DE19723248B4

DE19723248B4 - Kompakter Aufbau für eine selbstregelnde Verstärkerschaltung

Info

Publication number: DE19723248B4
Application number: DE19723248A
Authority: DE
Inventors: Seiki Kariya Aoyama; Yasuaki Kariya Makino
Original assignee: Denso Corp
Current assignee: Denso Corp
Priority date: 1996-06-04
Filing date: 1997-06-03
Publication date: 2007-05-03
Anticipated expiration: 2017-06-04
Also published as: JP3598658B2; DE19723248A1; JPH09326654A; US5854572A

Abstract

Selbstregelnde Verstärkerschaltung zum Steuern des Verstärkungsfaktors eines ein Wechselstromsignal verstärkenden Verstärkers mit:
einer Widerstandsschaltung (R401 bis R414) mit einer Vielzahl von Widerständen, die seriell über Anschlüsse verbunden sind und den Verstärkungsfaktor des Verstärkers einstellen;
einer Vergleicherschaltung (7, 8) zum Vergleichen eines Ausgangssignals des Verstärkers (3) mit oberen und unteren Referenzgrenzwerten, wodurch ein Obergrenze-Signal (CMP/U) geliefert wird, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers (3) den oberen Referenzgrenzwert übersteigt, und ein Untergrenze-Signal (CMP/D) geliefert wird, wenn das Ausgangssignal den unteren Referenzgrenzwert überschreitet;
einer Verstärkungsfaktor-Steuerungsbestimmungsschaltung, die bestimmt, ob die Vergleicherschaltung (7, 8) das Obergrenze-Signal (CMP/U) und das Untergrenze-Signal (CMP/D) nacheinander liefert oder nicht, wodurch festgestellt wird, ob der Verstärkungsfaktor des Verstärkers (3) geändert werden soll oder nicht; und
einer Verstärkungsfaktor-Steuerungsschaltung, die selektiv die Anschlüsse an beiden Seiten eines jeweiligen Widerstands der Widerstandsschaltung kurzschließt, wodurch ein Gesamtwiderstand der Widerstandsschaltung (R401 bis R414) zur Steuerung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers auf der Grundlage...

Description

Die vorliegende Erfindung bezieht sich im allgemeinen auf eine selbstregelnde Verstärkerschaltung und insbesondere auf einen kompakten Aufbau für eine selbstregelnde Verstärkerschaltung, die zum Aufrechterhalten der Amplitude eines Ausgangssignals eines Halbleitersensors entworfen wurde, das von einem Verstärker um einen konstanten Wert durch Steuerung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers angehoben wurde.
Selbstregelnde Verstärkerschaltungen werden beispielsweise in Sensorsignal-Verarbeitungsschaltungen verwendet, die ein von einem Zahnrad-Geschwindigkeitssensor ausgegebenes Signal verstärken und es mit einem Referenzspannungspegel vergleichen, um ein binär codiertes Impulssignal zu erzeugen, das die Geschwindigkeit eines Getriebes bzw. Zahnrades angibt. Der Zahnrad-Geschwindigkeitssensor verwendet ein magnetoresistives Element, das in Richtung der magnetischen Zähne des Zahnrades ausgerichtet ist, um eine Widerstandsänderung des magnetoresistiven Elements aufgrund eines Durchgangs eines jeden Zahnes des Zahnrades zu erfassen und in ein Rechteckssignal oder ein Sinuskurvensignal entsprechend der Zahnform des Zahnrades umzuwandeln. Die selbstregelnde Verstärkerschaltung justiert das Ausmaß, mit dem das Ausgangssignal des Zahnrad-Geschwindigkeitssensors durch einen Verstärker verstärkt wird.
Wenn der Abstand zwischen dem Zahnrad und dem Zahnrad-Geschwindigkeitssensor aufgrund eines Montagefehlers des Zahnrad-Geschwindigkeitssensors groß ist, so zeigt das Ausgangssignal des Zahnrad-Geschwindigkeitssensors eine Mikro-Amplitude. Die selbstregelnde Verstärkerschaltung er höht automatisch den Verstärkungsfaktor des Verstärkers derart, daß das Ausgangssignal vom Zahnrad-Geschwindigkeitssensor mit dem Referenzspannungspegel verglichen werden kann.
Eine derartige selbstregelnde Verstärkerschaltung ist aus der JP 61-242405 und JP 7-28191 bekannt, die eine Mehrfach-Widerstands-Umschalt-Schaltung offenbaren, die eine Vielzahl von parallel miteinander verbundenen Widerständen mit unterschiedlichen Widerstandswerten aufweist, und bei der zur Änderung des Verstärkungsfaktors eines Verstärkers diese umgeschaltet werden. Ferner ist aus der JP 4-369108 eine EIN-Widerstandswert-Umschalt-Schaltung bekannt, mit der der Verstärkungsfaktor eines Verstärkers durch Änderung der Spannung an einem Gate eines Transistors verändert werden kann, wodurch ein EIN-Widerstandswert des Transistors modifiziert wird.
Die vorstehend beschriebene Mehrfach-Widerstandswert-Umschalt-Schaltung besitzt jedoch einen Nachteil dahingehend, daß die Verwendung von mehreren Widerständen die Ausmaße der Schaltung vergrößert. Ein weiteres Problem besteht auch darin, daß einige der Widerstände gleichzeitig ein- oder ausgeschaltet werden können, wodurch sich eine starke Änderung des Widerstandswertes ergibt.
Die vorstehend beschriebene EIN-Widerstandswert-Umschalt-Schaltung besitzt ferner einen Nachteil dahingehend, daß der EIN-Widerstandswert durch die über einer Source und einer Drain des Transistors liegende Spannung geändert wird, wodurch sich eine Verzerrung des Kurvensignals nach der Verstärkung ergibt. Darüber hinaus sind die Temperatureigenschaften gering, weshalb sich die Genauigkeit bei der Verarbeitung des Kurvensignals in einer nachfolgenden Schaltung verschlechtert.

Die Druckschrift JP 01311612 beschreibt eine selbstregelnde Verstärkerschaltung zum Steuern des Verstärkungsfaktors eines ein Wechselstromsignal verstärkenden Verstärkers, mit einer Widerstandsschaltung mit einer Vielzahl von Widerständen, die über Anschlüsse verbunden sind und den Verstärkungsfaktor des Verstärkers einstellen, einer Vergleicherschaltung zum Vergleichen eines Signals des Verstärkers, einer Verstärkungsfaktor-Steuerungsbestimmungsschaltung, durch die festgestellt wird, ob der Verstärkungsfaktor des Verstärkers geändert werden soll oder nicht, und eine Verstärkungsfaktor-Steuerungsschaltung, die selektiv die Anschlüsse an einer Seite eines jeweiligen Widerstands der Widerstandsschaltung schaltet, wodurch ein Gesamtwiderstand der Widerstandsschaltung zur Steuerung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers auf der Grundlage der Bestimmung durch die Verstärkungsfaktor-Steuerungsbestimmungsschaltung geändert wird.

Die Druckschrift US 4 500 845 beschreibt eine Verstärkerschaltung zum Steuern des Verstärkungsfaktors eines ein Wechselstromsignal verstärkenden Verstärkers, bei der eine Vielzahl von Widerständen vorgesehen sind, die seriell über Anschlüsse verbunden sind und den Verstärkungsfaktor des Verstärkers einstellen.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, diese Nachteile des Standes der Technik zu vermeiden.

