezu auf Null gebracht wird, welche unter dem Frequenzbereich liegt, innerhalb dem die Transformationsfunktion H bedeutungsvoll wird. Man erkennt demgemäß, daß die wahre SP-Komponente V durch das

■ t-v

Frequenzhand gelangt, indem Γ wichtig ist. du die Transformationsfunktion L+ Si Il so gewühlt werden kann, daß sie hei I liegt, bis zu einer Frequenz, die etwas jenseits des Punktes liegt, hei dem die wahre .S'P-Komponenie I' nicht mehr länger von Bedeutung ist. Hs soll hier betont werden, daß zwar die Gleichung (If)) spezifiziert, daß L + Sr II = I sein muß. um den wahren SP-Tctm !zuverlässig zu reproduzieren, daß jedoch nur erforderlich ist. daß diese Bedingung erfüllt ist über einen Frequenzbereich. wo Γ von Bedeutung ist. Demgemäß erfüllt der Schaltkreis nach Fig. 3 im wesentlichen die Gleichung I K)I über den Frequenzbereich von Interesse. Man erkennt, daß die Gleichung (17) einen Term τ ■ τ enthält, der oben definiert wurde als gleich dem

Wert", worin ι. der Abstand zwischen den Elektroden

14 und 15 und // die Geschwindigkeit der Apparatur 13 ist. welche durch das Bohrloch bewegt wird. Wenn die Bohrlochapparatur 13 durch das Bohrloch immer mit konstante! Geschwindigkeit bewegt wird, würde der Schaltkreis gemäß Fig. 3 immer genaue Resultate ergehen. Dies ist jedoch nicht immer voraussetzhar. und demgemäß ist der Schaltkreis gemäß F* i g. 3 so ausgebildet, daß er die unterschiedlichen Apparaturgesehwindigkeiten kompensiert. Diese Kompensation wird in Fig 3 \erwirkliehl durch die Änderung de, Rüekkopplungswiderstandcs 43 in Funktion von der Apparatiirgescliwindigkeit derart, daß der Kr-Term der Gleichung (17) immer konstant ist. Fs hat sich gezeigt, daß wünschenswerte Frgebnisse erzielt werden, wenn dieser Term Kr gleichgesetzt wird tier /eitkonstante Y₁. Demgemäß folgt aus der Gleichset/ung Kr ist gleich /', in Gleichung (17):

15 I 4- .V(T; l· T₂) + S²T₁T₂

(I ί .VT₁)(I +ST)

I. ■ SrII

[18)

Man erkennt, daß tier /ähleranteil der Gleichung 11 S) gleich ist dem Nenner, so daß L ^L Sr Il gleich I wird (über den interessierenden Frequenzbereich) in C'bereinslimmung mit Gleichung (10). Demgemäß ist die wahre .S'/'-Komponcnte I das Signal, das von dem Signalverarbeitungsschaltkreis 38 gemäß Fig. 3 dem Aufzeichnungsgerät 50 zugeführt wird.

Bei tier Auswahl des Hleklrodenabslands »«« und der Schaltkreis-Zeitkonslanten T₁ und T- (und demgemäß tier f'hergangsfrcquenz) sind eine ,Anzahl von Faktoren in Rechnung zu stellen. Beispielsweise sollte iler Flektrodenabstaiul »1/» gleichzeitig klein sein für so eine gute Messung des Gradienten und groß sein, um einen hohen Signalhetrag /11 erhalten. Hin brauchbarer Kompromiß hat sich ergehen für einen Abstand </ in der Größenordnung von 30 his W) cm. Für die Auswahl von T₁. T. (T₁ - /',!sollte berücksichtigt wer- ss den. daß liiese /eitkonsiante hoch genug ist. damit die I liinsformationsfunktion /. auf im wesentlichen Null abfüllt, bevor V auf einen /u berücksichtigenden Wert ansteigt. Gleichzeitig sollte sie jedoch niedrig genug sein, daß die Transformationsfunktion // im wesentliehen bei Null liegt bei Frequenzen, bei denen tier Polarisalionslcrm P an Bedeutung gewinnt. Natürlich i:! auch die Geschwindigkeit, mit der die Flektroilcn durch das Bohrloch bewegt werden, ein Faktor, der in die Festlegung der /eitkonstante T₁. T- eingeht. Λ5 Für typische Aiif/eichnungsgesclnvindigkeiu·') in tier Größenordnung von etwa 120tu.Stil, haben sich /eitkonslanlcn in der Größenordnung von 5 bis 40 Mikrosekunden als sehr brauchbar für das Hrzielei guter Resultate ergeben.

