DE2001208A1

DE2001208A1 - Doppeldemodulator- und -verstaerkerschaltung

Info

Publication number: DE2001208A1
Application number: DE19702001208
Authority: DE
Inventors: Broverman Howard Lawrence
Original assignee: General Electric Co
Current assignee: General Electric Co
Priority date: 1969-01-14
Filing date: 1970-01-13
Publication date: 1970-08-27
Also published as: US3558925A; SE352178B; GB1286365A; NO128000B; FR2059991A1; CH506205A; FR2059991B1

Description

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6Q85 GENERAL EIiEGTRIG COMPANY, Schenectady, V.St .A.

Poppeldemodulator-,, und -verstärkerschaltung

Die Erfindung bezieht sich auf eine neue.und verbesserte Doppeldemodulatpr- und -verstärkerschaltung mit geringer Wenigkeit im Ausgangssignal, die in mikrominiaturisierter, integrierter Bauweise hergestellt wird. ■ .·

Insbesondere befaßt sich die Erfindung mit einer neuen und verbesserten integrierten Doppeldemodulatorschaltung, die ohne Verwendung von Eingangs- oder Ausgangsumformern oder üblichen großen Filterkondensatoren hergestellt werden kann, die folglich bei größerer Bandbreite und dazu verwendet werden kann, die Stabilität eines Kardan-Servosystems, usw. in dem sie verwendet μ wirdv-zu verbessern, weil sie weniger Ausgangssignalsiebung erfordert. Die neue und verbesserte Doppeldemodulatorschaltung kann in einem einzigen monolithischen, mikrominiaturisierten integrierten Schaltungsstüok hergestellt sein, so daß sie nicht nur eine verbesserte Arbeitsweise, so wie es eben beschrieben wurde, aufweist, sondern daß sie auch mit geringeren Kosten und vergrößerter Zuverlässigkeit hergestellt werden kann.

Die vorliegende Erfindung bezieht sich auf eine neue Doppeldemodulatorschaltung, die ohne die Verwendung von Umformern aufgebaut werden kann und die geringe Welligkeit im Aucgangssignal Qufwoißt. Wegen dieser Eigenschaften kann der übliche Auogongafilterkondenaator, der im Ausgang von Demodulatoren verwendet

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wird, um das Ausgangssignal zu glätten, vollständig weggelassen werden, wodurch eine erhöhte Mikrominiaturisierung der gesamten Schaltung möglich ist. Die Schaltung dient auch dazu, die Bandbreite zu vergrößern und die Stabilität des gesamten Servosystems usw., in welchem .sie verwendet wird, zu verbessern, weil sie eine geringere Filterung des Ausgangssignals erforderlich macht.

Es ist deshalb eine Aufgabe der Erfindung_; eine neue und verbesserte Doppeldemodulator- und -verstärkerschaltung zu schaffen, die eine geringe Ausgangswelligkeit aufweist und die in mikrominiaturisierter, integrierter Schaltungsbauweise hergestellt werden kann.

Die Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß eine neue und verbesserte Doppeldemodulator- und -verstärkerschaltung vorgesehen ist, die zwei erste abwechselnd betätigte Schaltvorrich-r tungen (Transistoren) aufweist, die mit einem direkten und einer invertierten Größe eines ersten Schaltpotentials verbunden sind und von dieser gesteuert werden. Es ist ein Addierverstärker vorgesehen, der eine direkte und eine invertierte Eingangsklemme und eine Ausgangsklemme aufweist. Es ist ein erster Eingangsschaltkreis vorgesehen, der zwei Lei^tungswege aufweist, die ein erstes Eingangssteuersignal veränderlicher Amplitude zuführen, das demoduliert und verstärkt entsprechend an die direkte und die invertierte Eingangsklemme des Addierverstärkers angelegt wird. Die beiden ersten SchaItvorrichtungen sind an den ersten Eingangsschaltkreis angeschlossen und sie werden abwechselnd durch das erste Schaltpotential leitend gemacht. Zwei zweite abwechselnd betätigte Schaltvorrichtungen (Transistoren) sind mit einem zweiten Schaltpotential verbunden und werden durch dies gesteuert, welches die gleiche Kurvenform wie das erste Schaltpotential aufweist, welches jedoch gegenüber diesem um 90° phasenverschoben ist. Ein zweiter Eingangsschaltkreis, der zwei Leitungswege aufweist, ist zum Zuführen eines zweiten Eingangssteuersignals veränderlicher Amplitude zu der Eingangsklemme für dijrkbte Eingangs signale und der Eingangs-

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klemme' für invertierte Eingangssignale des Addierverstärkers verbunden, wobei das zweite Eingangssteuersignal dem ersten Eingangseteuersignal ähnlich isti wobei jedochseine Phase gegenüber diesem um 90° phasenverschoben ist. Die beiden zweiten Schaltvorrichtungen sind mit dem zweiten Eingangsschaltkreis verbunden, und sie werden abwechselnd durch das zweite Schaltpötential leitend gemacht, wodurch man am Ausgang dee Addierverstärkers ein Addiersignal des voliweggleichgerichteten und verstärkten Eingangssteuersignale erhält, welches einen verbesserten Welligkeitsgehalt aufweist' und geringere Anforderungen an das Filtern stellt. . *

