DE19546406C1 - Filteranordnung für einen FM-Empfänger - Google Patents

Description

Filteranordnung für einen FM-Empfänger, der als Rundfunkempfänger oder TV-Empfänger ausgebildet sein kann. Bei der Auslegung der Filteranordnungen wird als ideale Filteranordnung diejenige betrachtet, welche einen linearen Phasengang, d. h. eine über den ganzen Durchlaßbereich des Filters konstante Gruppenlaufzeit aufweist und dabei zusätzlich einen rechteckförmigen Amplitudenfrequenzgang aufweist. Von derartigen idealen Filtern wird erwartet, daß sie keinen Beitrag zum Klirrfaktor zufügen und keine Signalartefakte erzeugen.

Bei der Verwendung von LC-Filtern ist ein fester Zusammenhang zwischen Amplitudenverlauf und Gruppenlaufzeit vorgegeben, d. h. bei geringen Gruppenlaufzeitunterschieden große Amplitudenschwankungen gegeben und umgekehrt. Folglich kann bei LC-Filtern stets nur ein Kompromiß zwischen diesen widersprüchlichen Forderungen gegeben sein.

Dieser Widerspruch konnte mit dem Einsatz von digitalen Filtern bzw. von Oberflächenwellenfiltern aufgelöst werden, da diese keine Verknüpfung zwischen Amplitudenfrequenzgang und Gruppenlaufzeiten aufweisen. Somit erschien die ideale Filteranordnung möglich.

In der Schrift "IEEE Transactions on Ultrasonics, and Frequency Control, Vol. 40 No. 5, Sept. 1993" wird die Verwendung einer Filteranordnung mit Oberflächenwellenfiltern, auch SAW-Filter genannt, am Beispiel von "Satellite Receivers" beschrieben und auf die Zusammenhänge von Amplitudenfrequenzgang und Gruppenlaufzeit hingewiesen.

Weiterhin ist ausgeführt, daß unter schwierigen Empfangsbedingungen, wie starker Regen oder Schneefall, ein schmalbandiges Filter die Empfangsbedingungen (signal to noise ratio) verbessert. Und dies obwohl die an sich idealen Filtereigenschaften gewählt sind.

In der Praxis zeigen derartige FM-Empfangsgeräte am Beispiel von Satellitenreceivern bei schlechten Empfangsverhältnissen zwar einen deutlichen Rückgang der Spikes im Bild, dieses wird aber mit Verzerrungen im Frequenzgang des Videobildes erkauft, was sich als Kantenausreißen oder durch großflächige Bildstörungen bemerkbar macht.

Die der Erfindung zugrundeliegende Aufgabe besteht demnach darin, die anscheinend idealen Filter, wie digitale Filter oder Oberflächenwellenfilter dahin weiterzuentwickeln, daß diese auch bei schmalbandigem Durchlaßbereich eine ausreichende Störarmut aufweisen.

Diese Aufgabe wird durch die Filteranordnungen für FM-Empfänger gemäß Anspruch 1 gelöst. Vorteilhafte Weiterbildungen der Erfindung sind in den abhängigen Ansprüchen dargestellt.

Erfindungsgemäß wird bei den digitalen Filtern bzw. bei den Oberflächenwellenfiltern mit einem gegenüber dem durch das Modulationsspektrum genutzten Frequenzbereich schmalbandigen Durchlaßbereich gerade die anscheinend ideale Amplitudenverlaufseigenschaft in Form eines Rechteckverlaufes verlassen und ein Verlauf gewählt, der der Gauß′schen Filterfamilie angenähert ist. D.h., daß die scharfen, steilen Filterflanken durch die weicheren Übergänge, die verschliffenen Flanken gemäß der Gauß′schen Filterfamilie ersetzt werden. Dieses Abweichen von dem anscheinenden Idealbild des Amplitudenfrequenzganges soll bei weitgehendem Erhalt des linearen Phasenganges erfolgen. Eine derartige Filteranordnung in einem FM-SAT-Empfänger zeigt eine wesentliche Verbesserung des negativen Effekts des Kantenausreißens und auch der Spikes in den Farbflächen. Durch die Auswahl der verschiedenen Arten der Gauß-Filter bzw. das Maß der Annäherung an den idealen Gauß-Filter läßt sich für jeden Anwendungsfall, d. h. in Abhängigkeit des Modulationsindexes bzw. der Modulationsfrequenzen eine besonders geeignete Filteranordnung für einen FM-Empfänger schaffen, welche bei schmalbandigen Durchlaßbereichen besonders störungsarm ist.

