DE19701011C1

DE19701011C1 - Verfahren und Anordnung zur Kanalschätzung von Mobilfunkkanälen

Info

Publication number: DE19701011C1
Application number: DE1997101011
Authority: DE
Inventors: Werner Dr Ing Mohr; Hans Dipl Ing Nottensteiner; Axel Dipl Ing Ehrich
Original assignee: Siemens AG; Siemens Corp
Current assignee: Siemens AG; Siemens Corp
Priority date: 1997-01-14
Filing date: 1997-01-14
Publication date: 1998-06-10
Anticipated expiration: 2017-01-15

Description

Die Erfindung bezieht sich auf ein Verfahren zur Kanalschät zung zum Zweck der Detektion von Datensymbolen, die durch ei nen zeitvarianten und mehrwegebehafteten Übertragungskanal mit nichtlinearen Modulationsverfahren übertragen werden, ge mäß dem Oberbegriff des Patentanspruchs 1. Weiterhin bezieht sich die Erfindung auf eine Anordnung zur Durchführung des Verfahrens.

Bei Funkübertragungssystemen ist die im allgemeinen innerhalb der Übertragungsbandbreite frequenzselektive Übertragungs funktion bzw. die äquivalente Tiefpaß-Impulsantwort des Über tragungskanals zeitvariant infolge von Mehrwegeausbreitung, Abschattungseffekten und Dopplerverschiebungen durch bewegte Sender, Empfänger und Streuer sowie Änderungen der atmosphä rischen Ausbreitungsbedingungen. Dies gilt z. B. für Richt funk-, Satellitenfunk- und andere Funkdienste und besonders für den Mobilfunk.

Die Änderungen der Ausbreitungsbedingungen führen im Fall ei nes Funkkanals mit großer Kohärenzbandbreite im Vergleich zur Signalbandbreite des Übertragungssystems zu einer nahezu fre quenzunabhängigen Kanalübertragungsfunktion, deren Dämpfung jedoch erheblichen Schwankungen unterliegt. Als Gegenmaßnahme zur Verbesserung der Empfangsbedingungen kann hier z. B. An tennendiversity und/oder Frequency Hopping angewendet werden.

Dagegen besitzt ein Kanal mit einer kleineren Kohärenzband breite als die Signalbandbreite des Übertragungssystems eine frequenzselektive Übertragungsfunktion. Dieses frequenzselek tive Fading, das wegen der Mehrwegeausbreitung auf nennens werte Laufzeitunterschiede der einzelnen Pfade zurückzuführen ist, bewirkt bei digitaler Übertragung Intersymbol-Interfe renz der Symbole des empfangenen Signals. Besonders im Mobil funk ist diese frequenzselektive Übertragungsfunktion zusätz lich zeitvariant, wobei die Änderungsgeschwindigkeit vom Doppler-Spektrum des Kanals abhängig ist. Die Intersymbol-In terferenz durch Mehrwegeausbreitung kann im Empfänger durch Ausnutzung dieses Mehrwege-Diversity mittels geeigneter Ent zerrungsmaßnahmen nutzbringend verarbeitet werden.

Auch in Kabel-Übertragungssystemen wird das Empfangssignal durch die frequenzabhängige Übertragungsfunktion des Kanals linear verzerrt, so daß Entzerrungsmaßnahmen erforderlich sind. Im Gegensatz zu Funk-Übertragungssystemen ist die Zeit varianz hier jedoch vernachlässigbar.

Bei der Übertragung von digitalen Signalen über zeitvariante Kanäle, z. B. nicht-stationäre Funkkanäle, treten, bedingt durch die Mehrwegeausbreitung, Laufzeitdifferenzen der über die einzelnen Umwege des Mehrwegekanals empfangenen Signal komponenten auf, die bei der Signaldetektion von relativ ho hen Bitraten (z. B. beim GSM-System) zu extrem starken und zeitvarianten Nachbarzeichenstörungen der gesendeten Symbole führen. Dabei kann die gegenseitige zeitliche Verschiebung von Signalkomponenten mehrere Zeichen bzw. Symbole der Nutz infortnation betragen. Um unter solchen Einflüssen die Signal symbole noch erkennen zu können, sind adaptive Echo-Entzerrer notwendig, die beispielsweise den Viterbi-Algorithmus zum schnellen Auffinden eines hinreichenden Entzerrungs-Optimums anwenden.