Insbesondere liegt der Erfindung die Aufgabe zugrunde, eine selbstregelnde Verstärkerschaltung für einen Verstärker zu schaffen, die einen kompakten Aufbau für eine Widerstandsschaltung aufweist, der derart entworfen wurde, daß er den Verstärkungsfaktor des Verstärkers hochgenau einstellt.

Gemäß einem Teilaspekt der vorliegenden Erfindung besitzt eine selbstregelnde Verstärkerschaltung zum Steuern des Verstärkungsfaktors eines ein Wechselstromsignal verstärkenden Verstärkers (a) eine Widerstandsschaltung mit einer Vielzahl von Widerständen, die seriell über Anschlüsse verbunden sind und den Verstärkungsfaktor des Verstärkers einstellen; (b) eine Vergleicherschaltung zum Vergleichen eines Ausgangssignals des Verstärkers mit oberen und unteren Referenzgrenzwerten, wodurch ein Obergrenz-Signal geliefert wird, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers den oberen Referenzgrenzwert übersteigt, und ein Untergrenz-Signal geliefert wird, wenn das Ausgangssignal den unteren Referenzgrenzwert überschreitet; (c) eine Verstärkungsfaktor-Steuerungsbestimmungsschaltung, die bestimmt, ob die Vergleicherschaltung das Obergrenz-Signal und das Untergrenz-Signal nacheinander liefert oder nicht, wodurch festgestellt wird, ob der Verstärkungsfaktor des Verstärkers geändert werden soll oder nicht; und (d) eine Verstärkungsfaktor-Steuerungsschaltung, die selektiv die Anschlüsse an beiden Seiten eines jeweiligen Widerstands der Widerstandsschaltung kurzschließt, wodurch ein Gesamtwiderstand der Widerstandsschaltung zur Steuerung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers auf der Grundlage der Bestimmung durch die Verstärkungsfaktor-Steuerungs-Bestimmungsschaltung geändert wird.

In einem bevorzugten Modus der Erfindung führt die Verstärkungsfaktor-Steuerungsschaltung Kurzschlüsse an den Anschlüssen der Widerstände aufeinanderfolgend zur Änderung des Gesamtwiderstands der Widerstandsschaltung derart durch, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers von einem maximalen Wert auf einen gewünschten Wert verringert wird.

Die Verstärkungsfaktor-Steuerschaltung weist eine Umschalt-Schaltung auf, die eine direkte Verbindung zwischen den Anschlüssen an beiden Seiten eines jeweiligen Widerstands der Widerstandsschaltung hervorruft, wodurch die Anschlüsse kurzgeschlossen werden.

Die Verstärkungsfaktor-Steuerschaltung kann alternativ nacheinander Kurzschlüsse der Anschlüsse der Widerstände hervorrufen, wodurch der Gesamtwiderstand der Widerstandsschaltung derart verändert wird, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers von einem minimalen Wert auf einen gewünschten Wert angehoben wird.