Ausführungeformen der Erfindung werden nachstehend an rland der Zeichnungen beispielshalber beschrieben. In den Zeichnungen sind entsprechende Schaltungselemente in den verschiedenen .Figuren mit dem gleichen Bezugszeichen versehen. Es zeigen:

Fig. 1 ein schematisehes Schaltbild einer neuen und verbesser-cen Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung gemäß der ürfindung mit geringer Welligkeit,

Pig. 1A eine Eingangsschaltung zur Verwendung bei der Doppeldemodulator- und -verstärkerschaltung mit geringer μ Welligkeit nach Fig. 1,

Fig. 1B eine zweite andere Eingangsschaltung, welche bei der Doppeldemodulatorund-verStärkerschaltung mit" geringer V/elligkeit nach Fig. 1 verwendet werden kann, damit eine größere Eingangsimpedanz entsteht,

Fig. 2 ein schematisches-Schaltbild einer anderen Ausführungsform einer Doppeidemodulator— und -Verstärkerschaltung mit geringer Welligkeit gemäß der Erfindung, ■

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Pig. 3 eine Reihe von Spannungs-Zeit-Kurven, die die Betriebskennlinien der Doppeüdaiödulator- und -verstärkerschaltung mit geringer Welligkeit gemäß der Erfindung darstellen und

Fig. 4 eine fieihe von Spannungs-Zeit-Kurven, die eine verbesserte Blindkomponentenunterdrückung, wie sie sich bei der Doppeldemadulator- und verstärkerschaltung gemäß der Erfindung ergibt, darstellen.

ψ In Fig. 1 ist ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform einer '-neuen und verbesserten Doppeidemodulator- und verstärkerschaltung mit geringer Welligkeit darstellt, die an ihrem Eingang einen Umformer 11 aufweist. Die neuer.und verbesserte Doppeidemodulator- und-verstärkerschaltung, die in Fig. 1 dargestellt ist, weist als zwei erste abwechselnd betätigte Schaltvorrichtungen Transistoren 12 und 13 auf. Die Schalttransistoren 12 und 13, ebenso wie andere Schalttransistoren, die weiter unten beschrieben sind, sind bekannte käuflich erhältliche npn- oder pnp-Planar-Epitaxial-Schalttransistoren. Die Basis der Schalttransistoren 12 und 13 ist mit dem direkten und dem invertierten Ausgang eines Generators für ^ rechteckförmige oder sinusförmige Schaltspannungen (nicht dar- ^ gestellt) verbunden und wird durch diese gesteuert, wobei der Generator ein um null Grad phasenverschobenes Bezugssignal abgibt, das zum Betrieb des Doppeidemodulators verwendet wird. Die Kollektorelektroden der beiden ersten Schalttransistoren 12 und 13 sind direkt mit Masse verbunden^und die Emitterelektroden der Sch^alttransistoren 12 und 13 sind mit einem ersten Eingangsschaltkreis verbunden, der einen Leitungsweg 14 und einen Leitungsweg 15 aufweist.

Die beiden Leitungswege 14 und 15 des ersten Eingangsschaltkrei ses sind mit der direkten und der invertierten Eingangsklemme 16 und 17 eines Addierverstärkers 18 verbunden, der eine Ausgangsklemme 19 aufweist.

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JDer Addierverstärker 18 kann ein bekanntes, käuflieh erwerbliches mikrominiaturisiertes,; monolithisches, integriertes Schaltungsplättcheri sein, beispielsweise die Mikroschaltung 709, die von Pairchild Camera Company, Texas Instruments Corporation, . Motorola, ITT usw. hergestellt wird und die einen allgemeinen Differenz- oder Addierverstärker darstellt, dessen verschiedene Anschlußklemmen in verschiedener Weise verbunden werden können, damit sich verschiedene Punktionen ergeben. Bei der besonderen Schaltungsanordnung, die in Mg. T dargestellt ist, sind die direkte Eingangsklemme 16 und die invertierte.Eingangsklemme 17 ebenso wie die anderen Schaltungsverbindungen so angeordnet, daß . das monolithische Schaltungsplättchen als Addierverstärker arbeitet. Um die Arbeitsweise des Addierverstärkers besser zu . stabilisieren, kann eine Rückführung mit einem Rückführungswiderstand21 zwischen die Ausgangsklemme 19 und die invertierte. Eingangsklemme 17.geschaltet sein.