Im Empfänger können mit Blick auf den Aufwand und die ange strebte Übertragungsqualität verschiedene Detektionsprinzi pien wie z. B. Schwellenwert-Detektion, Korrelationsempfänger und Maximum-Likelihood-Sequence-Estimation (MLSE) eingesetzt werden. Für alle diese Verfahren muß jedoch das Empfangs signal an das Detektionsprinzip angepaßt werden durch ein ge öffnetes Augendiagramm für Einzelsymbol-Entscheidung bzw. Schwellenwertentscheidung oder zur Verbesserung des wirksamen Signal/Rausch-Abstandes durch näherungsweise bekannte Par tial-Response-Signale für die Entscheidung ganzer Sequenzen.

Da der Funkkanal als lineares System angesehen werden kann, unterliegt das Empfangssignal linearen Verzerrungen. Zur An passung des Empfangssignales an das erforderliche Detektions signal muß im Empfänger ein adaptiver linearer Entzerrer bzw. nichtlinearer Entzerrer bei Kanälen mit spektralen Nullstel len eingesetzt werden, der die durch den Kanal verursachten linearen Verzerrungen möglichst weitgehend reduziert bzw. zur Optimierung des wirksamen Signal/Rausch-Abstandes an das ge wählte Detektionsverfahren anpaßt. Dabei werden die Teilsi gnale des Mehrwege-Funkkanals weitgehend konstruktiv überla gert. Bei den MLSE-Verfahren ist die Entzerrung implizit im Algorithmus enthalten.

Aufgrund der schnellen Änderungen der Kanal-Übertragungsfunk tion, besonders im Mobilfunk, muß sich der Entzerrer/Detek tor ausreichend schnell an den neuen Kanal adaptieren, ohne daß iterative Verfahren angewendet werden. Bei derartigen zeitvarianten Fadingkanälen ist daher zur schnellen Einstel lung des Entzerrers ein adaptiver Kanalschätzer erforderlich, der die wirksame Kanal-Impulsantwort näherungsweise ermit telt. Mit dieser Referenz werden direkt die einzustellenden Koeffizienten des adaptiven Entzerrers/Detektors bestimmt.

Nach dem Stand der Technik ist die Voraussetzung für die Ent zerrung der Nachbarzeichenstörung eine Schätzung der Impuls antwort bzw. der komplexen Filter-Koeffizienten des Funkka nals, die mit Hilfe eines Kanalschätzers erfolgt, der den Funkkanal durch Auswertung einer in jedem Funkblock (z. B. TDMA- oder FDMA-Block) enthaltenen Trainingsequenz hinrei chend beschreibt. Diese komplexen Filter-Koeffizienten, wer den mittels Korrelation gewonnen und bewerten die durch die Mehrwegeausbreitung verursachte zeitliche Verteilung der Emp fangskomponenten, die auch als komplexe Impulsantwort des Funkkanals bezeichnet wird, im Abstand der Folge der gesende ten Symbole. Jeder dieser Koeffizienten, die als Tap-Koeffi zienten bezeichnet werden, stellt somit das komplexe Integral des Pegelwertes aller durch Mehrwegeausbreitung verursachten Signalkomponenten dar, die in den Bewertungszeitraum einer Symboldauer fallen, und werden mittels Standard-Anpassungs- Algorithmen wie LMS (Least Mean Square) oder RLS (Recursive Least Square) bestimmt.

Die Tap-Koeffizienten werden der Signaldetektion zugeführt und stellen jeweils für die Dauer eines Funkblocks eine Kal kulationsbasis für eine hinreichend zuverlässige Detektion der in diesem Block übertragenen Symbole dar.

Ein Empfangssystem für digitale Übertragung bei linearen Mo dulationssystemen weist einen Sender und empfängerseitig ei nen Entzerrer/Detektor und einen Kanalschätzer auf.

Der Kanalschätzer verwendet im allgemeinen das Eingangssignal und das Ausgangssignal des Entzerrers/Detektors, um eine Ka nalschätzung für die zeitvariante Impulsantwort für den je weiligen Beobachtungszeitpunkt vorzunehmen.