Die Erfindung wird nachstehend anhand von Ausführungsbeispielen unter Bezugnahme auf die Zeichnung näher beschrieben.
Es zeigen:
1 einen Schaltplan, der eine Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung darstellt, die eine erfindungsgemäße selbstregelnde Verstärkerschaltung verwendet;
2 einen Schaltplan, der eine Verstärkungsfaktor-Umschalt-Schaltung gemäß einem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel darstellt;
3 einen Schaltplan, der eine selbstregelnde Verstärkerschaltung gemäß dem ersten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel darstellt;
4(a) eine zeitliche Darstellung, die ein Ausgangssignal eines Verstärkers 3 darstellt, das an einem Verbindungspunkt A in 1 auftritt;
4(b) eine zeitliche Darstellung, die ein Vergleichssignal INO darstellt, das von einem Vergleicher 4 ausgegeben wird;
4(c) eine zeitliche Darstellung, das ein Obergrenze-Signal CMP/U darstellt, das von einem Obergrenze-Vergleicher 7 ausgegeben wird;
4(d) eine zeitliche Darstellung, die ein Untergrenze-Signal CMP/D darstellt, das von einem Untergrenze-Vergleicher 8 ausgegeben wird;
4(e) eine zeitliche Darstellung, die ein Ausgangssignal Q1 eines D-Flipflops 15 darstellt;
4(f) eine zeitliche Darstellung, die ein Rücksetzsignal R1 darstellt, das von einem Invertierer 19 ausgegeben wird;
4(g) eine zeitliche Darstellung, die ein Ausgangssignal Q2 eines D-Flipflops 20 darstellt;
4(h) eine zeitliche Darstellung, die ein Rücksetzsignal R2 darstellt, das von einem Invertierer 14 ausgegeben wird;
4(i) eine zeitliche Darstellung, die ein logisches Produkt CLK (Q1 × Q2) darstellt, welches durch eine NAND-Schaltung 21 erzeugt wird;
5 eine Tabelle, die die Beziehung zwischen dem Verstärkungsfaktor eines Verstärkers 3 und der Anzahl der Verstärkungsfaktor-Umschaltoperationen darstellt;
6 eine graphische Darstellung, die die Beziehung zwischen dem Verstärkungsfaktor eines Verstärkers 3 und der Anzahl der Verstärkungsfaktor-Umschaltoperationen darstellt;
7(a) das Kurvensignal eines Ausgangs eines Verstärkers 3, das durch Einstellen des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 3 geändert wird, wenn ein Ausgangssignal eines Verstärkers 2 eine maximale Amplitude aufweist;
7(b) das Kurvensignal eines Ausgangs eines Verstärkers 3, das durch Einstellen des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 3 geändert wird, wenn ein Ausgangssignal eines Verstärkers 2 eine minimale Amplitude aufweist;
8(a) einen Schaltplan, der eine Verstärkungsfaktor-Umschalt-Schaltung gemäß dem zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel darstellt;
8(b) einen Schaltplan, der eine selbstregelnde Verstärkerschaltung gemäß dem zweiten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel darstellt; und
9 einen Schaltplan, der eine Verstärkungsfaktor-Umschalt-Schaltung gemäß einem dritten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel darstellt.
Insbesondere anhand der 1 bis 3 wird eine Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung dargestellt, die eine erfindungsgemäße selbstregelnde Verstärkerschaltung verwendet.
Die Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung besitzt einen magnetoresistiven Sensor 1, Verstärker 2 und 3, einen Vergleicher 4, eine automatische Mittelpunkts-Korrekturschaltung 5, einen Referenzspannungsgenerator 40 und einen Widerstand R100.
Der magnetoresistive Sensor 1 besitzt einen Magneten 1c und ein Paar von magnetoresistiven Elementen 1a und 1b, die mit einem vorgegebenen Winkel in Richtung zum Zahn eines Zahnrades 50 über einen vorausgewählten Luftspalt ausgerichtet sind. Wenn sich ein vom Magneten 1c erzeugtes magnetisches Feld aufgrund der Rotation des Zahnrades 50 hinsichtlich seiner Richtung ändert, so erfassen dies die magnetoresistiven Elemente 1a und 1b, wodurch ein entsprechendes Sensorsignal in der Form eines Wechselstromsignals dem Verstärker 2 zugeführt wird.
Der Verstärker 2 verstärkt das Sensorsignal des magnetoresistiven Sensors 1, um einen Verstärkungsfaktor von zehn (10) und gibt es an einen invertierenden Eingangsanschluß (–) des Verstärkers 3 aus.
Der Verstärker 3 empfängt an seinem nicht invertierenden Eingangsanschluß (+) eine Korrekturspannung von der automatischen Mittelpunkts-Korrekturschaltung 5, während er an seinem invertierenden Eingangsanschluß (–) das Sensorsignal erhält (nachfolgend als Vorverstärker-Ausgangssignal bezeichnet), das vom Verstärker 2 über den Widerstand R100 ausgegeben wird. Der Verstärker 3 liefert ein Ausgangssignal unter der Regelung über die Verstärkungsfaktor-Steuerwiderstände R401 bis R414 gemäß 2 an den invertierenden Eingangsanschluß (–) des Komparators 4. Ein anfänglicher Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 wird beispielsweise auf –100 (–{R401 + R402 + ... + R414}/R100) eingestellt. Der Verstärker 3 verwendet als Versorgungsspannung V_DD 5 V und liefert ein Ausgangssignal (nachfolgend als Hauptverstärker-Ausgangssignal bezeichnet) innerhalb eines Spannungsbereichs mit einer Untergrenze von 0 V und einer Obergrenze von 4 V.
Der Verstärker 3 ist mit einem Ausgangsanschluß eines nicht invertierenden Eingangsanschlusses (+) eines in 3 dargestellten Obergrenze-Vergleichers 7 und eines Untergrenze-Vergleichers 8 verbunden.
Der Vergleicher 4 empfängt an seinem invertierenden Eingangsanschluß (–) das Hauptverstärker-Ausgangssignal des Verstärkers 3 und an seinem nicht invertierenden Eingangsanschluß (+) eine Referenzspannung ThH oder ThL, die durch Teilung der Versorgungsspannung V_DD unter Verwendung der Widerstände RH, RM und RL erzeugt wird, wobei er eine der Referenzspannungen ThH und ThL mit einem Spannungspegel des Hauptverstärker-Ausgangssignals vergleicht, wodurch die Vergleichssignale INO in der Form von digitalen Signalen über einen Ausgangsanschluß und einen Eingangsanschluß eines Inverters 10 gemäß 3 an eine externe Schaltung ausgegeben werden. Die Referenzspannungen ThH und ThL werden von einer aus Invertierern und Analogschaltern beste henden Umschalt-Schaltung auf der Grundlage des Vergleichssignals INO des Vergleichers 4 ausgewählt.
Die automatische Mittelpunkts-Korrekturschaltung 5 liefert eine Korrekturspannung an den nicht invertierenden Eingangsanschluß (+) des Verstärkers 3, so daß das Hauptverstärker-Ausgangssignal des Verstärkers 3 innerhalb des Spannungsbereichs von 0 V bis 4 V fallen kann, die Bruchteile der Versorgungsspannung V_DD darstellen und die gemäß 3 an Anschlußpunkten u und d zwischen den Widerständen R3 und R4 bzw. zwischen den Widerständen R4 und R5 entwickelt werden. Die Korrekturspannung wird durch Multiplizieren eines vorgegebenen Wertes erzeugt, der durch die Richtung der Spannungskorrektur mittels eines Verstärkungsfaktors jedesmal festgestellt wird, wenn er entweder den oberen oder unteren Spannungsgrenzwert an den Anschlüssen u und d überschreitet.
Die 2 zeigt eine Verstärkungsfaktor-Umschalt-Schaltung, die Verstärkungsfaktor-Steuerwiderstände R401 bis R414, analoge Umschalt-Schaltungen S1 bis S12, Schieberegister 25 bis 36, die die analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 ein- und ausschalten, und eine Rücksetzschaltung 6 zum Rücksetzen der Schaltung beim Einschalten bzw. der Spannungszufuhr aufweisen.
Die Steuerwiderstände R401 bis R414 werden, wie in 2 deutlich dargestellt ist, seriell angeordnet und an ihren Verbindungspunkten mit analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 jeweils verbunden. Ein Gesamtwiderstand der Widerstände R401 bis R414 wird durch Einschalten und Ausschalten der Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 über die Schieberegister 25 bis 36 eingestellt.
Jede der analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 besitzt einen CMOS-Transistor und zwei Invertierer und wird zum Erzeugen eines Kurzschlusses der Anschlüsse an beiden Seiten eines der Verstärkungsfaktor-Steuerwiderstände R402-R413 eingeschaltet, wenn ein PMOS-Transistor mit seinem Gate zum ersten der Invertierer und ein NMOS-Transistor mit seinem Gate zum zweiten der Invertierer verbunden ist und beide in Abhängigkeit von der Änderung eines vom Ausgangsanschluß Q eines der Schieberegister 25 bis 36 ausgegebenen Signals auf einen hohen Pegel einschaltet.
