DE19520426A1 - Winkelgeschwindigkeits-Erfassungsvorrichtung - Google Patents

Description

Die Erfindung betrifft eine Winkelgeschwindigkeits-Erfas­ sungsvorrichtung, die einen Oszillator verwendet.

Der Stand der Technik, der Vorrichtungen betrifft, die eine Winkelgeschwindigkeit einer Drehung unter Verwendung eines Oszillators erfassen, ist beispielsweise in der JP-A-240 649/1993 und der JP-A-288 555/1993 sowie der GB-2 266 149 A offenbart.

Bei einer Vorrichtung, die eine Winkelgeschwindigkeit einer Drehung wie vorstehend erwähnt erfaßt, wird ein Oszillator wie ein piezoelektrisches Element an seinem Resonanzpunkt für eine Oszillation bzw. Schwingung mit einer Frequenz angesteu­ ert, die mit dessen Eigenfrequenz übereinstimmt, und ein Pha­ senunterschied zwischen einem an einem Steueranschluß auftre­ tenden Signal und einem an einem Erfassungsanschluß des Os­ zillators auftretenden Signals wird zum Erfassen einer Win­ kelgeschwindigkeit gemessen. Die Eigenfrequenz eines Oszilla­ tors verändert sich jedoch unter den Einflüssen der Umge­ bungstemperatur oder dergleichen. Wenn der Oszillator mit ei­ ner bestimmten Frequenz in einer Umgebung angesteuert wird, die einer Temperaturveränderung unterliegt, ist es dement­ sprechend unmöglich, den Betrieb des Oszillators in seinem Resonanzzustand aufrechtzuerhalten. Eine Abweichung des Be­ triebs des Oszillators von dem Resonanzzustand verursacht eine Schwankung der Amplitude der Schwingung, was ein Fehler in dem Zusammenhang zwischen dem Phasenunterschied und der Winkelgeschwindigkeit verursacht.

Zu dessen Berücksichtigung wird in der erwähnten GB-2 266 149 A eine Phasenregelkreis- bzw. PLL-Schaltung in einem Versuch zum Aufrechterhalten des Betriebs des Oszillators in seinem Resonanzzustand verwendet. Im einzelnen wird die Frequenz der Schwingung eines spannungsgesteuerten Oszillators (VCO) auto­ matisch eingestellt, so daß ein an einen Steueranschluß des Oszillators angelegtes Signal einen Phasenunterschied von 90° bezüglich eines Signals aufweist, das an einem Anschluß des Oszillators auftritt, von dem eine Rückkopplungsspannung ab­ geleitet wird.

Gemäß der JP-A-240 649/1993 wird ein Impulssignal mit einem Tastverhältnis, das sich entsprechend einem Phasenunterschied verändert, der eine Winkelgeschwindigkeit angibt, einer Ex­ klusiv-Oder-Schaltung zugeführt, die es zur Glättung und Ver­ stärkung weiterleitet, wodurch eine analoge Spannung erzeugt wird, die die Winkelgeschwindigkeit darstellt.

Gemäß der JP-A-288 555/1993 wird ein Unterschied der Amplitu­ den von Signalen aus einem Paar Oszillatoren durch einen Dif­ ferenzverstärker verstärkt, dessen Ausgangssignal durch einen Synchrondetektor erfaßt und geglättet wird, wodurch eine ana­ loge Spannung erzeugt wird, die die Winkelgeschwindigkeit darstellt.

Da bei den herkömmlichen Winkelgeschwindigkeits-Erfassungs­ vorrichtungen für die gesamte Schaltung oder bei einem Haupt­ teil derselben eine analoge Schaltung verwandt wird, wenn ein Signal oder Signale verarbeitet werden, verursacht dies in­ folge der Variation von Empfindlichkeiten von Element zu Ele­ ment, die bei der Schaltung verwendet werden, oder infolge von Temperaturveränderungen wahrscheinlich einen Erfassungs­ fehler.