Das Ausgangssignal kann nur dann als alleinige Referenz für den Kanalschätzer sinnvoll eingesetzt werden, wenn es vorge gebene statistische Eigenschaften besitzt, um die Fehlerfunk tion auswerten zu können. Aufgrund der Rückkopplung erfolgt in dieser Konfiguration die Entzerrereinstellung iterativ und erfordert somit eine längere Adaptionszeit. Daher scheiden diese Verfahren wegen der schnellen Änderung des Mobilfunkka nales für einen Entzerrungsalgorithmus für Mobilfunkanwendun gen aus.

Für schnell veränderliche Kanäle werden daher Verfahren ein gesetzt, bei denen empfängerseitig der Kanalschätzer nur auf das Eingangssignal zurückgreift und dann auf den Entzer rer/Detektor einwirkt. Als Referenz wird somit nur auf das Eingangssignal zurückgegriffen. Damit im Sendesignal und da mit auch im Empfangssignal eine am Empfangsort bekannte Refe renz enthalten ist, besitzt das Sendesignal grundsätzlich eine Rahmenstruktur, die aus einer festgelegten Folge von Trainingssequenzen für den Kanalschätzer und Nutzsignalse quenzen zur Auswertung im Entzerrer/Detektor besteht.

Da es sich in der Regel um nicht-stationäre Funkkanäle han delt, müssen die Tap-Koeffizienten den Veränderungen des Funkkanals pro Funkblock angepaßt werden. Fehlentscheidungen bei der Anpassung gefährden die Stabilität der Signaldetek tion und führen letztlich zu Detektionsfehlern. Um den Verän derungen des Funkkanals pro Funkblock folgen zu können, be sitzt jeder Funkblock eine Trainingssequenz.

Der Empfänger wird mit dem Rahmen des Senders synchronisiert, um die Trainingssequenzen korrekt auswerten zu können. Die Trainingssequenz, die im Empfänger als a priori Wissen ver fügbar ist, wird im Kanalschätzer ausgewertet. In bekannten Systemen (bspw. GSM) wird die Kanalschätzung zur Ermittlung einer Näherung für die Kanal-Impulsantwort mittels Korrela tion durchgeführt. Dazu wird die Impulsantwort des Kanal schätzers mit dem Teil des Empfängersignales gefaltet, der entsprechend dem Rahmenaufbau die Trainingssequenz enthält. Der Kanalschätzer liefert nur dann eine gute Näherung für die Kanal-Impulsantwort, wenn die Autokorrelationfunktion des Sendesignals impulsförmig ist. Dieses Verfahren ist daher nur für lineare Modulationsverfahren verwendbar.

Die Trainingssequenz für die Kanalschätzung muß so aufgebaut sein, daß deren Symbolfolge nach der RF-Modulation die erfor derlichen Eigenschaften der AKF (Auto Korrelations Funktion) besitzt.

Die Echoentzerrer nach dem beschriebenen Stand der Technik sind allerdings nur für lineare RF-Modulationsarten einsetz bar. Die Gaussian-Minimum-Shift-Keying (GMSK)-Modulation, wie sie für das GSM-System eingesetzt wird, kann als Grenz fall für eine lineare Modulation gelten, weil sie nur geringe Nichtlinearitäten aufweist und mit den Echo-Entzerrern nach dem Stand der Technik hinreichend gute Werte liefert.

Im Ergebnis des Kanalschätzers treten jedoch aufgrund der be grenzten Bandbreite des Signals und der zeitkontinuierlichen, möglichen Verzögerungen durch Mehrwegempfang Korrelationsne benzipfel auf, die die Approximation der Kanal-Impulsantwort grundsätzlich verfälschen. Dadurch wird der Entzerrer/Detek tor nicht optimal eingestellt. Dies gilt besonders, wenn Si gnale mit geringem Prozessgewinn verwendet werden, deren Peak/Sidelobe-Ratio nach der Korrelation klein ist.