Die Schieberegister 25 bis 36 werden an ihrem Ausgangsanschluß Q mit einem benachbarten D-Eingangsanschluß verbunden und empfangen ein gemeinsames Taktsignal CLK an einem Takteingangssignalanschluß C. Die Schieberegister 25 bis 36 werden darüber hinaus an ihren Ausgangsanschlüssen Q mit den Invertierern der analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 verbunden, wodurch diese aufeinanderfolgend ein- und ausgeschaltet werden. Das Schieberegister 25 liegt mit seinem Eingangsanschluß G an der Versorgungsspannung V_DD und gibt in Abhängigkeit zum Eingangssignal des ersten der Taktsignale CLK das hochpegelige Signal von seinem Ausgangsanschluß Q an den Eingangsanschluß D des Schieberegisters 26, wodurch die analoge Umschalt-Schaltung S1 eingeschaltet wird und die beiden Enden des Widerstands R402 kurzgeschlossen werden.
Das Schieberegister 26 reagiert auf das Eingangssignal des zweiten der Taktsignale CLK, wodurch das hochpegelige Signal von seinem Ausgangsanschluß zum Eingangsanschluß D des Schieberegisters 27 ausgegeben wird und die analoge Umschalt-Schaltung S2 eingeschaltet wird, wodurch die beiden Enden des Widerstands R403 kurzgeschlossen werden. In ähnlicher Weise reagieren die Schieberegister 27 bis 36 aufeinanderfolgend auf die jeweiligen Taktsignale CLK, wodurch die Umschalt-Schaltungen S3 bis S12 derart eingeschaltet werden, daß die Enden der jeweiligen Widerstände R404 bis R414 kurzgeschlossen werden.
Die Schieberegister 25 bis 36 reagieren ebenso auf die Rücksetzsignale RESET, die an ihren Rücksetzanschlüssen RB von der "power-on"-Rücksetzschaltung 6 eingegeben werden, wodurch die darin gespeicherten Daten zurückgesetzt werden, wenn die Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung eingeschaltet wird, wobei niederpegelige Signale von den Q-Ausgangsanschlüssen ausgegeben werden. Dadurch werden alle analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 ausgeschaltet, so daß der von den Widerständen R401 bis A414 festgelegte Verstärkungsfaktor einen maximalen Wert zeigt.
Die "power-on"-Rücksetzschaltung ist mit seinem Ausgangsanschluß mit den Rücksetzanschlüssen RB der Schieberegister 25 bis 36 verbunden und gibt die Rücksetzsignale RESET an die Schieberegister 25 bis 36 aus, wenn die Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung eingeschaltet wird.
Die 3 zeigte eine selbstregelnde Verstärkerschaltung, die einen ersten Rücksetzsignalgenerator, einen zweiten Rücksetzsignalgenerator, eine UND-Schaltung und Spannungsteilerwiderstände R3 bis R5 aufweist. Der erste Rücksetzsignalgenerator erzeugt ein Rücksetzsignal R1, und besteht aus einem Zwischenspeicher 16, einem Invertierer 17, einer NOR-Schaltung 18, einem Invertierer 19, einem Widerstand R302 und einem Kondensator C302. Der zweite Rücksetzsignalgenerator erzeugt ein Rücksetzsignal R2 und besitzt den Obergrenze-Vergleicher 7, den Untergrenze-Vergleicher 8, Invertierer 10 und 14, einen Zwischenspeicher 11, einen Invertierer 12, eine NOR-Schaltung 13, einen Widerstand R301 und einen Kondensator C301. Die UND-Schaltung besteht aus einer NAND-Schaltung 21 und einem Invertierer 22.
Die Rücksetzsignale R1 und R2 werden unter Verwendung der Zeitkonstanten der R-C-Schaltung geliefert, die aus dem Widerstand R302 und dem Kondensator C302 sowie dem Widerstand R301 und dem Kondensator R301 besteht.
Der Obergrenze-Vergleicher 7 empfängt an seinem invertierenden Eingangsanschluß (–) eine Obergrenze-Referenzspannung, die am Verbindungspunkt u entwickelt wird, und einen Bruchteil der Versorgungsspannung V_DD darstellt, und an seinem nicht invertierenden Eingangsanschluß (+) das Hauptverstärker-Ausgangssignal des Verstärkers 3 gemäß 1 und vergleicht diese Signale, wodurch ein Obergrenze-Signal CMP/U in der Form eines Taktsignalimpulses für den Taktsignaleingangsanschluß C eines D-Flipflops 15 erzeugt wird, wenn das Hauptverstärker-Ausgangssinnal größer oder gleich der Obergrenze-Referenzspannung ist.
Der Untergrenze-Vergleicher 8 empfängt an seinem invertierenden Eingangsanschluß (–) eine am Verbindungspunkt d entwickelte Untergrenze-Referenzspannung und an seinem nicht invertierenden Eingangsanschluß (+) das Hauptverstärker-Ausgangssignal des Verstärkers 3, um sie miteinander zu vergleichen, wodurch ein Untergrenze-Signal CMP/D in der Form eines Taktsignalimpulses für einen Taktsignaleingangsanschluß C eines D-Flipflops 20 erzeugt wird, wenn das Hauptverstärker-Ausgangssignal kleiner oder gleich der Untergrenze-Referenzspannung ist.
Das D-Flipflop 15 empfängt an einem Dateneingangsanschluß D das Vergleichssignal INO, das vom Vergleicher 4 ausgegeben wird und vom Invertierer 10 hinsichtlich seines Pegels invertiert ist, an seinem Takteingangsanschluß C das Obergrenze-Signal CMP/U vom Untergrenze-Vergleicher 7 und am Rücksetzanschluß RB das Rücksetzsignal R1 vom Invertierer 19 des ersten Rücksetzsignalgenerators. Das D-Flipflop 15 hält das umgekehrte Vergleichssignal INO, das vom Invertierer 10 in Abhängigkeit vom Taktimpuls (d. h., Obergrenze-Signal CMP/U) des Obergrenze-Vergleichers 7 eingegeben wird und liefert ein Ausgangssignal Q1 vom Ausgangsanschluß Q zum Eingangsanschluß der NAND-Schaltung 21. Das Halten des umgekehrten Vergleichssignals INO wird in Abhängigkeit vom Eingangssignal des Rücksetzsignals R1 gelöst.
Das D-Flipflop 20 empfängt an einem Dateneingangsanschluß D das vom Vergleicher 4 ausgegebene Vergleichssignal INO, am Takteingangsanschluß C das Untergrenze-Signal CMP/D, das durch Invertierung des Pegels des Ausgangssignals des Untergrenze-Vergleichers 8 über den Invertierer 9 abgeleitet wird und am Rücksetzanschluß RB das Rücksetzsignal R2 vom Invertierer 14 des zweiten Rücksetzsignalgenerators. Das D-Flipflop 20 hält das Vergleichssignal INO in Abhängigkeit vom Taktimpuls (d. h., Untergrenze-Signal CMP/D) des Untergrenze-Vergleicher 8 und liefert ein Ausgangssignal Q2 vom Ausgangsanschluß Q zum Eingangsanschluß der NAND-Schaltung 21. Das Halten des Vergleichssignals INO wird in Abhängigkeit vom Eingangssignal des Rücksetzsignals R2 gelöst bzw. freigegeben.
Die UND- bzw. AND-Schaltung liefert ein logisches Produkt (Q1 × Q2) der Ausgangssignale Q1 und Q2, die der NAND-Schaltung 21 von den D-Flipflops 15 und 20 eingegeben wird, an den Rücksetzanschluß RB eines jeden Schieberegisters 25 bis 36.
Die Arbeitsweise der Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung wird nachfolgend anhand der zeitlichen Darstellungen in den 4(a) bis 4(i) beschrieben.
Die 4(a) zeigt das Hauptverstärker-Ausgangssignal des Verstärkers 3, das am Verbindungspunkt A in 1 auftritt. Die 4(b) zeigt das Vergleichssignal INO, das vom Vergleicher 4 ausgegeben wird. Die 4(c) zeigt das Obergrenze-Signal CMP/U, das vom Obergrenze-Vergleicher 7 ausgegeben wird. Die 4(d) zeigt das Untergrenze-Signal CMP/D, das vom Untergrenze-Vergleicher 8 über den Invertierer 9 ausgegeben wird. Die 4(e) zeigt das Ausgangssignal Q1 des D-Flipflops 15. Die 4(f) zeigt das Rücksetzsignal R1, das vom Invertierer 19 ausgegeben wird. Die 4(g) zeigt das Ausgangssignal Q2 des D-Flipflops 20. Die 4(h) zeigt das Rücksetzsignal R2, das vom Invertierer 14 ausgegeben wird. Die 4(i) zeigt das logische Produkt CLK (Q1 × Q2), das von der NAND-Schaltung 21 geliefert wird.
In einem Anfangszustand der Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung unmittelbar nach ihrem Einschalten empfängt jedes der Schieberegister 25 bis 36 von der "power-on"-Rücksetzschaltung 6 das Rücksetzsignal RESET, wodurch das Ausgangssignal am Ausgangsanschluß Q mit einem niederen Pegel geliefert wird, wodurch wiederum alle analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 ausgeschaltet werden. Die durch die Widerstände R401 bis R414 hervorgerufene Verstärkung zeigt somit einen maximalen Wert (–100), wie er durch die nachfolgende Gleichung (1) beschrieben wird. –(R401 + R402 + ... + R414)/R100 (1)
Wenn sich das Zahnrad 50 zu drehen beginnt, wird ein Sensorsignal in der Form eines Sinuskurvensignals an einem Zentralanschluß zwischen den magnetoresistiven Elementen 1a und 1b des in Serie verschalteten magnetoresistiven Sensors erzeugt. Das Sensorsignal wird daraufhin durch die Verstärker 2 und 3 verstärkt und als Hauptverstärkersignal ausgegeben, wie es in 4(a) schematisch dargestellt ist.