In F⁷ i u. 5 ist der Signalverarbeitungsschaltkreis 31 der Fig. 3 in Einzelheiten dargestellt zusammen mi einer weiteren Ausführungsform einer Anordnung Ri die Änderung der Verstärkung K in Funktion von de Apparaturgeschwindigkeit. In Fig. 5 sind die Leite; 16 und 17 von den Elektroden 14 bzw. 15 der Fig. 1 über Eingangswiderstände 55 bzw. 56 an den positivei bzw. negativen Eingang eines Operationsverstärker· 57 derart geführt, daß das Ausgangssignal desselber proportional ISP ist. Die positive Eingangsklemme de Verstärkers 57 ist über einen Widerstand 58 mit dei Oberfläehenbezugselektrode 19<; der F i g. 1 verbunden, und ein Rückkopplungswiderstand 59 wir«.! von dem Ausgang des Verstärkers 57 an dessen negativen Eingang geführt. Das Ausgangssignal vom Verstärker 57 wird über ein Paar Widerstände 60 und 61 mit dem Gesamtwiderstand R an den positiven Eingang eines Operationsverstärkers 62 geführt.

Das Potential der unteren .VP-Elektrode 15 auf dem Leiter 17 wird über einen Eingangswiderstand 63 an den negativen Eingang des Operationsverstärkers gelegt. Ein Rückkopplungsschaltkreis 64 mit einem Widerstand 65 und einem Kondensator 66 führt vom Ausgang des Verstärkers 62 an den negativen Eingang desselben. Der Kondensator 66 und der Widerstand 65 bewirken eine Zeitkonstante T₁. Das Ausgangssignal vom Verstärker 62 und das SP-Potential auf dem Leiter 17 werden am negativen Eingang des Operationsverstärkers 69 mittels eines Paares von Eingangswiderständen 67 bzw. 68 summiert. Die positiven Hingangsklemmen der Verstärker 62 und 69 sind mit der Obcrflächenbezugselektrodc I9i/ derart verbunden, daß das SP-Potential auf dem Leiter 17 tatsächlich in Bezug gesetzt wird zu.n Referenzpotenlial auf der Ob« !'flächenelektrode ]9a. Der Verstärker 69 weist einen Rückkopplungsschaltkrcis mit einem Widerstand 71 und einem Kondensator 72 auf. die eine /eitkonstante T₂ ausbilden.

Die Ausgangssignale von den Verstärkern 62 und 69 werden summiert mittels eines Paares von Widerständen 73 und 74 an den negativen Eingang eines Operationsverstärkers 75 geführt. Das Ausgangssignal von diesem Operationsverstärker 75 umfaßt das kompensierte .SP-Ausgangssigr.al. welches einem Aufzeichnungsgerät zugeführt wird, und zwar in diesem Fall einem Magnctband-Aiifzciehnungsgcrät 76 zur Aufzeichnung in Funktion von der Bohrlochtiefc.

Damit die /\T-Filter in der F i g. 5 in Zeitabhängigkeit die Eingangssignal, welche tiefenabhängig sind, verarbeiten, verbindet ein Schalttransistor 80 ücn Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 60 und 61 mit Masse in periodischen Zeitintervallen, die vorgegeben werden durch die Kabelgeschwindigkeit. I'm diese Kabclgcschwindigkeit abzutasten, erzeugt ein Tiefenimpulsgcncrator 81 mit einem umlaufenden Rad 82. das im Eingriff mit dem Kabel steht, einen Puls für jede vorgegebene inkrementale Bewegung des Kabels. Diese (mpulsc werden ausgenutzt, um einen monostabilen Multivibrator 83 mit fester Schaltperiode zu erregen, der seinerseits den Transistor 80 ein- und ausschaltet mit einer Wicderholungsfrcqucnz, die proportional ist der Kabel- bzsv. Apparaturgcschwindigkeit.