Als besonders geeignet hat sich erwiesen, die Filteranordnung aus mehreren einzelnen Filtern unterschiedlicher Filtereigenschaften auszubilden oder bei Digitalfiltern unterschiedliche Koeffizientensätze in entsprechenden Speichern bereitzuhalten und diese unterschiedlichen Filter oder Filterekoeffizientensätze jeweils wahlweise entsprechend den einzelnen Bedürfnissen ein-, um- bzw. auszuschalten. Dabei zeigen diese unterschiedlichen Filter insbesondere Filtercharakteristiken, die unterschiedlich stark dein idealen Gauß-Filter angenähert sind oder unterschiedliche Durchlaßbereiche. Infolge dieser Anpaßmöglichkeit läßt sich das jeweilige dargestellte Empfangssignal durch die optimierte Auswahl des jeweiligen Filters weiter verbessern. Von dieser Auswahl ist es unabhängig, ob es sich bei dieser Anordnung um eine Filteranordnung mit Oberflächenfiltern oder Digitalfiltern handelt, welche beide keinen festen Zusammenhang zwischen Amplitudenfrequenzgang und Phasengang aufweisen.

Nach einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird die Filteranordnung mit einer Hubnachführung versehen, bei der die Regelgröße entgegen den bekannten Lösungen nicht aus dem tieffrequenten Bereich gewonnen wird, sondern gezielt bei höheren Frequenzen, welche kontinuierlich im Signal vorhanden sind, wie beispielsweise der Pilotton bei 19 kHz oder der RDS-Träger bei 57 kHz oder das Chrominanzsignal bei 4,4 MHz. Durch die besondere Wahl der Ableitung der Regelgröße aus den dominanten Modulationsfrequenzen, welche kontinuierlich im Frequenzspektrum des empfangenen Signals vorliegen, wird ermöglicht, daß die Totzeiten der einzelnen Komponenten der Regelschleife, insbesondere der schmalbandigen Filter, nicht zu einem Ausrasten oder Aufschwingen der Regelschleife führen können und damit die Hubnachführung mit ihren vorteilhaften Wirkungen in Frage stellen können. Zusätzlich erweist es sich als vorteilhaft, daß durch die schmalbandige Nachführung im Bereich der dominanten Modulationsfrequenzen die Rauschanteile der demodulierten FM-Signale weitgehend ausgefiltert und besonders bei sehr schwachen Signalen die Nachführung exakter erfolgen kann, als bei breitbandigen, tiefpaßgefilterten Nachführungen. Zudem lassen sich gerade bei derartigen schmalbandigen, gefilterten Signalen die Phasendifferenzen durch unvermeidbare Laufzeiten in der Nachführung weitgehend kompensieren, was durch eine zusätzliche Phasenkompensation in der Regelschleife gewährleistet werden kann. Dadurch läßt sich der Regelbereich der Regelschleife wesentlich erhöhen und damit die unerwünschten Störungen weiter reduzieren.

Bei relativ hohen Frequenzen ist eine Nachführung des Oszillators günstiger als eine Filternachführung zum Erreichen einer Hubnachführung. Auch bei der Oszillatornachführung wird die Regelgröße wie bei der Hubnachführung von den Signalen im Bereich der dominanten Modulationsfrequenzen und nicht von den niederfrequenten Signalen abgeleitet. Folglich zeigen auch die Regelungen der Hubreduzierung mit Hilfe der Oszillatornachführung die entsprechenden Vorteile der Hubnachführung.

Nach einer vorteilhaften Ausführungsform wird neben der Hubnachführung oder der Hubreduktion, welche eine frequenzabhängig reduzierte Signalamplitude nach dem FM- Demodulator bewirken, eine Kompensation dieser Reduktion vorgesehen. Diese wird gewährleistet, indem von den Filtern für die dominanten Modulationsfrequenzen ein Kompensationssignal abgeleitet wird, welches phasenrichtig dem demodulierten Signal überlagert wird. Durch diese Anordnung ist gewährleistet, daß jeweils die frequenzrichtigen Kompensationssignale in den Bereichen der frequenzabhängig reduzierten Amplitude überlagert werden. Dadurch können die systemimmanenten Nachteile der Hubnachführung bzw. der Hubreduktion ausgeglichen werden und ein linearer Signalverlauf über das ganze Frequenzspektrum gewährleistet werden.