Die Eignung der konventionellen Entzerrerverfahren geht aber mit steigender Nichtlinearität der Modulationsverfahren, wie beispielsweise der 4-CPM (Continuous Phase Modulation) verlo ren, weil mit steigender Nichtlinearität des Modulationsver fahrens die quasi-impulsförmigen Autokorrelationseigenschaf ten der Trainingssequenz nach der Demodulation verloren gehen bzw. vom Phasenhub des Modulationsverfahrens abhängen.

Eine andere Art der Kanalschätzung ist die sog. Optimalschät zung, bei der die Impulsantwort des Funkkanals nach der DE 42 33 222 C2 ermittelt wird und die keine Anforderungen an die AKF-Eigenschaften der Trainingssequenz stellt. Dabei wird die Trainingssequenz so ausgewählt, daß deren Spektrum keine Nullstellen aufweist, eine möglichst konstante Einhüllende und einen zyklischen Phasenverlauf für deren inneren Teil be sitzt, und daß zu Beginn und Ende der Trainingssequenz der selbe Phasenzustand besteht.

Aus der DE 43 29 317 A1 ist ein Verfahren zum Übertragen von Nachrichten bekannt, bei dem die Koeffizienten von ge schätzten Kanalimpulsantworten vor einer Datendetektion einer nichtlinearen Schätzwertnachverarbeitung unterzogen werden.

Das Verfahren der Optimalschätzung wird im folgenden anhand einer Sender/Empfängeranordnung beschrieben, die einen Sender mit einem Ausgangssignal S_S(t), einen Kanal h(t) und einen Empfänger mit einem Eingangssignal S_E(t), einen Kanalschätzer mit einer Funktion c(t) und einem Ausgangssignal S_c(t) auf weist. Dabei gilt für das Empfangssignal S_E(t) am Eingang des Empfängers:

S_E(t) = S_S(t).h(t) (1)

Dabei ist der Kanalschätzerausgang:

S_C(t) = S_S(t).h(t).c(t) (2)

Im Idealfall soll gelten, wenn der Übertragungskanal nicht bandbegrenzt geschätzt werden soll:

S_c(t) = h(t) (3)

Daraus folgt für das Sendesignal und die Kanalschätzer-Im pulsantwort:

S_S(t).c(t) = δ(t) (4)

Dirac-Funktion.

Dies ist nur möglich, wenn sowohl S_S(t) als auch c(t) nicht bandbegrenzt sind. Im Frequenzbereich gilt:

S(jω) C(jω) = 1

Für reale Übertragungssysteme muß der Übertragungskanal je doch nur innerhalb der Bandbreite des Sendesignals um die Trägerfrequenz bekannt sein.

Dabei sind die folgenden Übertragungsfunktionen zu beachten:

H(jω) = Übertragungsfunktion des nicht bandbegrenzten Übertragungskanals, und
H_sch(jω) = Bewertungsfunktion zur Bandbegrenzung der zu schätzenden Übertragungsfunktion (= rect _BHF/2 (jω)).

Die folgende Berechnung erfolgt für das Beispiel einer recht eckförmigen Bewertungsfunktion. Dies dient nur zur Vereinfa chung. Das Verfahren ist auf beliebige bandbegrenzte Bewer tungsfunktionen übertragbar.

H(jω) H_sch(jω) (6)

geschätzte Übertragungsfunktion

Durch Fourier-Transformation ergibt sich:

h(t).h_sch(t) = h(t).S_S(t).c(t) (7)

Durch Fourier-Transformation ergibt sich daraus:

H(jω).S(jω).C(jω) (8)

Für die bandbegrenzte Kanalschätzung muß hier gelten:

h_sch(t) = (sin (π B_HF t)) / (π B_HF t) = S_S(t).c(t) (9)

Durch Fourier-Transformation ergibt sich daraus:

Damit erhält man die erforderliche Kanalschätzer-Übertra gungsfunktion:

C(jω) = 1 / S(jω) rect _BHF/2 (jω) (11)

Durch Fourier-Transformation ergibt sich daraus c(t).

C(jω) folgt damit direkt aus dem Sendespektrum. An C(jω) wer den keine speziellen Forderungen - zum Beispiel an die Korre lationseigenschaften - gestellt. Die einzige Forderung lautet, daß S(jω) innerhalb des Übertragungsbandes bzw. bei periodi scher Übertragung an den diskreten zu betrachtenden Frequen zen keine Nullstellen besitzt. Somit darf das Sendespektrum beliebig sein.