Das vom Zentralanschluß der magnetoresistiven Elemente 1a und 1b ausgegebene Sensorsignal kann insbesondere hinsichtlich seiner Amplitude innerhalb eines Bereiches von 2,8 mV bis 50,8 mV aufgrund eines Montagefehlers des magnetoresistiven Sensors 1 und/oder aufgrund von Änderungen in der Empfindlichkeit der magnetoresistiven Elemente 1a und 1b variieren, die durch eine Änderung der Umgebungstemperatur hervorgerufen wird, wobei jedoch diese Amplitudenänderung gering ist. Das Sensorsignal wird zunächst vom Verstärker 2 um das Zehnfache verstärkt und seinerseits dem invertierenden Eingangsanschluß (–) des Verstärkers 3 als Vorverstärker-Ausgangssignal eingegeben.
Das Vorverstärker-Ausgangssignal wird vom Verstärker 3 mit der im Anfangszustand der Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung vorliegenden maximalen Verstärkung verstärkt und gemäß 4(a) als Hauptverstärkungs-Ausgangssignal ausgegeben.
Das Hauptverstärker-Ausgangssignal erreicht daraufhin die selbstregelnde Verstärker-Schaltung gemäß 3. Der Obergrenze-Vergleicher 7 vergleicht das Hauptverstärker-Ausgangssignal mit der Obergrenze-Referenzspannung (= 2,9 V), die zwischen den Widerständen R3 und R4 am Anschluß u entwickelt wird. Wenn das Hauptverstärker-Ausgangssignal mit seinem Pegel die Obergrenze-Referenzspannung übersteigt, gibt der Obergrenze-Vergleicher 7 das Obergrenze-Signal CMP/U mit einem hohen Pegel aus, wie in 4(c) dargestellt ist, wobei dieses Signal als Taktimpuls dem D-Flipflop 15 zugeführt wird. Das D-Flipflop 15 hält daraufhin das umgekehrte Vergleichssignal INO, das vom Vergleicher 4 ausgegeben wurde, und gibt das Ausgangssignal Q1 vom Ausgangsanschluß Q gemäß 4(e) aus.
Obwohl dies nicht in den 4(a) bis 4(i) dargestellt ist, wird die automatische Mittelpunkts-Korrekturschaltung 5 gleichzeitig mit den vorstehend beschriebenen Operationen betätigt. Die automatische Mittelpunkts-Korrekturschaltung 5 korrigiert insbesondere den Spannungspegel, der dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers 3 eingegeben wird, wenn das Hauptverstärker-Ausgangssignal die Obergrenze-Referenzspannung derart überschreitet, so daß sich das Hauptverstärker-Ausgangssignal pegelmäßig unterhalb die Obergrenze-Referenzspannung verringert.
Das D-Flipflop 15 erzeugt, wie in 4(e) dargestellt ist, das Ausgangssignal Q1 mit einem hohen Pegel, solange das Vergleichssignal INO des Vergleichers 4 pegelmäßig gemäß 4(d) fällt. Der Invertierer 19 spricht insbesondere auf die fallende Flanke des Vergleichssignals INO an, wodurch das Rücksetzsignal R1 gemäß 4(f) erzeugt und dem Rücksetzanschluß RB des D-Flipflops 15 zugeführt wird. Daraufhin liefert das D-Flipflop 15 das Ausgangssignal Q1 mit einem niedrigen Pegel.
Wenn sich aufgrund der Drehbewegung des Zahnrades 50 das Hauptverstärker-Ausgangssignal des Verstärkers 3 pegelmäßig verringert, so wird es im Untergrenze-Vergleicher 8 mit der Untergrenze-Referenzspannung (= 0,3 V) verglichen, die zwischen den Widerständen 4 und 5 am Anschluß d entwickelt wird. Wenn das Hauptverstärker-Ausgangssignal unter die Untergrenze-Referenzspannung fällt, so liefert der Untergrenze-Vergleicher 8 über den Invertierer 9 gemäß 4(d) das Untergrenze-Signal CMP/D mit einem hohen Pegel. Das Untergrenze-Signal CMP/D wird als Taktimpuls dem D-Flipflop 20 derart eingegeben, daß das Vergleichssignal INO des Vergleichers 4 auf hohem Pegel gehalten wird und als Ausgangssignal Q2 gemäß 4(g) ausgegeben wird.
Wenn das Hauptverstärker-Ausgangssignal unterhalb die Untergrenze-Referenzspannung fällt, wird die automatische Mittelpunkts-Korrekturschaltung 5 betätigt, wodurch der Spannungspegel des Signals, das dem nicht invertierenden Eingangsanschluß des Verstärkers 3 eingegeben wird, korrigiert wird, wodurch wiederum das Hauptverstärker-Ausgangssignal pegelmäßig über die Untergrenze-Referenzspannung angehoben wird.
Gemäß 4(g) erzeugt das D-Flipflop 20 das Ausgangssignal Q2 mit hohem Pegel, bis das Vergleichssignal INO des Vergleichers 4 erneut gemäß 4(b) pegelmäßig ansteigt. Insbesondere liefert der Invertierer 14 das Rücksetzsignal R2 gemäß 4(h) an den Rücksetzanschluß RB des D-Flipflops 20 bei einer nachfolgenden ansteigenden Flanke des Vergleichssignals INO. Daraufhin liefert das D-Flipflop 20 das Ausgangssignal Q2 mit einem niedrigen Pegel.
Die Ausgangssignale Q1 und Q2 der D-Flipflops 15 und 20 werden der aus der NAND-Schaltung 21 und dem Invertierer 22 bestehenden AND-Schaltung eingegeben, wodurch ihr logisches Produkt (Q1 × Q2) gemäß 4(i) als Taktsignal CLK zum Taktanschluß C eines jeden der Schieberegister 25 bis 36 zugeführt wird.
Das Taktsignal CLK wird, wie in 4(i) deutlich dargestellt ist, jedesmal erzeugt, wenn die Ausgangssignale Q1 und Q2 der D-Flipflops 15 und 20 gleichzeitig einen hohen Pegel aufweisen. Die Schieberegister 25 bis 36 werden nacheinander in Abhängigkeit vom Taktsignal CLK geschaltet, wodurch die analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 eingeschaltet werden. Die analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 schließen daraufhin die Anschlüsse über den Widerständen R402 bis R413 jeweils kurz, wodurch die Verstärkung des Verstärkers 3 geändert wird. In der zeitlichen Darstellung gemäß 4(i) werden die vier Taktsignale CLK erzeugt, weshalb die Schieberegister 25 bis 28 nacheinander an ihren Ausgangsanschlüssen Q hochpegelige Signale erzeugen, wodurch die analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S4 eingeschaltet werden und die Anschlüsse über den Widerständen R402 bis R405 kurzgeschlossen werden.
Insbesondere wenn das Hauptverstärker-Ausgangssignal vom Verstärker 3 die Ober- und Untergrenze-Referenzspannungen nacheinander während eines Zyklus der Pegeländerung des Vergleichssignals INO (d. h., high-low-high oder lowhigh-low) überschreitet, so wird festgestellt, daß die Amplitude des Hauptverstärker-Ausgangssignals des Verstär kers 3 größer ist als die Referenzspannungsdifferenz (Obergrenze-Referenzspannung von 2,9 V – Untergrenze-Referenzspannung von 2,6 V), wobei das Taktsignal CLK (Q1 × Q2) von der AND-Schaltung oder dem Invertierer 22 zum Einstellen des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 3 ausgegeben wird. Die Taktsignale CLK werden nacheinander solange ausgegeben, bis die Amplitude des Hauptverstärker-Ausgangssignals innerhalb eines Bereichs von 2,9 V bis 0,3 V liegt.
Die Einstellung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 3 wird nachfolgend unter Verwendung mathematischer Formeln beschrieben.
Beispielsweise verursacht das Einschalten der analogen Umschalt-Schaltung S1 eine Änderung des Stromflusses vom Widerstand R402 zur analogen Umschalt-Schaltung S1, so daß ein Rückkopplungswiderstand des Verstärkers 3 als um einen Widerstandswert des Widerstands R402 vergrößert erscheint. Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 wird daher durch die nachfolgende Gleichung (2) beschrieben. –{(R401 + R402 + ... + R414) – R402}/R100 (2)
Insbesondere kann der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 wie folgt beschrieben werden: –{(Anfangsverstärkungsfaktor) – (Summe der Widerstandswerte von einigen der Widerstände R410 bis R414, die durch einige der eingeschalteten Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 kurzgeschlossen sind}/R100 (3)
Wenn die analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 beispielsweise alle eingeschaltet sind, so beträgt der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 –(R401 + R414)/R100 (4)
Die 5 und 6 zeigen die Beziehung zwischen dem Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 und der Anzahl von Verstärkungsfaktor-Umschaltoperationen. Wie sich aus der Tabelle und den graphischen Darstellungen gemäß 5 und 6 ergibt, wird der Dämpfungsprozentsatz des Ausgangssignals des Verstärkers 3 durch einen variablen Verstärkungsfaktorbereich und die Anzahl der Verstärkungsfaktor-Umschaltoperationen festgelegt. Wenn beispielsweise der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 von –100 bis 4 variiert, und die Gesamtanzahl der Verstärkungsfaktor-Umschaltoperationen 12 ist, so sollte der Dämpfungsprozentsatz von 80% bis 70% reichen. Diese Verstärkungsfaktor-Einstellbedingungen werden auf der Grundlage einer Pegeländerung des Sensorsignals festgelegt, das vom magnetoresistiven Sensor 1 aufgrund von Änderungen im Luftspalt zum Zahnrad 50 und/oder aufgrund von Änderungen der Umgebungstemperatur ausgegeben wird.
Die 7(a) und 7(b) zeigen Kurvensignale des Ausgangssignals des Verstärkers 3, die durch die Einstellung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 3 geändert wurden, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 2 eine maximale Amplitude (508 mV) und eine minimale Amplitude (28 mV) aufweist. Wie sich deutlich aus den Zeichnungen ergibt, erscheint eine Amplitude von ca. 2 V, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 2 entweder maximale oder minimale Amplituden zeigt.