Es erweist sich als vorteilhaft, daß nicht nur eine dominante Modulationsfrequenz als Maß für die Hubreduzierung bzw. die Hubnachführung herangezogen wird, sondern daß mehrere dominante Modulationsfrequenzen gemeinsam zur Bestimmung des Maßes der Hubnachführung bzw. der Hubreduktion verwendet werden. Entsprechend der erhöhten Zahl der schmalbandigen Filter für die dominanten Modulationsfrequenzen in der Regelschleife ist es von Vorteil, die daraus resultierenden frequenzabhängigen, reduzierten Amplituden hinter dem FM-Demodulator durch eine entsprechende phasenrichtige Kompensation zu beheben. Dies erfolgt durch eine jeweils dem einzelnen schmalbandigen Filter in der Regelschleife zugeordnete Einheit zur Kompensation der Hubreduktion. Durch die mehrfache parallele Gewinnung der Regelgröße für die Hubnachführung bzw. die Hubreduktion läßt sich eine besonders sichere Hubnachführung bzw. Hubreduktion gewährleisten, die ein optimiertes, störungsfreies MPX-Signal gewährleistet.

Eine weitere Ausführungsform der Erfindung zeigt einen FM-PLL-Demodulator für einen FM-Empfänger mit einem spannungsabhängigen Oszillator, einem Tiefpaß und einen Phasenkomperator, der den spannungsabhängigen Oszillator dem Modulationshub nachführt. Diese haben dabei zugleich die Funktion eines bandbegrenzenden Filters. Dieser FM-PLL-Demodulator ist mit einem oder mehreren zusätzlichen Filtern in der Regelschleife zur selektiven, phasenrichtigen Nachführung des spannungsabhängigen Oszillators versehen, wobei die zusätzlichen Filter schmalbandig sind und auf dominante Modulationsfrequenzen abgestimmt sind. Dabei wird das Regelsignal für den spannungsabhängigen Oszillator durch Überlagerung des tiefpaßgefilterten Ausgangssignals mit dem durch den zusätzlichen schmalbandigen Bandpaßfilter gefilterten Ausgangssignal, welches phasenkorrigiert ist, bestimmt. Durch diese Überlagerung wird sichergestellt, daß die unerwünschten Ausrasttendenzen des FM- PLL-Demodulators bei hohen Hüben und gleichzeitig höheren Frequenzen verhindert wird, da in diesem Fall die Hubnachführung durch das schmalbandige Nachführen für die Frequenzbereiche der dominanten Modulationsfrequenzen dies verhindert. Vorteilhafterweise wird der Tiefpaß der Regelschleife mit einer Bandsperre versehen, die den Frequenzbereich des zusätzlichen Bandpaßfilters für die dominanten Modulationsfrequenzen ausführen um diesen Frequenzbereich nur über den Bandpaß gelangen zu lassen. Hierdurch wird eine Mehrfachbewertung dieser Frequenz verhindert und damit die sichere Regelung gewährleistet. Vorzugsweise werden als dominante Frequenzen die Chrominanzsignalfrequenz von 4.4 MHz, die Pilottonfrequenz von 19 kHz, der RDS-Träger von 57 kHz oder die oberhalb des Videosignals dominanten Tonträgerfrequenzen gewählt. Dabei kann für jeden Einzelfall jede beliebige Kombination oder Auswahl dieser beispielhaft aufgezählten kontinuierlich im Signal vorhandenen dominanten Frequenzen gewählt werden.

Die folgenden Ausführungsbeispiele der Erfindung lassen weitere vorteilhafte Merkmale und Besonderheiten erkennen, die anhand der Darstellung in den Zeichnungen im folgenden näher beschrieben und erläutert werden.

Es zeigen

Fig. 1 eine ZF-Filteranordnung mit Hubnachführung.