Der erste Eingangsschaltkreis, der durch die Leitungswege 14 und \5 gegeben ist, kann strombegrenzende Widerstände 22 und 23 aufweisen, um die Schalttransistoren 12 und 13 von einem ersten Generator für Eingangssteuersignale veränderlicher Amplitude zu isolieren. Der gemeinsame Generator für· Eingangssteuersignale veränderlicher Amplitude, der in Fig. 1 darge- M stellt ist, enthält einen gemeinsamen Steuersignal-Eingangsumformer 11, der eine Primärwicklung 11p aufweist, die mit einem Generator für Steuersignale veränderlicher Amplitude verbunden und mit einer Sekundärwicklung 11s induktiv gekoppelt ist» Die Sekundärwicklung 11s hat eine" Mittelanzapfung, die . mit einem Bezugspotential (Masse) verbunden ist. Zwischen einem Sekundärwicklungsteil Hs₁, der durch eine Anschlußklemme der Sekundärwicklung 11s gebildet ist und den ersten' Eingangschaltkreis,der die beiden Leitungswege H und 15 und ihre entsprechenden strorabegrenzenden Widerstände 22 und 23 enthält,ist eine, direkte Verbindung oder eine Verbindung mit einer Phasenverschiebung von null Grad geschaltet.Die beiden Schalttransistoren 12und 13 sind derart zwischen die Leitungswege H und 15 geschaltet,daß

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ihre miteinander verbundenen Kollektoren mit dem Massepotential verbunden sind. Die Schalttransistoren 12 und 13 werden abwechselnd durch die direkten und invertierten Ausgangssignale der Bezugsspannungsquelle, die mit ihrer Basis verbunden ist, über strombegrenzende Widerstände leitend gemacht. Während der abwechselnd leitenden Zeitabschnitte der Schalttransistoren 12 und 13 sind folglich die entsprechenden Eingangssignalleitungswege 14 und 15 des ersten Eingangsschaltkreises mit dem geerdeten Bezugsspannungspbtential verbunden. Während der abwechselnd nichtleitenden Zeitabschnitte der Schalttransistoren 12 und 13 ist das Eingangssteuersignal veränderlicher Amplitude entweder durch den ersten EingangsIeitungsweg 14 oder den ersten Eingangsleitungsweg 15 abwechselnd mit der direkten Eingangssignalklemme oder der invertierten Eingangssignalklemme des Adderverstärkers 18 verbunden.

Die neue und verbesserte Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung mit geringer Welligkeit, die in Pig. 1 dargestellt ist, enthält ferner entsprechende Mdierwiderstände 24 und 25, die in die Leitungswege des ersten Eingangsschaltkreises zwischen die beiden ersten Schalttransistoren 12 und 13 und die direkte Eingangsklemme 16 bzw. die invertierte Eingangsklemme 17 des Addierverstärkers 18 geschaltet sind. Durch diese Anordnung können die Addierwiderstände 24 und 25 dazu dienen, die entsprechenden Signalpotentiale, die über die entsprechenden Leitungswege 14 und 15 zu der direkten Eingangsklemme und der invertierten Eingangsklemme des Adäierverstärkers zugeführt werden, zu addieren^und sie dienen ferner dazu,den Eingang des Addierverstärkers gegenüber der Arbeitsweise der ersten beiden ' Schalttransistoren 12 und 13 zu puffern.

Die Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung nach Pig. 1 enthält ferner awei zweite abwechselnd betätigte Schaltvorrichtungen, die durch npn-Schalttransistoren 31 und 32 gebildet sind, deren Kollektorelektroden gemeinsam mit einem Massebezugspotential verbunden sind. Die Basiselektroden der

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beiden zweiten Schalttransistoren 31 und 32 sind mit dem direkten und dem indirekten Ausgang eines zweiten Generators für SchaItSpannungen verbunden, die die gleiche Kurvenform wie dieses ersten Schaltgenerators aufweisen, die jedoch demgegenüber um 90° phasenverschoben sind, und sie werden durch diese Schaltspannungen gesteuert. Die Emitterelektroden, der zweiten Schalttransistoren 31 und 32 sind zwischen einen zweiten Eingangsschaltkreis geschaltet, der einen Leitungsweg 33 mit einem Strombegrenzungswiderstand 34 und einen Leitungsweg 35 mit einem Strombegrenzungswiderstand 36 enthält. Die zweiten Jl Eingangsleitungswege 33 und 35 sind auch über entsprechende Addierwiderstände. 37 und 38 mit der direkten Eingangsklemme 16 bzw. der indirekten Eingangsklemme 17 des Addierverstärkers 18 verbunden. Ein gemeinsamer Addierwiderstand 39, der veränderlich oder einstellbar ist, ist zwischen die. direkte Eingangsklemme 1 6 des Addierverstärkers 18 und Masse geschaltet, und er dient dazu»die voneinander getrennten Signalströme, die über die Leitungswege 14 bezw. 33 zugeführt werden, am Eingang des Addierverstärkers 18 zu addieren. Entsprechend ist ein gemeinsamer Addierwiderstand 41 zwischen die invertierte Eingangsklemme 1 7 und Masse geschaltet, um die verschiedenen Signalströme, die über die Leitungswege 15 und 35 zugeführt werden,am. , invertierten Eingang des Addierverstärkers 18 zu addieren. %

Die beiden Leitungswege 33 und 35, die den zweiten Eingangsschaltkreis bilden, sind gemeinsam mit einem zweiten Eingängssteuersignal veränderlicher Amplitude verbunden, das entsprechend -- wie das erste Eingangssteuersignal ausgebildet ist, welches dem ersten Eingangsschaltkreis, der aus den Leitungswegen 14 und 15 besteht, zugeführt wird, welches jedoch gegenüber dem ersten Eingangssteuersignal eine Phasenverschiebung von 90° aufweist. Daraus ergibt sich, daß das Eingangssteuersignal mit veränderlicher Amplitude, welches der Primärwicklung 11p des Signalumformers Π zugeführt wird, von einem gernein-r samen Generator für Steuersignale stammt,, wobei eine Phasenschiebeschaltung für 90 Phasenverschiebung in den zweiten