Bei der in der JP-A-240 649/1993 offenbarten Vorrichtung kann eine digitale Verarbeitung eines durch die Vorrichtung er­ zeugten Impulssignals eingesetzt werden. Beispielsweise kann die Impulsbreite des Signals durch einen Zähler gezählt wer­ den, wodurch Informationen hergeleitet werden, die die Win­ kelgeschwindigkeit angeben. Weil jedoch die Resonanzfrequenz des Oszillators sich mit einer Temperaturveränderung verän­ dert, muß die Oszillationsfrequenz des Oszillators dem­ entsprechend verändert werden. Eine Veränderung der Oszil­ lationsfrequenz des Oszillators führt zu einer Veränderung der Periode des zu messenden Impulssignals. Dies bedeutet, daß, falls das Impulssignal ein konstantes Tastverhältnis aufweist, sich die ergebende Impulsbreite verändert. Da die Winkelgeschwindigkeit dem Tastverhältnis des Signals ent­ spricht, folgt daraus, daß eine Veränderung der Oszillations­ frequenz des Oszillators zu einem Fehler führt, der in der bestimmt werdenden Winkelgeschwindigkeit erzeugt wird. Zur Beseitigung eines solchen Fehlers muß eine Schaltung, die die Periode der Schwingung des Oszillators bestimmt, und eine an­ dere Schaltung vorgesehen sein, die ein Verhältnis der Peri­ ode der Schwingung zu der Impulsbreite berechnet, was unver­ meidlich zu einer komplexen Anordnung führt. Insbesondere muß die Bestimmung eines Zeitintervalls auf eine schnelle Weise ausgeführt werden, damit die Auflösung der Erfassung der Win­ kelgeschwindigkeit erhöht wird. Eine derartige Verarbeitung kann jedoch durch Software in einem Mikrocomputer nicht ver­ wirklicht werden, was zu einem Erfordernis eines komplexen festverdrahteten Schaltungsaufbaus führt.

Der Erfindung liegt daher die Aufgabe zugrunde, einen Fehler beim Erfassen einer Winkelgeschwindigkeit zu verringern und den Aufbau einer dazu erforderlichen Vorrichtung zu verein­ fachen.

Erfindungsgemäß wird eine Winkelgeschwindigkeits-Erfassungs­ vorrichtung geschaffen mit einem Oszillator, der einen ersten Anschluß, an den eine Steuerspannung angelegt wird, einen zweiten Anschluß, an dem ein Signal mit einem bestimmten Pha­ senunterschied bezüglich des an den ersten Anschluß angeleg­ ten Signals während der Resonanz des Oszillators auftritt, und einen dritten Anschluß aufweist, an dem ein Signal mit einer Phase auftritt, die sich entsprechend der Winkelge­ schwindigkeit verändert, einer Schwingungserzeugervorrich­ tung, die entweder eine Vorrichtung zum Erzeugen eines der Resonanzfrequenz des Oszillators entsprechenden Wechselspan­ nungssignals und zu dessen Anlegen an den ersten Anschluß und eine Vorrichtung zum Bilden einer positiven Rückkopplungs­ schleife aufweist, die zwischen den zweiten und den ersten Anschluß des Oszillators geschaltet ist und den Oszillator enthält, einer Frequenzmultipliziervorrichtung zum Erzeugen eines Taktimpulses mit einer höheren Frequenz als die Oszil­ lationsfrequenz auf der Grundlage eines Signals, das der Oszillationsfrequenz des Oszillators entspricht, einer Vor­ richtung zum Erzeugen eines Phasenunterschied-Impulssignals mit einem Tastverhältnis, das sich entsprechend einem Phasen­ unterschied zwischen dem an dem dritten Anschluß des Oszilla­ tors auftretenden Signal und entweder dem an den ersten An­ schluß angelegten Signal oder dem an dem zweiten Anschluß auftretenden Signal verändert, und einer Zählervorrichtung zum Zählen des Taktimpulses, der während entweder eines Hoch­ pegel- oder eines Niedrigpegel-Intervalls des Phasenunter­ schied-Impulssignals auftritt, das durch die Phasenunter­ schiedimpuls-Erzeugungsvorrichtung erzeugt wird.