In F i g. 6Λ und l· U sind die Wellcnformdiagramme inkrementalcr Tiefenimpulse vom Generator 81 und die Zeitpulse dargestellt, die vom monosta-

hilen Multivibrator 83 erzeugt werden. Man erkennt in Fig. 6A, daß die inkrementalen Tiefenimpulse sich in ihrer Frequenz ändern, abhängig von der Kabelgeschwindigkeit. Die Zeitimpulse des monostabilen Multivibrators 83, welche im Ansprechen auf je einen inkrementalen Tiefenimpuls ausgelöst werden, besitzen jedoch eine festeingestellte Zeitdauer T_s. Diese Zeitpulse schalten den Transistor 80 aus und damit das Massepotential vom Verbindungspunkt zwischen den Widerständen 60 und 61 ab. Demgemäß ändert sich der Mittelwert des Stromes, der vom Verstärker 57 an den Verstärker 62 geliefert wird, proportional zur Geschwindigkeit des Kabels.

Wenn der Tiefenpulsgenerator 81 einen Puls für jeweils »/b« cm Kabelbewegung liefert, wird das Zeitintervall zwischen aufeinanderfolgenden inkrementalen Tiefenimpulsen mit ti als der Kabelgeschwindigkeit. Da der Gesamtwiderstandswert der Widerstände 60 und 61 r ist. wird der Ausdruck für den mittleren Strom, der dem Verstärker 62 zugeführt wird zu:

'.1IV

/,„„ =

\SP r

ISP uT_s

hr

119)

120)

Wenn -Jer Widerstandswert des Widerstands 65 R beträgt, ist die Gleichverstärkung des Verstärkers 62. welche dcfinitionsacmäß deich K ist. zu:

Gleichverstärkuni: des Verstärkers 62

hint

hr

|2M

40

Da in Glc'chung (21) R. T₁. h und r Konstanten sind, erkennt man. daß die Verstärkung K sich nur in Abhängigkeit von 1/ ändert.

Fin weiteres Problem muß hier berücksichtigt werden. Gemäß Gleichung (9) wird der Polarisationsterm /' multipliziert mit der Transformationsfunktion /7. die für den Schaltkreis gemäß F i g. 5 durch die

Gleichung (16) gegeben ist. Substitution von '"

für K Id.ι Κ τ ■-- 7, und
Polarisationsterm:

leruihl für den uetilterlen

.S'7, III ' .S7.ι

(22)

Aus dem Ausdruck (22) folgt ein Term Vu. Wenn sich demgemäß 1/ ändert (d. h. wenn eine Beschleunigung vorliegt) und P irgendeinen Glcichpegcl abweichend von Null aufweist, zeigt sich eine sogenannte »Beschleiinigungsstufe«. und eine Ubcrgangsfunktion erscheint in C_n wegen der Wirkung der Hochpaßtransformiitionsfunktion

.S-7, T₁

(I -I-.VZj)(I t .S7₂> ' fts

Selbstverständlich ist eine solche Hbcrgangsfunktion in c„ unerwünscht.

LJm dieses Problem zu lösen, ist ein Hochpaßfilter in Sr P -t P Eingangskunal des Signalverarheitungsschalikreis.es gemäß Fig. 5 (oder Fig. 3) eingebaut, damit der Gleichpegel des Polarisationstermi P auf Null gebracht wird. Dieses Filter ist ir F i g. 5 mit dem in gestrichelten Linien angedeuteter Hochpaßfilter 85 vorgesehen. Dieses Filter 85 würdi natürlich nicht erforderlich sein, wenn die Geschwindigkeit dc:r Apparatur 13 immer konstant gehalter werden könnte.

Wenn die Transformationsfunktion für das Hoch

ST
paßnlter 85 —~ + ST₃ ist. wird aus K ein neuer mii

K' bezeichneter Faktor wie folgt:
ST₃

K' =

"-T

(23)

Mit dem Einschalten des Hochpaßfilters 85 in der Schaltkreis nach Fi g. 5 würde es erforderlich erscheinen, die ursprüngliche Auswahl für die Transformati onsfunktionen L und H erneut zu überdenken. Wenr jedoch T₃ »7,, 7",. können die ursprünglichen WerU für L und H aufrechterhalten werden, da nur eim vernachlässigbare Abweichung von der Einheitsverstärkung für L +StH vorliegt, gegeben durch die Gleichung (10).