Insbesondere das vom magnetoresistiven Sensor 1 ausgegebene Sensorsignal wird zunächst vom Verstärker 2 verstärkt. Wie bereits anhand der 4(a) bis 4(i) beschrieben, wird das Ausgangssignal des Verstärkers 2 darüber hinaus vom Verstärker 3 verstärkt, wodurch das Hauptverstärkungs-Ausgangssignal erzeugt wird, das eine Funktion der Differenz zwischen dem Ausgangssignal des Verstärkers 2 und der Ausgangsspannung der automatischen Mittelpunkts- Korrekturschaltung 5 darstellt. Die Ober- und Untergrenze-Vergleicher 7 und 8 stellen fest, ob sich das Hauptverstärker-Ausgangssignal des Verstärkers 3 innerhalb des Amplitudenbereichs von der Obergrenze-Referenzspannung bis zur Untergrenze-Referenzspannung (d.h., 2,9 – 0,3 = 2,6 V) liegt oder nicht. Wenn das Hauptverstärker-Ausgangssignal die Ober- und Untergrenze-Referenzspannungen des Amplitudenbereichs nacheinander während eines Ausgabezyklus des Vergleichers 4 überschreitet, erzeugen die D-Flipflops 15 und 20 Ober- und Untergrenze-Signale CMP/U und CMP/D, die ihre hohen Pegel gleichzeitig besitzen. Dadurch wird durch die AND-Schaltung vom Invertierer 22 das Taktsignal CLK an die Schieberegister 25 bis 36 ausgegeben.
Die Schieberegister 25 und 36 sprechen nacheinander auf die Taktsignale CLK an, um die Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 einzuschalten, wodurch der Rückkopplungswiderstand des Verstärkers 3 verringert wird, so daß die Amplitude des Hauptverstärker-Ausgangssignals gedämpft wird.
Die Amplitude des Hauptverstärker-Ausgangssignals bleibt weiterhin gedämpft, bis sie unterhalb des Amplitudenbereichs von der Obergrenze-Referenzspannung bis zur Untergrenze-Referenzspannung fällt, wodurch die Amplitude des Hauptverstärker-Ausgangssignals stabilisiert wird.
Der Vergleicher 4 ändert sein Ausgangssignal vom niedrigen Pegel auf den hohen Pegel, wenn das Hauptverstärker-Ausgangssignal über die Referenzspannung ansteigt, und vom hohen Pegel auf den niedrigen Pegel, wenn das Hauptverstärker-Ausgangssignal unter die Referenzspannung fällt, so daß ein binär codiertes Impulssignal mit scharfen Kanten erzeugt wird. Dies ermöglicht der Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung eine hochgenaue Messung der Geschwindigkeit des Zahnrades 50.
Die Feineinstellung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 3 wird durch Kurzschluß der Anschlüsse an beiden Seiten eines jeden Widerstands R402 bis R413 der selbstregelnden Verstärkerschaltung durchgeführt, wie in 2 dargestellt ist, wobei die Widerstände R401 und R414 seriell miteinander verbunden sind, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 3 die Ober- und Untergrenz-Referenzspannungen überschreitet.
Die Verwendung der seriell miteinander verbundenen Widerstände R401 bis R414 zur Einstellung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 3 verringert einen Flächenbedarf einer Schaltungsplatine, wodurch die Ausmaße des Gesamtaufbaus der Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung verringert werden können. Dies führt ebenso zu einer Verringerung der Herstellungskosten für die Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung.
Die Verwendung der analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12, die jeweils eine direkte Verbindung zwischen den Anschlüssen an beiden Seiten eines der Widerstände R402 bis R413 darstellen, und der Schieberegister 25 bis 36 zum aufeinanderfolgenden Ein- und Ausschalten der analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 verhindert eine zeitliche Unstabilität, mit der alle Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 geöffnet und vom Verstärker 3 ausgegeben werden, aufgrund des ungewollten gleichzeitigen Einschaltens von einigen der analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12, die in einem herkömmlichen System mit parallel verbundenen Analog-Umschalt-Schaltungen auftreten würde. Dadurch wird darüber hinaus eine stabile Arbeitsweise der selbstregelnden Verstärkerschaltung sichergestellt.
Die Verwendung der analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 verhindert darüber hinaus eine Verzerrung eines Ausgangssignals des Verstärkers 3, die bei, der Verstärkungsfaktoreinstellung auftreten würde, wenn Einschalt-Wi derstände von Transistoren in einem herkömmlichen System verwendet werden, wodurch sich eine verbesserte Genauigkeit der Betriebsweise des Vergleichers 4 ergibt.
Die Verstärkungsfaktor-Umschalt-Schaltung der selbstregelnden Verstärkerschaltung des vorstehenden Ausführungsbeispiels setzt den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 auf einen maximalen Anfangswert von 100 und verringert ihn zum Einstellen der Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers 3 in einen gewünschten Bereich, wobei jedoch eine umgekehrte Arbeitsweise durchgeführt werden kann, bei der die Einstellung der Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers 3 durch Einschalten aller analogen Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 zunächst erreicht wird und sie nacheinander ausgeschaltet werden, wodurch der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 von einem minimalen Wert auf einen gewünschten Wert angehoben wird. Dies kann durch die in den 8(a) und 8(b) dargestellten Schaltungsanordnungen realisiert werden.
In einer in 8(a) dargestellten Verstärkungsfaktor-Umschalt-Schaltung ist die Verbindung von einem Anschluß Q eines jeweiligen Schieberegisters 25 bis 36 (in der Darstellung sind zur Vereinfachung lediglich die Schieberegister 28 bis 31 dargestellt) zu einem Anschluß D eines benachbarten Schieberegisters umgekehrt zu der in 2 dargestellten Verbindung. Insbesondere wird ein Ausgangssignal des Anschlusses D dem Anschluß Q des nachfolgenden der Schieberegister 25 bis 36 eingegeben. Ein Invertierer ist mit jedem der Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 verbunden (wobei in der Darstellung zur Vereinfachung nur die Umschalt-Schaltungen S4 bis S6 dargestellt sind), wobei jedoch drei Invertierer in jeder der Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 wechselweise verwendet werden können. Die Schieberegister 25 bis 36 werden in der zur Verstärkungsfaktor-Umschalt-Schaltung gemäß 2 (d. h., 31 bis 28) umgekehrten Reihenfolge ein- und ausgeschaltet.
Gemäß 8(b) sind die Widerstände R4a, R4b und R4c seriell zwischen den Widerständen R3 und R5, wie in 3 dargestellt, geschaltet, wodurch die elektrischen Potentiale mu und md zwischen den Widerständen R4a und R4b und zwischen den Widerständen R4b und R4c entwickelt und den Vergleichern 40 und 41 zugeführt werden. Die Vergleicher 40 und 41 vergleichen die elektrischen Potentiale mu und md mit dem Hauptverstärker-Ausgangssignal des Verstärkers 3, wodurch ihre Ergebnisse anzeigenden Signale an eine Taktversorgung 42 geliefert werden. Der Unterschied zwischen den elektrischen Potentialen mu und md wird auf der Grundlage von beispielsweise einer benötigten Amplitude des Ausgangssignals des Verstärkers 3 festgelegt.
Die Taktversorgung 42 kann einen Impulsgenerator wie beispielsweise ein Monoflipflop aufweisen, mit dem jedesmal ein Impuls erzeugt wird, wenn die Ausgangssignale der Vergleicher 40 und 41 steigen und fallen. Der Impuls von der Taktversorgung 42 wird einer Entscheidungsschaltung 43 zugeführt. Die Entscheidungsschaltung 43 zählt die Anzahl der eingegebenen Impulse unter Verwendung eines nicht dargestellten Zählers. Dieser Zähler wird in Abhängigkeit von einer steigenden Flanke (oder fallenden Flanke) des vom Vergleicher 4 ausgegebenen Vergleichssignals INO zurückgesetzt.
Die Entscheidungsschaltung 43 liefert die Taktimpulse CLKA von der Taktversorgung 42 zu den Schieberegistern 25 bis 36 entsprechend einem Zählwert des Zählers. Wenn der Zählwert beispielsweise vier (4) ist, so werden keine Taktimpulse ausgegeben. Wenn der Zählwert einen der Werte null (0) oder drei (3) aufweist, so werden die Taktimpulse CLKA den Schieberegistern 25 bis 36 zugeführt. Die Operationen der Schieberegister 25 bis 36 sind identisch mit den Operationen gemäß dem ersten Ausführungsbeispiel, weshalb auf eine detaillierte Beschreibung an dieser Stelle verzichtet wird.