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Eingangsschaltkreis zwischen den gemeinsamen Generator für die Steuersignale und die beiden wahlweise betätigten Schalttransistoren 31 und 32 geschaltet ist. Zu diesem Zweck ist eine Phasenschiebeschaltung für 90° Phasenverschiebung, die aus einem Widerstand 42 und einem Kondensator 43 besteht, zwischen den weiteren Sekundärwicklungsteil 11s₂ der Sekundärwicklung 11s des Signalumformers 11 und den zweiten Eingangsschaltkreis geschaltet, der die beiden Leitungswege 33 und 35 enthält. .

Die Arbeitsweise der neuen verbesserten Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung mit geringer Welligkeit, die in Pig. 1 dargestellt ist, läßt sich am besten an Hand der Kurven, die in Fig. 3 dargestellt sind, erkennen. In Pig. 3A ist eine sinusförmige Kurve der Bezugsschaltspannung ohne Phasenverschiebung dargestellt, die der Basis der Schalttransistoren 12 und 13 zugeführt wird. Als Folge dieser BezugssehaItspannung ohne Phasenverschiebung werden die Schalttransistoren 12 und .13 abwechselnd leitend gemacht. Das abwechselnde Leiten der Schalttransistoren 12 und 13 dient dazu, die Eingangssteuersignale veränderlicher Amplitude, die über die Leitungswege 14 und 15 der direkten Eingangsklemme und der invertierten Eingangsklemme des Addierverstärkers 18 zugeführt werden, kurzzuschließen. Folglich haben die Ausgangssigna1—impulse, die an den Addierwiderständen 24 und 25 entstehen, wegen der Zerhackerwirkung der Schaltransistoren 12 und 13 einen kombinierten Kixvenverlauf, wie es in Fig. 3B dargestellt ist. In Fig. 3C ist eine um 90° phasenverschobene, sinusförmige BezugssehaItspannung dargestellt, die der Basisder beiden Schalttransistoren 31 und 32 zugeführt wird. Wenn men die Kurven nach Fig. 3C und 3A vergleicht, dann sieht man, daß die beiden Beztgsschaltspannungen die gleiche Kurvenform aufweisen, daß sie jedoch um 90° phasenverschoben sind. Durch die Zerhackerwirkung der beiden zweiten-Schalttranoistoren 31 und 32 entsteht aus dem um 90° phasenverschobenen. Eingangssteuersignal veränderlicher Amplitude, welches über die Leitungswege 33 und 35 zugeführt wird an den Addierverstärkern 37 und 38 ein kombiniertes Ausga-gssignal, welches so wie es in Fig. 3D

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dargestellt ist, ausgebildet ist. Wenn man die Kurven, die in Pig. 3B und 3D dargestellt sind, miteinander addiert, dann er- . gibt, sich für das Ausgangssignal, das an. der Ausgangsklemme 19 des Addierverstärkers .18 auftritt, eine Kurvenform, wie sie in Pig. 333 dargestellt ist. Das Signal-Rausch-Verhältnis ist um einen Paktor 10 erhöht.

In Pig. 4 sind mehrere Kurven dargestellt, die die verbesserte. Bllndkomponentenunterdrückung aufzeigen, die man durch die Dcppeldemodulatorschaltung, die in Pig. 1 dargestellt ist, erreicht. In Pig. 4A ist die Kurve einer BezugssehaItspannung ohne Phasenverschiebung, welche den beiden ersten Schalttransistoren. 12 und 13 zugeführt wird, dargestellt. In Pig. 4B ist die Blindkomponente -des um null Grad phasenverschobenen Signals und in Pig. 4C-die- ' \ am Ausgang 19 des Addierverstärkers 18 auftretende Blindkomponente darstellt. Entsprechend ist in Pig. ■43) eine um 90° phasenverschobene Bezugs scha It spannung aufgetragen, welche den Schalttransistoren 31 und 32 zugeführt wird. In Pig. 435 ist die Blindkomponente des um 90 'phasenverschobenen Blindsignals, und in Pig. 4P ist die sich am Ausgang des Addierverstärkers ergebende Blindkomponente, die auf Grund der Blindsignalkomponente, die in Pig. 4E gezeigt ist, entsteht, dar- · gestellt. Pig. 4G ist eine Darstellung der Gesamtblindkomponente, die am Ausgang des Addierverstärkers auftritt; und wenn man diese Kurve betrachtet, erkennt man, daß die Prequenz.der durch Blind^ komponenten erzeugten V/elligkeit um einen Pak tor 2 erhöht ist, da die Welligkeitsfrequenz im wesentlichen durch die vierte Harmonische und nicht durch die zweite Harmonische gegeben ist. Da. durch Blindkomponenten normalerweise zweite harmonische Rauschausgangssignale entstehen und der Doppeidemodulator auf die Blindkomponenten durch vierte Harmonische anspricht, ohne daß die Amplitude vergrößert wird,-ergibt sich eine Erhöhung. des Rausch-Verhältnisses von etwa 2 : 1. Perner wird die Gleichstromverstärkung des in Phase, liegenden Signals Verdoppelt^ und ., weiterhin wird das Signal gegenüber dem Rauschen um 6dB-vergrößert.