Der Erfindung liegt im Hinblick auf die beschriebene Proble matik die Aufgabe zugrunde, ein Verfahren und eine Anordnung anzugeben, das bei nichtlinearen Modulationsverfahren eine zuverlässige Kanalschätzung und Bestimmung der Impulsantwort der Ausbreitungsstrecke bzw. der Tap-Koeffizienten gestattet, um eine hinreichend sichere Signaldetektion zu erzielen.

Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe durch die im Kennzeichen des Patentanspruches 1 bzw. 5 angegebenen Merkmale gelöst.

Bei einer vorteilhaften Ausgestaltung des erfindungsgemäßen Verfahrens werden das Trainingssignal und das Datensignal im Zeitmultiplexbetrieb übertragen. Bei dieser Ausführungsform des erfindungsgemäßen Verfahrens kann die Kanalschätzung un ter bestimmten Bedingungen sowohl durch Korrelations-Schätz ung als auch durch die Optimalschätzung durchgeführt werden.

Nach einer weiteren vorteilhaften Ausgestaltung des erfin dungsgemäßen Verfahrens wird die Linearkanalschätzung nach dem Verfahren der Optimalschätzung durchgeführt. Dadurch ent fallen einige Einschränkungen bezüglich der Korrelationsei genschaften der Trainingssequenz, die mit der Kanalschätzung durch die Korrelation verbunden sind, und die Optimalschät zung kann mit Trainingssignalen durchgeführt werden, die nur den Bedingungen nach Anspruch 5 unterworfen sind.

Die erfindungsgemäße Anordnung nach Anspruch 8 ermöglicht in vorteilhafter Weise eine lineare Kanalschätzung in Kombina tion mit einem nichtlinearen Modulator.

Die Anordnungen nach den Ansprüchen 9 oder 10 sind zwei Vari anten für die Umsetzung des Verfahrens nach Anspruch 2, wobei die Ausführungsform nach Anspruch 10 noch den Vorteil hat, daß mit einem I/Q-Modulator jedes Modulationsverfahren darge stellt werden kann, so daß für die Modulation und Demodula tion der Nutzsignale und er Trainingsseqenzen dieselben Kom ponenten genutzt werden können.

Weitere vorteilhafte Ausgestaltungen der Erfindung ergeben sich aus den restlichen Unteransprüchen.

Ausführungsbeispiele der Erfindung werden anhand der beilie genden Zeichnungen beschrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein erstes Ausführungsbeispiel der erfindungsgemäßen Anordnung mit einem linearen Kanalschätzer und einem nichtlinearen Modulator;

Fig. 2 eine wertdiskrete und zeitdiskrete Trainingssequenz, wie sie bei der Anordnung von Fig. 1 verwendet wird;

Fig. 3 eine andere Ausführungsform einer Anordnung gemäß der Erfindung, bei der im Zeitmultiplexbetrieb gearbeitet wird;

Fig. 4 eine Trainings- und Datensequenz, wie sie in der An ordnung von Fig. 3 verarbeitet wird;

Fig. 5 eine alternative Ausführungsform einer Anordnung ge mäß der Erfindung für Zeitmultiplexbetrieb.

In Fig. 1 ist davon ausgegangen, daß das äquivalente Basis band betrachtet wird, wobei dann Mischer, die sonst darge stellt werden müßten, entfallen und die Signale komplex dar gestellt werden. Es handelt sich daher um eine Darstellung der Übertragungsstrecke im äquivalenten Basisband.

Die Anordnung gemäß Fig. 1 weist einen Sender auf, der einen nichtlinearen Modulator 2 enthält, welcher mit einem Basis bandsignal S_BB(t) gespeist wird, wie es in Fig. 2 dargestellt ist. Das Basisbandsignal S_BB(t) umfaßt Datensignale D sowie eine Trainingssignalsequenz T. Dabei wird für Optimalschät zung und Korrelation vorausgesetzt, daß das Trainingssignal spektrum ein komplexes Testsignal mit N Spektrallinien ist, das periodisch ist, eine möglichst konstante Einhüllende be sitzt und keine Nullstellen hat.