Es ist an diesem Punkt ferner festzuhalten, daß eint SP-Strommessung ausgenützt werden könnte, um da.' Gradientensignal abzuleiten, anstatt zwei in dichtem Abstand voneinander befindliche Elektroden zu verwenden. In diese Falle würde die SP-Strommessum ergeben:

•sr =

124.

35 worin n_m die Leitfähigkeit des Bohrlochfluids ist und .·! die Fläche des Bohrlochfluids. welche durch da:· Strommcßsteroid umschlossen ist. Da n_mA als Konstante angeschen werden kann, ist die Messung pro-

dl·'

portional zu _d. . ebenfalls wie im Falle der Verwendung einer Zweielektroden-Konfiguration.

Wie in F i g. 7 dargestellt, würde die reguläre SP-Messung in üblicher Weise mit den Elektroden I5< und 19(/ sowie einem Verstärker 20<i erfolgen. Al· Beispiel ist hier jedoch die Gradientenmessung gemäl.¹ F i g. 7 durchgeführt mittels einer Flicßgatteranordniing 80. welche einen Verstärker 18(/ speist. Die An Ordnung 80 könnte der Gattung entsprechen, die ir der IJSA.-Patentschrift 2 992 389 beschrieben ist. Dk Ausgangssignalc der Verstärker 18d und 20o wcrdci dann in der oben beschriebenen Weise verarbeitet um eine kompensierte NP-Mcssung zu ermöglichen

Anstatt das Gradientcnsignal für die Lieferung dei Hoehfrcqucnz-.S'/Mnformation m benutzen, wäre e< auch möglich, das Potential zwischen der regulärer .S'/'-Llekirodc 15 und der Armierung des Kabels /x verwenden, um diese Hochfrequenz-Information zt liefern, während die übliche SP-Mcssung (Potcntia zwischen Elektroden 15 und 19«) für Niederfrequenz information ausgewertet werden.

Die in F i g. 8 d;u gestellte Anordnung 86 dieni diesem Zweck und weist eine SP-Elektrode 89 auf. die in einem Bohrloch 87 mittels eines armierten Kabel« 88 aufgehangen ist. Der untere Abschnitt dieses Kabel; ist ; 1 wünschenswerter Weise mit einer Isolierung 8i versehen. Ein Paar von Leitern 91 und 92 verbindet die .S'/'-Elekliocle 89 b/w. die Armierung mit det

109 585/16:

Apparatur an der firtjoherfläche. (Diese beiden Leiter bilden tatsächlich einen Teil des Kahels 88. sind jedoch daneben gezeichnet, um das Verständnis des Sehaltkreises zu erleichtern.)

An der Erdoberfläche wird die Potentialdifferenz zwischen den Potentialen an der SP-Elektrode 89 und an der Armierung des Kabels 88 bestimmt mittels eines Verstärkers 93. Die Differenz zwischen dem Potential auf der SP-Elektrode 89 und dem Potential auf der Oberflächenelektrode 19t/ wird mittels eines Verstärkers 94 erfaßt. Die Hochfrequenzkomponente des SP-Potentials. bezogen auf die Kabelarrnierung. wird ausgesondert mittels eines Hochpaßfilters 95. und die Niederfrequenzkomponente des SP-Potenlials. bezogen auf die Oberflächen-Elektrode 19«. wird ausgesondert mittels eines Tiefpaßfilters 96. Diese Tief- und Hochfrequenzkomponenten werden kombiniert mittels eines Kombinationsschaltkreises 97 und einem Aufzeichnungsgerät 98 zur Aufzeichnung in Funktion von der bchrlochtiefe zugeführt.

Wie oben erwähnt, enthält die SP-Messung. welche vom Verstärker 94 abgegeben wird (die übliche SP-Messungl eine gute Information bezüglich der niederfrequenten Anteile, wird jedoch beeinträchtigt durch zu hohe Wechselrauscheinflüsse. Die SP-Messung am Ausgang des Verstärkers 93 enthält brauchbare Hochfrequenzinformationen, jedoch wenig brauchbare Niederfrequenzinformationen. Durch Auswerten der Niederfrequenzkomponente der ersten Messung und der Hochfrequenzk'T.iponente der zweiten Messung läßt sich eine zutreffende SP-Messung erzielen. Dies ist es. was mit der Anordnung gemäß F i g. 8 erreicht wird. Die Frequenzkurve für di > Filter 95 und 96 ist in Fig. ^L) dargestellt Die Summation diese beiden Kurven soll Eins betragen für den inleressie renden Frequenzbereich, um so die richtige 5P-Mes sung zuverlässig zu reproduzieren.