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Die Verdoppelung der Rauschfrequenz und die Verdoppelung der in Phase liegenden Gleichstromverstärkung gibt eine Gesamtverbesserung bei der Unterdrückung der Blindkomponenten um den Faktor 4.

Eine Fourier-Analyse des ζweiwegvgleichgerichteten Ausgangssignals, welches am Ausgang des Addierverstärkers auftritt, ist unten ausgeführt.

(1) β = 2E M + 2/3COS 2Θ - 2/i5cos 4Θ + 2/35cos 6Θ- .... TC L

Wenn θ = ty. t ist, dann ist:

(2) β- = 2E

1 + 2/3COS 2wt - 2/15COS A-OJt + 2/35cos 6u>t- ..

Wenn θ = ου · t + 90° ist, dann ist:

I + 2/3COS (2ojt + 180°) - 2/15COS (4cut + 360°)

(3) e₂ = 2E

+ 2/35COS (6(A;t + 180°)- . ...Ί

Eine Addition von (2) und (3) ergibt:

(4) e^ + e₂ 2EM- 2/i5cos 4 u)t - 2/63cos 8wt

Eine Untersuchung der obigen Gleichung (4) ergibt» daß die zweite und die sechsten Harmonischen am Ausgang des Addierver-/ stärkers vollständig unterdrückt sind und daß die vierte Harmonische der wesentliche Bestandteil der Welligkeit ist. Ein Veigleich der Gleichung (4) mit einer der Gleichungen (2) oder (3) ergibt, daß der wesentliche Bestandteil der Welligfevit um einen Faktor 5 in der Amplitude vermindert und in der Frequenz verdoppelt ist. Aufgrund dieser Merkmale ist es möglich.den üblichen Demodulationsfilterkondensator, der normalerweise am

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Ausgang eines Demodulators verwendet wird, wegzulassen, wodurch eine weitere Ge samt mikrominiaturisierung des Doppeidemodulators, ebenso wie der gesamten Servoanlage, in der der Doppeldemodula-. tor als ein Baustein verwendet wirä, möglich ist.

In Fig. 1A ist eine andere Ausführungsform einer Eingangssteuerschaltung für veränderliche Amplituden dargestellt, die mit dem ersten und dem zweiten Eingangsschaltkreis verbunden werden kann, die die Leitungswege 14₁ 15,bzw. 33, 35 aufweisen. Bei der Anordnung nach Pig. 1 kann die in Pig. 1A dargestellte Schaltung für den Signalumformer 11 und die zugehörige Phasenschiebeschaltung 42, 43 ersetzt werden₈ dadurch daß die beiden mit A und B bezeichneten Punkte mit den entsprechend markierten Punkten der Schaltung, die in Pig· 1 dargestellt ist, verbunden werden. Bei der in Pig» 1A dargestellten Schaltung wird der Generator für Eingangssteuersignale veränderlicher Amplitude direkt mit der mit A bezeichneten Klemme verbunden; und die Schaltung wird dann mit den Leitungswegen 1'4 und 15 des ersten Eingangsschaltkreises verbunden. Sie Jiebenschaltung, die in Pig. 1A dargestellt ist, weist eine T-förmige Widerstands-Kondensator-Phasensohiebeschaltuiig aufy wobei die Basis dieser T-Schaltung durch einen Widerstand 51 gebildet ist, der mit der Bezügsspannungsquelle (Masse) verbunden ist. Die beiden Arme _ -m der T-förmigen Phasenschiebeschaltung weisen Kondensatoren , ™ 52 und 53 auf, wobei äie eine Elektrode des Kondensators 52 ^l direkt mit der Klemme A verbunden ist. Die freibleibende Elektrode des Kondensators 53 ist mit der" Klemme B verbund en, die wiederum direkt mit den Leitungswegen 33 und 35 verbunden wird, die den zweiten Eingangsschaltkreis für den Doppeldemoäulator bilden. Als Folge dieser Anordnung wird das Eingangssteuersignal veränderlicher Amplitude, welches der Klemme A zugeführt wird,direkt dem ersten Eingangsschaltkreis ohne Phasenverschiebung zugeführt, welcher die Leitungswege 14 und 15 aufweist, und die T-förmige Schaltung arbeitet so, daß sie eine Phasenverschiebung von 90° für das Signal erzeugt, welches durch die Klemme B dem zweiten Eingangs scha Itkr ei s, dier aus den LeI-

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tungswegen 33 und 35 besteht, zugeführt wird.