Der Grund für die Verhinderung der Ausgabe der Taktimpulse CLKA durch die Entscheidungsschaltung 43 an die Schieberegister 25 bis 36, wenn der Zählerwert den Wert vier (4) aufweist, während die Ausgabe erlaubt ist, wenn die Zählerwerte einen der Werte von null (0) bis drei (3) aufweisen, wird nachfolgend beschrieben.
Betrachtet man einen Zyklus, während dem das Ausgangssignal des Verstärkers 3 von einem negativen Ausschlag (d. h., einem Minimum) zu einem positiven Ausschlag (d. h., einem Maximum) ansteigt und daraufhin auf einen nachfolgenden negativen Ausschlag abfällt, so überschreitet der Verstärker 3 das elektrische Potential md und das elektrische Potential mu nacheinander während seines Anstiegs, nachdem es während seines Abfalls nacheinander unterhalb die elektrischen Potentiale mu und md verringert wurde. Wenn das Ausgangssignal des Verstärkers 3 daher mit einer Amplitude variiert, die größer ist als eine gewünschte Potentialdifferenz mu – md, erzeugt die Taktversorgung 42 vier Taktimpulse während eines vollständigen Zyklus des Ausgangssignals des Verstärkers 3, so daß der Zähler der Entscheidungsschaltung 43 einen Zählwert von vier (4) aufweist. Wenn andererseits das Ausgangssignal des Verstärkers 3 mit einer Amplitude variiert, die kleiner ist als eine gewünschte Potentialdifferenz mu – md, so erzeugt die Taktversorgung 42 keine Taktimpulse oder irgendeinen der drei Taktimpulse, und der Zähler der Entscheidungsschaltung 43 zeigt auf irgendeinen von null (0) bis drei (3). Somit kann festgestellt werden, daß das Ausgangssignal des Verstärkers 3 sich nicht mit einer Amplitude ändert, die größer ist als eine gewünschte Potentialdifferenz mu – md, wenn die Entscheidungsschaltung 43 irgendeinen Zählwert von null (0) bis drei (3) zeigt. Die Entscheidungsschaltung 43 liefert die Taktimpulse CLKA an die Schieberegister 25 bis 36 zum Anheben des Verstärkungsfaktors des Verstärkers 3. Darüber hinaus können keine Taktimpulse von der Entscheidungsschaltung 43 ausgegeben werden, wenn der Zählwert drei (3) beträgt.
Die 9 zeigt eine Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung gemäß einem dritten erfindungsgemäßen Ausführungsbeispiel, das den Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 entsprechend einer Änderung in der Potentialdifferenz des Ausgangssignals des Verstärkers 3 anhebt oder abschwächt. In der Zeichnung sind drei Umschalt-Schaltungen S4 bis S6 sowie drei Schieberegister 29 bis 31 dargestellt, wobei jedoch tatsächlich zwölf Umschalt-Schaltungen S1 bis S12 und zwölf Schieberegister 25 bis 26 in ähnlicher Weise verwendet werden, wie in 2 dargestellt ist.
Die Sensorsignal-Verarbeitungsschaltung gemäß diesem Ausführungsbeispiel verwendet eine Kombination der selbstregelnden Verstärkerschaltung gemäß 3 und der Schaltung gemäß 8(b) und besitzt eine Modus-Umschalt-Schaltung 50.
Die Modus-Umschalt-Schaltung 50 ist mit den Dateneingangsanschlüssen D und den Ausgangsanschlüssen Q der Schieberegister 29 bis 31 verbunden und derart aufgebaut, daß selektiv ein Verstärkungsfaktor-Anhebemodus und ein Verstärkungsfaktor-Abschwächungsmodus durchgeführt werden kann. Im Verstärkungsfaktor-Abschwächungsmodus wird die Verbindung des Ausgangsanschlusses Q eines führenden Schieberegisters mit dem Dateneingangsanschluß D eines nachfolgenden Schieberegisters hergestellt. Insbesondere sind die Ausgangsanschlüsse Q der Schieberegister 29 und 30 mit den jeweiligen Dateneingangsanschlüssen D der Schieberegister 30 und 31 verbunden. Die Umschalt-Schaltungen S5 und S6 werden jeweils in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen der Schieberegister 29 und 30 eingeschaltet (die Umschalt-Schaltung S4 wird vom Ausgangssignal des Schieberegisters 28 eingeschaltet). Im Verstärkungsfaktor-Anhebemodus wird die Verbindung des Ausgangsanschlusses Q eines nachfolgenden Schieberegisters mit dem Dateneingangsanschluß D eines führenden Schieberegisters hergestellt. Insbesondere werden die Ausgangsanschlüsse Q der Schieberegister 30 und 31 mit den jeweiligen Dateneingangsanschlüssen D der Schieberegister 29 und 30 verbunden. Die Umschalt-Schaltungen S4 bis S6 werden in Abhängigkeit von den Ausgangssignalen der Schieberegister 29 bis 31 entsprechend eingeschaltet. Die Modus-Umschalt-Schaltung 50 erzeugt eine logische Summe (ODER) der Ausgangssignale Q1 und Q2 gemäß 4(e) und 4(g) und stellt den Verstärkungsfaktor-Abschwächungsmodus her, wenn die logische Summe auf einem hohen Pegel liegt, während sie den Verstärkungsfaktor-Anhebemodus herstellt, wenn die logische Summe auf niederem Pegel liegt.
Eine OR- bzw. ODER-Schaltung 60 gibt die Taktimpulse CLKS zu den Taktanschlüssen der Schieberegister 29 bis 31 in Abhängigkeit entweder von den Eingangstaktimpulsen CLK oder CLKA aus.
Der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 kann in Abhängigkeit vom Eingangssignal des Rücksetzsignals an die Schieberegister 29 bis 31 von der "power-on"-Rücksetzschaltung 6 eingestellt werden.
Während die vorliegende Erfindung zum einfacheren Verständnis anhand der bevorzugten Ausführungsbeispiele beschrieben wurde, kann die Erfindung ebenso in verschiedenen weiteren Ausführungsbeispielen realisiert werden, ohne dabei vom Grundprinzip der Erfindung abzuweichen. Die Erfindung kann somit alle möglichen Ausführungsbeispiele und Modifikationen der dargestellten Ausführungsbeispiele aufweisen, die den Patentansprüchen entsprechen, ohne dabei vom Grundprinzip der Erfindung abzuweichen.
In den vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen erhält man beispielsweise die Verstärkungsfaktor-Einstellung durch Vergleichen des Ausgangssignals des Verstärkers 3 mit den Ober- und Untergrenze-Referenzspannungen in der Schaltung gemäß 3 oder den elektrischen Potentialen mu und md in der Schaltung gemäß 8(b), wobei man sie jedoch alternativ durch Vergleichen der Differenz zwischen einer Spitzenspannung (d. h., einem Maximum) und einer Grundspannung (d. h., einem Minimum) des Ausgangssignals des Verstärkers 3 mit einem vorgegebenen Referenzwert erhält. Die Erfassung der Spitzen- und Grundspannungen kann man beispielsweise unter Verwendung einer in den 4 und 5 der JP 6-300548 dargestellten Schaltung erhalten, deren Offenbarung zur Anmeldung gehört.
Die Feststellung, ob der Verstärkungsfaktor des Verstärkers 3 eingestellt werden sollte oder nicht, kann auf einfache Weise durch Vergleich der Potentialdifferenz des Ausgangssignals des Verstärkers 3 mit einer Referenzspannung unter Verwendung der Taktversorgung 42 und des Zählers der Entscheidungsschaltung 43 gemäß 8(b) durchgeführt werden, wobei jedoch Schwierigkeiten beim Entwurf einer Schaltung zur Steuerung des zeitlichen Ablaufs entstehen können, mit dem die Verstärkungsfaktor-Einstellung erfolgt.
Die erfindungsgemäße selbstregelnde Verstärkerschaltung kann ebenso mit einem Verstärker verwendet werden, der analoge Signale verstärkt, die von einem "bar Code" lesenden optischen Sensor ausgegeben werden.
Eine selbstregelnde Verstärkerschaltung zur Steuerung des Verstärkungsfaktors eines ein Wechselstromsignal verstärkenden Verstärkers besteht aus einer Widerstandsschaltung, einer Vergleichsschaltung, einer Verstärkungsfaktor-Steuerungs-Bestimmungsschaltung und einer Verstärkungsfaktor-Steuerungsschaltung. Die Widerstandsschaltung besitzt eine Vielzahl von Widerständen, die über Anschlüsse seriell miteinander verbunden sind. Die Vergleichsschaltung vergleicht ein Ausgangssignal des Verstärkers mit oberen und unteren Referenzgrenzwerten, wodurch festgestellt wird, ob das Ausgangssignal des Verstärkers innerhalb eines gewünschten Amplitudenbereichs vom oberen Referenzgrenzwert bis zum unteren Referenzgrenzwert liegt oder nicht. Die Verstärkungsfaktor-Steuerungs-Bestimmungsschaltung bestimmt, ob das Ausgangssignal des Verstärkers die oberen und unteren Grenzwerte nacheinander während seines vollständigen Zyklus überschritten hat, wodurch festgestellt wird, ob der Verstärkungsfaktor des Verstärkers geändert werden soll oder nicht. Die Verstärkungsfaktor-Steuerschaltung schließt die Anschlüsse an beiden Seiten eines jeweiligen Widerstands der Widerstandsschaltung selektiv kurz, wodurch ein Gesamtwiderstand der Widerstandsschaltung zur Steuerung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers geändert wird, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers die oberen und unteren Grenzwerte nacheinander überschreitet.