Fig. 2 zeigt den Aufbau eines FM-Empfängers mit einer Filteranordnung mit Oszillatornachführung und Kompensation der Hubreduktion.

Fig. 3 zeigt einen FM-Empfänger mit FM-PLL-Demodulator.

Fig. 4 zeigt das Frequenzverhalten einer Anordnung gemäß Fig. 2.

Aus Fig. 1 ist eine ZF-Filteranordnung für einen FM-Empfänger mit mehreren gegenüber dem durch das FM-Modulationsspektrum genutzten Frequenzbereich schmalbandigen Filtern F1, F2 zu entnehmen. Diese Filter zeigen bei weitgehend linearem Phasengang einen Amplitudenfrequenzgang, der der Gauß′schen Filterfamilie angenähert ist. Beide Filter zeigen unterschiedliche Mittenfrequenzen und nicht notwendigerweise einen unterschiedlichen Amplitudenfrequenzgang über den betreffenden Durchlaßbereich, wobei jeder Amplitudenfrequenzgang der Gauß′schen Filterfamilie angenähert ist. Die beiden Filtersignale werden einer Gewichtungseinheit GEW zugeführt, welche mit einem Demodulator DEM für die FM-Signale verbunden ist. Vom demodulierten Signal wird die Regelgröße für die Gewichtung abgeleitet, indem mittels eines schmalbandigen Bandpaßfilters BP, der auf eine dominante Modulationsfrequenz abgestimmt ist, insbesondere die Pilottonfrequenz von 19 kHz, herausgefiltert, durch die Phasenkompensionseinheit PH phasenkompensiert und durch einen Regelverstärker RV verstärkt wird, so daß durch die so gebildete Regelgröße die Gewichtung zwischen den beiden Filtersignalen dynamisch verändert werden kann. Durch die Veränderung der Gewichtung kann der Hub des Signales nachgeführt werden, was zu einer Störungsreduktion führt. Am Beispiel eines TV-Satelliten-Tuners mit dem Chrominanzsignal bei 4,4 MHz kann mit der beschriebenen Anordnung die Zunahme der Spikes bei gesättigten Farben verhindert werden und die Rauschanteile der demodulierten FM-modulierten Signale weitgehend herausgefiltert werden. Zudem wird, besonders bei sehr schwachen Signalen, die Nachführung aufgrund der schmalbandigen Nachführung wesentlich exakter erfolgen und es wird die Phasendifferenz durch unvermeidbare Laufzeitunterschiede in der Nachführung leichter und besser kompensieren lassen. Somit sind ein Ausrasten oder ein Aufschwingen der Regelschleife auch bei größeren Phasendifferenzen aufgrund der schmalbandigen Regelschleife mit Phasenkompensation in Verbindung mit dem Amplitudenfrequenzgang entsprechend der Gauß′schen Filterfamilie weitgehend ausgeschlossen.