Der Sender gibt ein Sendesignal S_S(t) ab, welches über den Übertragungskanal h(t) weitergegeben und vom Empfänger als Eingangssignal S_E(t) empfangen wird. Das Eingangssignal S_E(t) wird an einem Demodulator 6 und einen linearen Kanalschätzer 8 abgegeben. Das Ausgangssignal des Demodulators wird in ei nem Entzerrer/Detektor detektiert und entzerrt, der auch das Ausgangssignal des linearen Kanalschätzers 8 erhält und damit angesteuert wird.

Es sind somit folgende Signale zu betrachten, um die Vorteile dieser Anordnung abschätzen zu können:

S_BB(t) = Basisbandsignal, das ein Trainingssignal enthält.
S_S(t) = Sendesignal
h(t) = Impulsantwort des Übertragungskanals
S_E(t) = Empfangssignal

Wenn S_BB(t) ein wertkontinuierliches Signal ist, sind die wichtigsten Eigenschaften der Übertragungsstrecke wie folgt. Das Trainingssignal im Sendesignal S_S(t) besitzt eine impuls förmige AKF. Dazu ist S_BB(t) entsprechend vor der Demodulation zu wählen, was direkt aus S_S(t) und dem Demodulationsverfahren folgt. Die Kanalschätzung bezüglich des Signals S_E(t) mit dem bekannten Trainingssignal in S_S(t) erfolgt durch Optimalschät zung parallel zu dem Demodulationsvorgang. Aus der Optimal schätzung ergeben sich dann die Tap-Koeffizienten und Ampli tuden des Kanals, das heißt die Funktion h(t).

Bei einem wertdiskreten Sendesignal S_S(t) ist S_BB(t) für Digi talübertragung zu den Abtastzeitpunkten ein wertdiskretes Si gnal ebenso wie S_S(t). Das Trainingssignal in S_S(t) muß ein periodisch fortgesetztes Signal nach der Modulation sein, das beispielsweise aus einem binären Datensignal folgt. Die Trai ningssequenz in S_BB(t) ist auch ein periodisch fortgesetztes Signal in diesem Beispiel ein Binärsignal. Das diskrete Spek trum von S_S(t), das der Trainingssequenz entspricht, muß als einziges nur der Randbedingung genügen, das es keine Null stellen entsprechend der Gleichung 11 aufweisen darf.

Die in Fig. 2 dargestellte wert- und zeitdiskrete Trainings sequenz hat eine maximale Mehrwegeverzögerung ΔTmax von 5 Symbolen. Vor- und Nachläufer entsprechen der maximalen zu schätzenden Verzögerung ΔTmax. Damit können bei der Schätzung Überlappungen mit den zufälligen Daten vermieden werden. Bei diesem Basisbandsignal ist S_S(t) ein ansatzweise an den Rän dern periodisch fortgesetztes Signal des Trainingssignals mit beliebigem Spektrum, das aber im Empfänger bekannt ist. Die Optimalschätzung kann im Kanalschätzer immer dann durchge führt werden, wenn keine Nullstellen im Spektrum vorliegen. In diesem Fall wird das Empfangssignal S_E(t) abgetastet, und symbolweise wird das Spektrum berechnet. Gemäß Gleichung 7 wird dieses Spektrum von jeweils z aufeinanderfolgenden Sym bolen durch das Spektrum der Trainingssequenz dividiert. Nach inverser Fourier-Transformation folgt eine Schätzung für die Impulsantwort.

Die einzige, hier gültige Randbedingung besteht darin, daß die Periode des Trainingsignalkerns a-z vor der Modulation in S_BB(t) gleich sein muß wie die Periode des entsprechenden Teils in S_S(t). Bei Winkelmodulation muß die Phase am Ende gleich der Phase am Anfang sein. Für das Trainingssignal muß für eine wirkungsvolle Kanalschätzung gelten:

S_S(t) = S_S(t) + z T_symbol)

Ferner darf das Spektrum des Trainingssignals in S_S(t) keine Nullstellen bei

n × 1 / (z T_symbol)

innerhalb der Meßbandbreite haben.