Claims

Selbstregelnde Verstärkerschaltung zum Steuern des Verstärkungsfaktors eines ein Wechselstromsignal verstärkenden Verstärkers mit: einer Widerstandsschaltung (R401 bis R414) mit einer Vielzahl von Widerständen, die seriell über Anschlüsse verbunden sind und den Verstärkungsfaktor des Verstärkers einstellen; einer Vergleicherschaltung (7, 8) zum Vergleichen eines Ausgangssignals des Verstärkers (3) mit oberen und unteren Referenzgrenzwerten, wodurch ein Obergrenze-Signal (CMP/U) geliefert wird, wenn das Ausgangssignal des Verstärkers (3) den oberen Referenzgrenzwert übersteigt, und ein Untergrenze-Signal (CMP/D) geliefert wird, wenn das Ausgangssignal den unteren Referenzgrenzwert überschreitet; einer Verstärkungsfaktor-Steuerungsbestimmungsschaltung, die bestimmt, ob die Vergleicherschaltung (7, 8) das Obergrenze-Signal (CMP/U) und das Untergrenze-Signal (CMP/D) nacheinander liefert oder nicht, wodurch festgestellt wird, ob der Verstärkungsfaktor des Verstärkers (3) geändert werden soll oder nicht; und einer Verstärkungsfaktor-Steuerungsschaltung, die selektiv die Anschlüsse an beiden Seiten eines jeweiligen Widerstands der Widerstandsschaltung kurzschließt, wodurch ein Gesamtwiderstand der Widerstandsschaltung (R401 bis R414) zur Steuerung des Verstärkungsfaktors des Verstärkers auf der Grundlage der Bestimmung durch die Verstärkungsfaktor-Steuerungs-Bestimmungsschaltung geändert wird.
Selbstregelnde Verstärkerschaltung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsfaktor-Steuerungsschaltung Kurzschlüsse an den Anschlüssen der Widerstände aufeinanderfolgend zur Änderung des Gesamtwiderstands der Widerstandsschaltung derart durchführt, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers (3) von einem maximalen Wert auf einen gewünschten Wert verringert wird.
Selbstregelnde Verstärkerschaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärkungsfaktor-Steuerschaltung eine Umschalt-Schaltung (S1 bis S12) aufweist, die einen CMOS-Transistor und zwei Invertierer enthält und eingeschaltet wird, um den Kurzschluss der Anschlüsse an beiden Seiten eines jeweiligen Widerstands der Widerstandsschaltung hervorzurufen.
Selbstregelnde Verstärkerschaltung nach Patentanspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Verstärkungsfaktor-Steuerschaltung nacheinander Kurzschlüsse der Anschlüsse der Widerstände hervorruft, wodurch der Gesamtwiderstand der Widerstandsschaltung derart verändert wird, daß der Verstärkungsfaktor des Verstärkers (3) von einem minimalen Wert auf einen gewünschten Wert angehoben wird.