Die Phasenschiebeschaltung, die in Pig. 1A dargestellt ist, kann eine unerwünscht niedrige Eingangsimpedanz aufweisen, und aus diesem Grund kann es erwünscht sein, daß man eine Transistoreingangsschaltung verwendet, wie sie in Pig. IB dargestellt ist. In Pig. 1B ist die Basiselektrode eines npn-Transistors direkt mit der Klemme A verbunden, der das Eingangssteuer-" signal veränderlicher Amplitude zugeführt wird. Der Emitter und der Kollektor des Eingangstransistors 55 sind über entsprechende Emitter-Kollektorwiderstände 56 und 57 mit'Gleichvorspannungen verbunden, und es ist eine Phasenschiebeschaltung zwischen Emitter und Kollektor des Transistors geschaltet. Diese Phasenschiebeschaltung besteht aus einer Reihenschaltung eines ersten Widerstandes 58 in Reihe mit einem Kondensator 59, die parallel zu einem zweiten V/iderstand 61 geschaltet sind, wobei ' der Parallelschaltkreis zwischen den Emitter und den Kollektor des Eingangstransistors 55 über eine Koppeldiode 62 geschaltet ist, deren Katode mit dem Emitter des Eingangstransis.tors 55 verbunden ist. Die Klemme B ist mit der Verbindungsstelle zwischen dem ersten Widerstand 58 und dem Kondensator 59 verbunden und dient dazu, dem zweiten Eingangsschaltkreis, der die Leitungswege 33 und 35 enthält, einun 90 phasenverschobenes Eingangssteuersignal veränderlicher-Amplitude zuzuführen.

Wenn man die Piguren 1, 1A und 1B betrachtet/erkennt man, daß die Steuersignaleingangsschaltkreise, die dabei verwendet werden, alle dazu dienen,das Eingangssteuersignal sowohl direkt als auch um 90 phasenverschoben der Doppeldemodulatorschaltung zuzuführen. Die Anordnung, die in Fig. 1 dargestellt ist, erfordert einen Umformer, der selbst nicht in Hikrominiaturbauweise ausgeführt ist. Aus diesem Grund könnten die Schaltungsanordnungen nach Pig. 1A oder Pig. 1B verwendet v/erden, da sie sich vollständig in Kikrominiaturbauweice ausführen lucoen, wodurch der vollständige TJoppeldeKodulator im Ganzen in monolithischer integrierter Schaltungsbauweise hergestellt werden kann. Wie

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schon weiter oben beschrieben, ist die Schaltungsanordnung nach Mg. TB vorzuziehen, wenn man eine größere Eingangsimpedanz des Doppeidemodulators für eine ' besondere Servoanwendung erhalten will.

In Fig. 2 ist ein schematisches Schaltbild einer Ausführungsform der Erfindung dargestellt, die in vieler Hinsicht der Doppeldemodulator- und -verstärkerschaltung, die in Pig. 1 dargestellt ist, ähnlich ist, mit Ausnahme einiger Merkmale, nach denen sie ausgeführt ist. Bei dem Doppeldemodulator, der in Pig. 2 dargestellt ist, werden die erste Schaltspannung und die zweite SchaItspannung von einam einzigen gemeinsamen Generator für Schaltpotentiale zugeführt, und sie werden über eine erste um 45° verzögernde Phasenschiebeschaltung geleitet, die aus zwei Widerständen 65 und'66 und einem Kondensator 67 besteht, damit eine Phasennacheilung um 45° für die Sehaltpotentlale, die der Basis der beiden ersten wahlweise betätigten Schalttransistoren 12 und 13 zugeführt werden, erreicht wird. Eine zweite Phasenschiebeschaltung, die zwei Kondensatoren'68 und 69 und einen Widerstand 71 aufweist,. ist zwischen den ge- ■ meinsamen Generator für die Bezugsschaltspannung und die Basiselektroden der. beiden zweiten Schalttransistoren 31 und 32 ge— · schaltet^ damit eine 45°-Phasenvoreilung für die Bezugsschaltspannung auftritt, welche der Basiselektrode der beiden zweiten Schalttransistören 31 und 32 zugeführt wird. In ähnlicher Weise wird einö Phasenschiebeschaltung für 45° Phasennacheilung, die einen Widerstand 72 an einem Kondensator 73 aufweist.,, in den Leitungsweg zwischen die Eingangsklemme A', der das Eingangsfehler st euer signal veränderlicher Amplitude zugeführt wird/ und den ersten Eingangsschaltkreis, der die L'e'itungswege 14 und 15 enthält, geschaltet. Eine Phasenschiebeschaltung für 45°*Phasenvoreilung, die einen Kondensator 74 aufweist, ist zwischen die Eingahgsklemme A und die Leitungswege 33 und 35 geschaltet, die den zweiten Eingangsschaltkreis bilden. Als Polge dieser Anordnung ergibt sich, daß durch die Phasennacheilung von 45°, die sowohl für das Pehlereingangssignal als auch die BezugssehaIt-

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spannung, welche den ersten und zweiten Schalttransistoren und 13 zugeführt wird, vorgesehen ist und daß durch die 45°- Phasenvoreilung, die sowohl für das Fehlersteuersignal, und für die Schaltspannungen, die den beiden zweiten Schalttransistoren 31 und 32 zugeführt worden sind, eine Gesamtphasenvarschiebung zwischen den beiden Sätzen der Potentiale 90° ist, so daß tatsächlich noch die Kurven nach Figuren 3 und 4 anwendbar sind, wenn man die Arbeitsweise der beiden Schaltungen betrachtet. Die Schaltungsanordnung nach Fig. 2 ist vorzuziehen, wenn eine Anwendungsform vorliegt, bei der kein fertiger Gene-P rator mit Schaltspannungen vorhanden ist, die eine Phasenverschiebung von 90° aufweisen.