In der vorstehenden Beschreibung sind die V'er arbeiuingsschalikreise als an der Erdoberfläche he findlich dargestellt beschrieben worden, doch könne! sie sich auch in der im Bohrloch befindlichen Appara tür befinden oder teilweise im Bohrloch, teilweise ai der Erdoberfläche.

Aus der vorangehenden Erläuterung ergibt sich daß gemäß der Erfindung ein neues Verfahren um Vorrichtungen zu seiner Durchführung vorgeschiagei werden zur Erzeugung einer kompensierten SP-Mes sung, die genauer das wahre SP unterirdischer Erd formationen repräsentiert als bisher möglich war Dies wird erreicht durch die Kombination de konventionellen Form der SP-Messung und Aus wertung dieser Meßwerte in Übereinstimmung mi den Lehren der vorliegenden Erfindung, um ein* Messung zu erreichen, die im wesentlichen rauschfre ist.

Anstatt diese beiden Meßwerte wie oben erläuter zu kombinieren, wäre es auch möglich, die Meßwert* aufzuzeichnen und visuell zu überprüfen, um eim Information bezüglich ii:;s tatsächlichen SP zu er halten. Alternativ könnten diese beiden Meßwert! auch mittels eines entsprechend programmierten Uni vcrsaldigitalrechners verarbeitet werden, um eine korn pensierte SP-Messung zu erreichen. Durch Verwen dung der üblichen Digitalfiltertechniken könnte eim überlegene Filterung der oben diskutierten Meßwert* verwirklicht werden.

Hierzu 2 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

I. Verfahren zur Bestimmung des spontanen Potentials von Erdformationen, durch die ein Bohrloch abgeteuft ist, bei welchem mindestens eine Potentialelektrode längs des Bohrlochs bewegt wird zur Erfassung von ersten Meßwerten, die eine Funktion des sich mit der Tiefe der Elektrode im Bohrloch ändernden spontanen Potentials repräsentiert, dadurch gekennzeichnet, daß mit der Elektrode eine weitere Elektrode oder ein anderes Meßelement für elektrische Parameter durch das Bohrloch bewegt wird zur Erfassung zweiter Meßwerte, die eine Funktion des sich mit der Tiefe des Meßelements im Bohrloch ändernden spontanen Potentials repräsentieren, und daß ein Meßwertausgang der Elektroden erzeugt wird, der eine Funktion darstellt von Komponenten der Meßwerte der ersten und zweiten Elektroden aus unterschiedlichen Frequenzbändern und als repräsentative Angabe für das spontane Potential der Erdformation der Auswertung zugeleitet wird.

2. Verfahren nach Anspruc!, 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Meßwerte der ersten und zweiten Elektroden aus Nieder- bzw. Hochfrequenzbändern, die eine gemeinsame Grenzfrequenz aufweisen, gebildet sind.

3. Verfahren nach einem der Ansprüche 1 oder 2, dadurch gekennzei· hn:t, daß Jer zweite Meßwert von einer Messung des Potentialgradienten an der zweiten Elektrode oder von eine. Potcntialdifferenz bezüglich dieser zweiten Elektrode abgeleitet wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß der von einer Potentialgradientenmessung abgeleitete Meßwert durch Integration weitcrvcrarbeitcl wird.

5. Verfahren nach einem der Ansprüche I bis 4, dadurch gekennzeichnet, daß der zweite Meßwert für die Ausscheidung niederfrequenter Komponenten gefiltert ist.

6. Verfahren nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Kombination der Meßwerte ein Parameter der zweiten Messung in Funktion von der Bcwcgungsgeschwindigkcit des Meßclcmcntes im Bohrloch variiert wird.

7. Verfahren nach einem der Ansprüche I bis 6, dadurch gekennzeichnet, daß bei der Mcßwerlausgangsverarbcilung die ersten Meßwerte gefiltert werden zur Ausscheidung hochfrequenter 5" Komponenten derselben.