Eine Anordnung, mit der das erfindungsgemäße Verfahren ganz allgemein durchführbar ist, wobei die Einschränkungen bezüg lich der Periode des modulierten Signales, daß diese gleich der Periode des Basisbandsignals ist, nicht gelten, ist in Fig. 3 gezeigt. Das periodische Trainingssignal wird in ei nem Generator 12 erzeugt, während das Datensignal S_BB(t) pa rallel dazu einem nichtlinearen Modulator 14 zugeführt wird. Die Ausgangssignale des Generators 12 und des Modulators 14 werden über einen Sendesignalumschalter 16 und den Übertra gungskanal 18 an einen Empfangssignalumschalter 20 weiterge geben. Im Empfänger gelangt das Empfangssignal S_E(t) zu dem Kanalschätzer 22 und dem nichtlinearen Demodulator 24. Das Ausgangssignal des Demodulators gelangt zu dem Entzerrer/De tektor 26, der das Ausgangssignal des Kanalschätzers 22 als Steuersignal erhält.

Fig. 4 zeigt das Basisbandsignal und die Schalterstellungen der Umschalter 16, 20, woraus zunächst der Zeitmultiplexbe trieb für die Übertragung des Trainingssignals und des Basis bandsignals ersichtlich ist. Durch die Umschalter, die auch durch eine Gatingfunktion ersetzt werden können, werden somit entweder das Trainingssignal oder das Datensignal in Synchro nisation abgestrahlt, das heißt, im Empfänger wird der Um schalter mit dem Empfangsrahmen synchronisiert. Wegen des Zeitmultiplexbetriebes und der linearen Kanalschätzung pa rallel zum nichtlinearen Modulationsverfahren für die Daten signale kann in diesem Fall das Trainingssignal entweder durch Korrelation oder durch Optimalschätzung ausgewertet werden, da es keine Einschränkungen bezüglich der Periode des modulierten Signales, daß diese gleich der Periode des Basis bandsignals ist, bei der Wahl dieses Signals wie bei den vor stehenden Ausführungsbeispielen gibt. Auch ist das mit dieser Anordnung durchführbare Verfahren völlig unabhängig vom Demo dulationsverfahren.

Schließlich zeigt die Fig. 5 eine Anordnung mit I/Q Modula toren zur Durchführung des erfindungsgemäßen Verfahrens mit Zeitmultiplexbetrieb.

Die Anordnung weist im Sender einen Umschalter 30 mit vier Eingängen und zwei Ausgängen auf. Die Eingänge des Umschal ters 30 sind in diesem Fall das I-Kanal-Signal des Trainings signals, das I-Kanal-Signal des Basisbandsignals, das Q-Ka nal-Signal des Trainingssignals und das Q-Kanal-Signal des Basisbandsignals. Diese Signalkomponenten werden selektiv je nach der Stellung A oder B des Umschalters am Tiefpaßfilter 32 bzw. 34 und von dort an die I-Kanal-Modulatorkomponente 36 bzw. die Q-Kanal-Modulatorkomponente 38 gegeben. Die beiden Modulatorkomponenten 36, 38 sind mit einem lokalen Oszillator 40 verbunden, wobei zwischen dem lokalen Oszillator 40 und der Q-Kanal-Modulatorkompponenten 38 ein Phasenschieber 42 liegt, der die Phase um 90° verschiebt. Die Ausgangssignale der Modulatorkomponenten 36, 38 werden in einer Mischstufe 44 addiert und dann gesendet. Der Empfänger ist im wesentlichen symmetrisch zu dem Sender aufgebaut, und das Eingangssignal wird an eine I-Kanal-Demodulatorkomponente 46 bzw. eine Q-Ka nal-Demodulatorkomponente 48 gegeben, die mit einem lokalen Oszillator 50 verbunden sind, wobei zwischen dem lokalen Os zillator und dem Q-Kanal-Demodulatorteil 48 ein Phasenschie ber 52 vorgesehen ist, der eine Phasenverschiebung um 90° be wirkt. Die Ausgangssignale der Demodulatorkomponenten 46 und 48 gelangen über Tiefpaßfilter 54, 56 an einen Empfangs signalumschalter 58 und von dort zu dem Kanalschätzer bzw. dem Entzerrer/Detektor (nicht gezeigt).