Aus Fig. 2 ist ein FM-Empfänger zu entnehmen, dessen Signal von einer Antenne aufgenommen, über eine Tunerstufe mit einer Mischstufe zu einer Zwischenfrequenz ZF umgesetzt, durch ein schmalbandiges Filter ZF-Fi mit weitgehend linearem Phasengang und einem Amplitudenfrequenzgang entsprechend der Gauß′schen Filterfamilie gefiltert und einem Demodulator DEM zugeführt wird. Das demodulierte Signal wird zur Bildung eines Regelsignals zur Steuerung des Oszillators verwendet, um über den Oszillator eine Hubreduzierung mittels des Mischers zu erreichen. Dabei wird das demodulierte Signal durch einen oder mehrere schmalbandige Bandpaßfilter BP mit Phasenkorrektur PH gefiltert, welche jeweils auf eine dominante Modulationsfrequenz abgestimmt sind. Durch die Abstimmung der schmalbandigen Bandpaßfilter BP auf die dominanten Modulationsfrequenzen, d. h. Frequenzen, die kontinuierlich im empfangenen FM-Signal enthalten sind, wie beispielsweise die Pilottonfrequenz von 19 kHz bei Rundfunkempfängern oder die Chrominanzsignalfrequenz von 4,4 MHz bei TV-Empfängern, wird eine sehr sichere und weitgehend totzeitunabhängige Regelgröße für die Nachführung des Oszillators und damit zur Reduzierung des Hubs erzeugt. Richtet sich die Reduzierung des Hubes nicht nur nach dem Signal einer einzigen dominanten Frequenz, sondern mehrerer dominanter Frequenzen zugleich, so wird die Sicherheit weiter gesteigert. Dies erfolgt, indem das demodulierte Signal MPX in parallelen Zweigen auf die unterschiedlichen schmalbandigen Bandpaßfilter BP mit Phasenkorrektur PH gegeben wird, dabei sind die schmalbandigen Bandpaßfilter BP auf die verschiedenen dominanten Frequenzen ausgelegt. Aus den gefilterten, phasenkorrigierten Signalen wird dann im Regelverstärker RV eine Regelspannung erzeugt, mit der der Oszillator gesteuert wird. Durch diese Form der Hubreduzierung, die letztendlich eine Hubgegenkopplung darstellt, wird das MPX-Signal im Bereich der dominanten Frequenzen gedämpft. Diese an sich unerwünschte Dämpfung erweist sich aber als weniger störend als die sonstigen Artefakte bei vergleichbaren Schaltungen ohne Gegenkopplung und ohne schmalbandige Filter mit einer Amplitudencharakteristik entsprechend der Gauß′schen Filterfamilie. Die Dämpfung im Bereich der dominanten Frequenzen läßt sich aber sehr einfach und sicher korrigieren, da durch die Bandpaßfilter BP im Regelkreis erkennbar ist, ob die entsprechende dominante Frequenz vorhanden ist und entsprechend bedämpft ist somit läßt sich ein entsprechendes Kompensationssignal erzeugen und dieses phasenrichtig dem MPX-Signal. das von dem Demodulator Dem gebildet und mit einer entsprechenden Dämpfung versehen ist, überlagert werden. Für jeden schmalbandigen Bandpaßfilter BP im Regelkreis, der auf dominante Frequenzen abgestimmt ist, wird bevorzugt ein entsprechendes Kompensationssignal erzeugt und dieses phasenkorrigiert dem MPX-Signal überlagert. Dadurch läßt sich gewährleisten, daß die an sich nachteilige Wirkung der Hubreduzierung wesentlich verringert wird und das Ergebnis dem tatsächlich idealen Filter auch für schmalbandige Filter nahekommt.

In Fig. 3 ist ein FM-Empfänger mit Antenne, Tuner und Demodulatoreinheit dargestellt. Dieser FM-Empfänger zeigt einen PLL-Demodulator PLL-Dem, der einen spannungsabhängigen Oszillator VCO, einen Tiefpaß TP und einen Phasenkomparator enthält, welche die Wirkung eines bandbegrenzenden Filters haben. Entsprechend dem Erfindungsgedanken wird nun diese Anordnung aus Tiefpaß TP und Phasenkomparator, der den spannungsabhängigen Oszillator VCO so steuert, daß der Modulationshub mit Hilfe einer zusätzlichen Regelschleife mit einem schmalbandigen, auf eine dominante Frequenz abgestimmten Bandpaßfilter BP, der wahlweise mit einer Phasenkorrektur versehen ist, nachgeführt wird. Durch diese zusätzliche Regelungsschleife wird die Steuerung des spannungsabhängigen Oszillators VCO gegenüber der alleinigen Regelung durch das tiefraßgefilterte Signal verbessert, da jetzt die Regelgröße nicht nur von dem niederfrequenten Rauschen oder von niederfrequenten Restsignalen sondern zusätzlich von den über einen längeren Zeitraum, das heißt zumindest länger als die Einschwingzeit der Regelschleife vorhandenen dominanten Modulationsfrequenzen abhängt. Zusätzlich läßt sich das Regelergebnis verbessern, indem dem Tiefpaßfilter TP eine dem Bandpaßfilter BP inverse Bandsperre BS vorgelagert ist. Dadurch ist sichergestellt, daß bei der Gewichtung der auf die Regelgröße Einfluß nehmenden Signale keine Mehrfachberücksichtigungen einzelner Frequenzanteile gegeben ist, was das Regelergebnis deutlich verbessert.