K. Verfahren nach Anspruch I, bei welchem das Meüelemcnt eine zweite Elektrode in einem Abttand α von der ersten Elektrode in Längsrichtung des Bohrlochs ist und die ersten Meßwerte mindcstens eine Spontanpotcntial-Nicdcrfrcqucnzkomponente V und eine Hochfrequenz-Rauschkomponente N umfassen, und die zweiten Meßwerte eine Spontanpotcntial-Gradientenmessung G und eine Elektroden-Polarisationsrauschkomponente P umfassen, dadurch gekennzeichnet, daß der Meßwertausgang, welcher die kompensierte Messung des Spontanpotcntials der Erdformation repräsentiert, erzeugt wird durch Kombination der ersten und zweiten Meßwerte gemäß f>5 der Gleichung

SP, = L(V + N) + U(G + P).

worin SP, das kompensierte Spontanpotential isi L gegeben ist durch

1 + S (T₁+ T₁)

L =

H =

(I -f-S77)(1 +ST₁)

KST₁

(I +ST₁)Ol-ST₁) '

worin 5 der Laplace-Operator sowie T₁ und T bestimmte Zeitkonstanten sind und K propor

tional ist" und u als der Geschwindigkeit de

ersten und zweiten Elektrode längs des Bohrlochs

9. Vorrichtung zur Erfassung des spontaner Potentials von Erdformationen, die von einerr Bohrloch durchteuft sind, zur Durchführung des Verfahrens gemäß einem der Ansprüche 1 bis S welche mindestens eine erste Potentialmeßelektrode, die für die Bewegung durch das Bohrloch aufgehangen ist, einen Schaltkreis, der an die erste Elektrode angekoppelt ist zur Ableitung eines Signals, das eine Funktion von Spontanpotentialänderungen mit der Tiefe der ersten Elektrode im Bohrloch repräsentiert, sowie Signalverarbeitungseinrichtungen umfaßt, die über den Schaltkreis an die erste Elektrode angekoppelt sind, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungseinrichtung (21) an ein weiteres Meßelement (14) für elektrische Parameter angekoppelt ist, das für die Bewegung mit der ersten Elektrode (15) durch das Bohrloch (10) aufgehangen ist zur Ableitung eines zweiten Signals, das eine Funktion von Spontanpotentialänderungen in Abhängigkeit von der Tiefe des Mcßelementcs (14) im Bohrloch (10) repräsentiert.

10. Vorrichtung nach Anspruch 9. dadurch gekennzeichnet, daß das Meßelement eine zweite Elektrode ist, die im Abstand von der ersten Elektrode in Richtung der Bewegung der Elektrode angeordnet ist.

11. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Element ein Strommesser (85) ist zur Ableitung ein ^s zweiten Signals, das abhängt von einem Potentialgradienten-Meßwert an diesem Element.

12. Vorrichtung nach Anspruch 9, dadurch gekennzeichnet, daß das Element ein Potentiahneßclcmcnt (88) ist zur Ableitung eines zweiten Signals, das abhängt von einer Potcntialdifferenz bezüglich des Elements.

13. Vorrichtung nach Anspruch 12. dadurch gekennzeichnet, daß das Potcntialmcßclcmcnt ein Abschnilt eines Kabels (88) ist, das einem Fluid in einem Bohrloch ausgesetzt ist und an welchem die erste Elektrode (15) in dem Bohrloch (10) aufgehangen ist.

14. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 11, in der das zweite Signal abhängt von einem Potcntialgradienten-Meßwert an dem zweiten Element, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalvcrarbeilungseinrichtung (21) einen auf das zweite Signal ansprechenden Integrator (30, 31) umfaßt.

15. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 14, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungseinrichtung (21) ein Niederfrequenz-Filter (25) umfaßt zur Ausscheidung von Hochfrequenzkomponenten des ersten Signals.

16. Vorrichtung nach einem der Ansprüche 9 bis 15, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungseinrichtung (21) ein Hochfrequenzfilter (32) umfaßt zur Ausscheidung niedrigfrequenter Komponenten des zweiten Signals für die Erzeugung eines gefilterten zweiten Signals.

17. Vorrichtung nach Anspruch 16, dadurch gekennzeichnet, daß die Signalverarbeitungseinrichtung (21) Mittel (43«) umfaßt, die auf die Bewegungsgeschwindigkeit der ersten Elektrode (15) ansprechen zur Erzeugung eines zweiten Signals, das in Funktion von der Tiefe gefiltert wird.