Auch bei dieser Anordnung ist das Verfahren völlig unabhängig von dem Modulationsverfahren, und das Trainingssignal wird linear in dem I/Q-Modulator aufmoduliert. Da jedes Modulati onsverfahren mit einem I/Q-Modulator dargestellt werden kann, können für Modulation und Demodulation dieselben Komponenten benutzt werden, lediglich die Ansteuerung der Komponenten ist unterschiedlich.

Claims

1. Verfahren zur Kanalschätzung von Mobilfunkkanälen unter Verwendung eines Senders und eines Empfängers, in dem Daten symbole detektiert werden, die durch einen zeitvarianten und mehrwegebehafteten Mobilfunkkanal übertragen werden, dadurch gekennzeichnet, daß eine lineare Kanalschätzung in Kombination mit einem nichtlinearen Modulationsverfahren durchgeführt wird.

2. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß ein Trainingssignal der linearen Kanalschätzung und ein Datensignal im Zeitmultiplexbetrieb übertragen werden.

3. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die linearen Kanalschätzungen nach dem Verfahren der Op timalschätzung durchgeführt wird.

4. Verfahren nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß bei dem Optimalschätzungsverfahren ein Trainingssignal mit einer frequenzabhängigen Übertragungsfunktion im Sender multipliziert wird, daß das Empfangsspektrum durch ein Trai ningssignalspektrum dividiert wird, und daß aus der daraus erhaltenen Übertragungsfunktion mit Hilfe einer Fourier- Transformation die Kanalimpulsantwort errechnet wird.

5. Verfahren nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß das Trainingssignalspektrum ein komplexes Testsignal mit N Spektrallinien ist, das periodisch ist, eine möglichst kon stante Einhüllende besitzt und keine Nullstellen hat.

6. Verfahren nach Anspruch 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß eine Trainingssequenz einen zyklischen Verlauf in deren inneren Teil und denselben Phasenzustand zu Beginn und zum Ende hat.

7. Verfahren nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß als Modulationsverfahren ein 4-CPM-Verfahren gewählt wird.

8. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach einem der Ansprüche 3 bis 7, dadurch gekennzeichnet, daß im Sender ein nichtlinearer Modulator (2) und im Empfän ger ein nichtlinearer Demodulator (6) ein linearer Kanal schätzer (8), die mit dem übertragenen Signal gespeist wer den, und ein dem Demodulator (6) und dem Kanalschätzer (8) nachgeschalteter Entzerrer/Detektor (10) vorgesehen sind, und daß der Kanalschätzer (8) für die Optimalschätzung ausge legt ist.

9. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Sender ein Generator (12) für ein lineares Trainings signal und ein nichtlinearer Modulator (14) sowie ein Sende signalumschalter (16) und im Empfänger ein Empfangssignalum schalter (20), ein linearer Kanalschätzer (22), ein nichtli nearer Demodulator (24) und ein Entzerrer/Detektor (26) vor gesehen sind, und daß die Umschalter (16, 20) synchron umge schaltet werden, wobei das Datensignal und das Trainings signal im Zeitmultiplexbetrieb übertragen werden.

10. Anordnung zur Durchführung des Verfahrens nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, daß im Sender ein Datensignalgenerator, ein Trainingssignal generator, ein Sendesignalumschalter (30) und ein I/Q-Modula tor (36, 38) und im Empfänger ein I/Q-Demodulator (46, 48), ein linearer Kanalschätzer, ein Entzerrer/Detektor und ein Empfangssignalumschalter (58) vorgesehen sind, und daß die Umschalter (30, 58) synchron umgeschaltet werden, wobei das Datensignal und das Trainingssignal im Zeitmultiplexbetrieb übertragen werden.

11. Anordnung nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß die Umschalter (30, 58) so ausgeführt sind, daß sie der einen Modulatorkomponente (36 bzw. 46) des I/Q-Modulators das I-Kanal-Signal und der anderen Modulatorkomponente (38 bzw. 48)des I/Q-Modulators das Q-Kanal-Signal zuführen bzw. ent nehmen.