Aus der obigen Beschreibung ergibt sich, daß die Erfindung darin besteht, eine neue und verbesserte Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung zu schaffen, die aufgebaut werden kann, ohne daß Eingangs- und Ausgangsumformer notwendig sind, oder aber daß der übliche große Filterkondensator erforderlich ist. Folglich kann diese DoppeldemodulatorH und -verstärkerschaltung . für Signale größerer Bandbreite und dazu verwendet werden, die Stabilität von Kardan-Servo-Systemen, usw. zu erhöhen, bei denen sie deshalb verwendet wird, damit eine geringere anschließende ^ Filterung erforderlich ist. Die Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung eignet sich zur Herstellung auf einem einzigen monolithischen mikrominiaturisierten integrierten Schaltungsplättchen, so daß sie nicht nur deshalb bedeutsam ist, weil ihre Arbeitsweise, die oben beschrieben ist, verbessert ist, sondern auch weil sie wesentlich geringere Kosten erzeugt und erhöhte Zuverlässigkeit aufweist, da sie monolithisch herge- > stellt ist.

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Claims

Patentansprüche

\iy Doppeidemodulator- und -Verstärkungsschaltung, dadurch g e k en η ζ e i c h η e t , daß zwei erste wahlweise betätigte SchaItvorrichtungen (12, 13) mit dem direkten und dem invertierten Ausgang einer ersten Schaltspannungsquelle (REP) verbunden und durch diese gesteuert sind, daß ein Addierverstärker (18) eine direkte (16) und eine invertierte (17) Eingangsklemme und eine Ausgangsklemme (19) aufweist, daß ein _: erster Eingangsschaltkreis (14, 15) ein erstes (A) Eingangs- " steuersignal veränderlicher Ampli-tude abgibt, das für die •direkte (16) und die invertierte (17) Eingangsklennne des Addierverstärkers (1.8) demoduliert und verstärkt wird, daß die beiden ersten Schaltvorrichtungen (12, 13) an den ersten Eingangsschaltkreis (14, 15) angeschlossen sind und wahlweise durch die Schaltspannung leitend gemacht werden, daß zwei zweite wahlweise betätigte Schaltvorrichtungen (31, 32) mit einer zweiten Schaltspannungsquelle (REF-9O⁰) verbunden und durch diese gesteuert sind, deren Kurvenform ebenso aussieht, wie die der ersten Schaltspannung, wobei jedoch gegenüber dieser eine 90°-Phasenverschiebung besteht, und daß ein zweiter Eingangsschaltkreis (33» 35) ein zweites (B) Eingangssteuersignal ver- m änderlicher Amplitude dementsprechenden direkten (16) und invertierten (17) Eingangsklemmen des Addierverstärkers (18) zuführt, daß das zweite Eingangssteuersignal (B) ähnlich des ersten Eingangssteuersignal (A) ist, jedoch gegenüber diesem um 90° phasenverschoben ist, daß die. beiden zweiten Schaltvorrichtungen (31, 32) zwischen die beiden zweiten Eingangsschaltkreise (33, 35) geschaltet sind und durch die zweite SchaItspannung wahlweise/leitend gemacht werden, wodurch eine Addition der vollweggleichgeriehteten und verstärkten Steuersignale am Ausgang (19) des Addierverstärkers (18) auftritt, wobei das Ausgangssignal eine verbesserte Welligkeit aufweist und geringeres Filtern erforderlich macht.

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2. Doppeidemodulator- und-verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß sich zwischen den beiden ersten und die beiden zweiten wahlweise betätigbaren SchaItvorrichtungen eine Verbindung (gemeinsame Basis) befindet, die mit einer Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist, daß während der wahlweise leitenden Zeitabschnitte der Schaltvorrichtungen die entsprechenden Eingangssignalleitungswege der Eingangsschaltkreise, die mit der direkten und der invertierten Eingangsklemme des Addierverstärkers verbunden sind, mit der Bezugsspannung verbunden sind.
3. Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß ein- Addierwiderstand (24, 37, 25, 38) jeweils in den ersten und den zweiten Eingangsschaltkreis zwischen die erste und die zweite Schaltvorrichtung und die direkte und'invertierte Eingangsklemme des Addierverstärkers geschaltet ist, damit die entsprechenden gleichgerichteten Ausgangssignale der ersten und zweiten Schaltvorrichtungen addiert und gepuffert werden.
4. Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die beiden ersten und die beiden zweiten Schaltvorrichtungen Schalttransis-

W toren enthalten, die Ein-Aus-SchaItzustände aufweisen, wobei die ersten und zweiten SchaItspannungen, die den Basiselektroden der Schalttransistoren zugeführt werden, sinusförmig oder kosinusförmig sind.