In Fig. 4 ist das modellgemäße Frequenzverhalten einer Anordnung mit Oszillatornachführung und Kompensation der Hubreduktion entsprechend der Anordnung gemäß Fig. 2 mit einem einzigen Regelzweig dargestellt. Der Hub ist für dieses Modell über den ganzen Frequenzbereich des Modulationsspektrums als konstant angenommen. Dagegen zeigt das MPX-Signal im Bereich oberhalb von 25 kHz einen Abfall, der durch die Grenzfrequenz der ZF-Fi-Filteranordnung gegeben ist. Im Bereich unterhalb dieses Abfalls zeigt das MPX-Signal abgesehen von einer Absenkung im Bereich des Pilottons eine weitgehend konstantes Amplitudenfrequenzverhalten, was für die Gesamtanordnung bestmöglich erwünscht ist. Aufgrund der Oszillatornachführung zur Hubreduktion zeigt das MPX-Signal im Bereich hier der dominanten Pilottonfrequenz von 19 kHz eine merkliche Dämpfung. Diese Dämpfung wird bestimmt durch den schmalbandigen Filter BP in der Regelschleife zur Hubreduzierung. Aus der erwarteten Hubreduzierung folgend wird eine zusätzliche Spannung U abgeleitet, die dem MPX-Signal nach dem Demodulator mit der Dämpfung im Bereich der dominanten Frequenz so phasensichtig überlagert wird, daß die Dämpfung in diesem Bereich kompensiert wird. Dadurch läßt sich ein weitgehend optimiertes störungsfreies Signal auch bei schmalbandigen Filtern erhalten. Dieses Summen-MPX-Signal, das aus dem MPX-Signal und dem Kompensationssignal U gebildet ist ist oberhalb der anderen Kurvenverläufe wiedergegeben.

Claims (7)

1. Digitale ZF-Filteranordnung oder ZF-Oberflächenwellenfilteranordnung für einen FM- Empfänger mit gegenüber dem durch das FM-Modulationsspektrum genutzten Frequenzbereich schmalbandigen Filtern, wobei diese bei weitgehend linearem Phasengang einen Amplitudenfrequenzgang aufweisen, der der Gaußschen Filterfamilie angenähert ist.

2. Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die digitale ZF- Filteranordnung mehrere digitale Filter unterschiedlicher Filtereigenschaften in Form von unterschiedlichen Filterkoeffizientensätzen aufweist, die auswählbar ausgebildet sind und die bei weitgehend linearem Phasengang einen Amplitudenfrequenzgang aufweisen, der der Gaußschen Filterfamilie angenähert ist.

3. Filteranordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die ZF-Oberflächenwellenfilteranordnung mehrere Oberflächenwellenfilter unterschiedlicher Filtereigenschaften aufweist, die auswählbar ausgebildet sind und die bei weitgehend linearem Phasengang einen Amplitudenfrequenzgang aufweisen, der der Gaußschen Filterfamilie angenähert ist.

4. Filteranordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Hubnachführung aufweist und daß deren Filter (BP) schmalbandige Durchlaßbereiche zeigen und auf dominante Modulationsfrequenzen abgestimmt sind, z. B. die Pilottonfrequenz von 19 kHz oder die Chrominanzsignalfrequenz von 4,4 MHz.

5. Filteranordnung nach Anspruch 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, daß sie eine Oszillatornachführung zur Hubreduzierung aufweist und daß deren Filter (BP) schmalbandige Durchlaßbereiche zeigen und auf dominante Modulationsfrequenzen abgestimmt sind, z. B. die Pilottonfrequenz von 19 kHz oder die Chrominanzsignalfrequenz von 4,4 MHz.

6. Filteranordnung nach einem der Ansprüche 4 oder 5, dadurch gekennzeichnet, daß Einheiten zur Phasenkompensation (PH) vorgesehen sind, welche nach den schmalbandigen Filtern (BP) Phasenunterschiede ausgleichen.

7. Filteranordnung nach einem der vorstehenden Ansprüche 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß ein Demodulator (Dem) und eine Einheit zur Kompensation der Hubreduktion vorgesehen sind, wobei die Einheit zur Kompensation der Hubreduktion mit den Filtern (BP) verbunden ist und von diesen das Kompensationssignal gewinnt und dieses dem demodulierten Ausgangssignal phasenrichtig überlagert.