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5. Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten Schaltspannungen zwei voneinander getrennten .SchaItspannungsquellen entstammen, daß diese Schaltspannungen die gleiche KurvenfOrm haben,' jedoch um 90° gegeneinander phasenverschoben sind, daß der erste und der zweite Eingangschaltkreis mit einem gemeinsamen Generator für Eingangsste'uersigna_le veränderlicher Amplitude verbunden sind, woTsei eine Phasensehiebeschaltung für 90° Phasenverschiebung in den zweiten Eingangsschaltkreis zwischen den gemeinsamen Generator (11) für die Eingangssteuersignale und die beiden zweiten wahlweise betätigbaren Schaltvorrichtungen geschaltet ist.
6. Döppeldemodulatör- und -verstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch ,gekennzeichnet , daß der gemeinsame Generator (11) für Eingangssteuersignale veränder- . lichercÄmplitude einen gemeinsamen Steuersignaleingangsumformer aufweist, der eine Primärwicklung (11P) enthält, die mit einem Generator für EingangsSteuerSignaIe veränderlicher Amplitude verbunden ist, und der induktiv mit einer Sekundärwicklung (11S) gekoppelt ist, die eine Mittelanzapfüng aufweist, die mit der Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist, daß eine direkte Verbindung (11S1) ohne Phasenverschiebung zwischen eine Klemme der Sekundärwicklung und den ersten Eingangssehaltkreis geschaltet . isü und daß eine Verbindung (11S2) mit 90° Phasenverschiebung, zwischen die andere Klemme der Sekundärwicklung und den zweiten Eingangsschaltkreis geschaltet ist.

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7. Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der gemeinsame Generator für Eingangssteuersignale veränderlicher Amplitude eine T-förmige Widerstands-Kondensatorphasensehiebeschaltung (Fig. 1A) aufweist, wobei die Basis der T-Sohaltung durch einen Widerstand (51) gebildet ist, der wieder mit der "Bezugsspannungsquelle (Masse) verbunden ist, daß die beiden Arme der T-förmigen Schaltung, aus Kondensatoren (52, 53) bestehen, daß ein Generator für Eingangssteuersignale veränderlicher Amplitude direkt mit einem Arm der T-förmigen Schaltung (A) und W dem ersten Eingangsschaltkreis verbunden ist und daß der zweite Eingangsschaltkreis mit dem Ende des anderen Armes (B) der T-förmigen Schaltung verbunden ist, wodurch eine 90°-Phasenverschiebung des Eingangssteuersignals von veränderlicher Amplitude vorgesehen ist.
8. Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der gemeinsame Generator für Eingangssteuersignale veränderlicher Amplitude einen Eingangs-npn-Transistor (55) aufweist, dessen Basiselektrode direkt mit einem Generator für Eingangssteuersignale veränderlicher Amplitude und dBm ersten Eingangsschalt-

W kreis verbunden ist, daß der Emitter und der Kollektor des Eingangstransistors durch entsprechende Emitter - und Kollektorwider· Btände (56, 57) mit einer Vorspannungsquelle (+ -) verbunden sind, daß eine Phasenschiebeschaltung zwischen den Emitter und den Kollektor des Eingangstransistors geschaltet ist, daß die Phasenschiebeschaltung einen ersten Widerstand (58) und einen in Reihe dazu geschalteten Kondensator (59) auf v/eist, die zu einem zweiten Widerstand (61) parallelgeschaltet sind, daß die dadurch gebildete Parallelschaltung zwischen den Emitter und den Kollektor des Eingangstransistors über eine Koppeldiode/deren Katode mit dem Emitter des Eingangstransistors verbunden ist, geschaltet ist, und daß der zweite Eingangsschaltkreis mit der Verbindungsstelle (B) zwischen dem in Eeihe geschalteten ersten Widerstand und dem Kondensator verbunden ist. .

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9. Doppeidemodulator- und -verstärkerschaltung nach Anspruch 4, dadurch. gekennzeichnet, daß die ersten und zweiten SchaItspannungen von einem gemeinsamen Generator für Schaltspannungen (REF) herrühren und einer Schaltung (65, 66, 67) zugeführt werden, die eine Phasennacheilung von 45° gegenüber den Schaltspannungen hervorruft, die von dem gemeinsamen •Generator den beiden ersten wahlweise geschalteten Schaltvorrichtungen zugeführt"werden, daß eine weitere Schaltung (68, 69» 72) eine 45^O-Phasenvoreilung gegenüber den Sc ha It spannungen',' die von dem gemeinsamen Generator den beiden zweiten v/ahlweise geschalteten Schaltvorrichtungen zugeführt werden, hervorruft, daß eine Schaltung (72, 73) vorgesehen ist, die eine 45°-Phasennacheilung gegenüber den Eingangssteuersignalen veränderlicher Amplitude hervorruft, die dem ersten Eingangsschaltkreis zugeführt werden, und daß eine Schaltung (74) vorgesehen ist, die eine 45°-Phasenvoreilung gegenüber den veränderlichen Eingangssteuersignalen veränderlicher Amplitude hervorruft, die dem zweiten Eingangsschaltkreis zugeführt werden.

ReRei/Lo

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BAD ORIGINAL