Gemäß einer anderen Ausgestaltung der Erfindung weist die Frequenzmultipliziervorrichtung einen ersten Frequenzteiler, der in einer Schleife angeordnet ist, die die Frequenz der Schwingungserzeugervorrichtung steuert, einen zweiten Fre­ quenzteiler mit einem Frequenzteilungsverhältnis oder -fak­ tor, das bzw. der von dem des ersten Frequenzteilers zum Fre­ quenzteilen eines Signals verschieden ist, das an dem Eingang des ersten Frequenzteilers auftritt, und eine Frequenz­ multiplizierschaltung zum Frequenzmultiplizieren eines Si­ gnals auf, das aus dem zweiten Frequenzteiler ausgegeben wird. Darüberhinaus ist eine Vorrichtung vorgesehen, die ein Signal erzeugt, das das Zeitintervall steuert, während dem der Zählvorgang durch die Zählervorrichtung gleich einer oder größer als eine Vielzahl von Perioden auftritt wie durch die Oszillationsfrequenz des Oszillators definiert.

Gemäß einer anderen Ausgestaltung der Erfindung weist die Frequenzmultipliziervorrichtung einen Frequenzteiler und eine Frequenzmultiplizierschaltung auf, die in Reihe miteinander geschaltet sind, wobei das Produkt des Teilungsfaktors des Frequenzteilers und des Multiplikationsfaktors der Frequenz­ multiplizierschaltung von einer Ganzzahl verschieden gewählt werden und ein Signal, das aus dem Frequenzteiler ausgegeben wird, ein Zeitintervall bestimmt, während dem der Zählvorgang durch die Zählervorrichtung derart auftritt, daß er gleich einer Vielzahl von Perioden wie durch die Oszillationsfre­ quenz des Oszillators definiert ist.

Es sei bemerkt, daß in Klammern auftretende Zahlen und Buch­ staben Bezugszeichen und Zeichen entsprechen, die zum Be­ zeichnen entsprechender Elemente oder Teile verwendet werden, die bei nachstehend beschriebenen Ausführungsbeispielen auf­ treten, aber die Elemente oder Bauteile, die zum Verwirkli­ chen der Erfindung verwendet werden, sind nicht auf die be­ sonderen Elemente oder Bauteile beschränkt, die bei den Aus­ führungsbeispielen beispielhaft beschrieben werden.

Erfindungsgemäß weist ein durch eine Vorrichtung (51) erzeug­ tes Phasenunterschied-Impulssignal (SH) ein Tastverhältnis auf, das sich entsprechend einer Winkelgeschwindigkeit einer Drehung verändert, die ein Oszillator durchführt. Wenn die Impulsbreite des Phasenunterschied-Impulssignals (SH) durch ΔT und seine Periode durch T dargestellt ist, stellt ΔT/T eine Winkelgeschwindigkeit der Drehung dar, die erfaßt werden soll. Ein Taktimpuls (SN, SI), der durch die Frequenzmulti­ pliziervorrichtung (18) erzeugt wird, wird durch Frequenz­ multiplizieren eines Signals erzeugt, das der Oszillations­ frequenz des Oszillators entspricht und dementsprechend eine höhere Frequenz als die Oszillationsfrequenz des Oszillators aufweist. Eine Zählervorrichtung (52, 53) zählt den Taktim­ puls während eines Zeitintervalls, wenn das Phasenunter­ schied-Impulssignal entweder einen hohen Pegel oder einen niedrigen Pegel annimmt. Die Anzahl der durch die Zählervor­ richtung gezählten Impulse entspricht der Impulsbreite ΔT. Da der gezählte Taktimpuls durch Frequenzmultiplizieren eines Signals erzeugt wird, das der Oszillationsfrequenz des Oszil­ lators entspricht, weist der Taktimpuls eine Zeitperiode auf, die einen proportionalen Zusammenhang mit der Schwingungs­ periode T hat. Wenn die Schwingungsperiode T sich infolge ei­ ner Temperaturschwankung verändern sollte, kann die Anzahl der Impulse, die durch die Zählervorrichtung gezählt werden, dich dementsprechend nicht verändern. Auf diese Weise ist der Zählwert der Zählervorrichtung proportional zu ΔT/T oder der Winkelgeschwindigkeit der Drehung.

Die zum Steuern des Oszillators verwendete Schwingungserzeu­ gervorrichtung kann einen unabhängigen Oszillator (23), der beispielsweise in einem Schaltungselement wie einer Phasenre­ gelkreis- bzw. PLL-Schaltung angeordnet ist, oder einen selbsterregten Oszillator (40C, 50) aufweisen, der eine posi­ tive Rückkopplungsschleife zusammen mit dem Oszillator bil­ det.

Ein Vorteil der Erfindung besteht darin, daß ein Fehler ver­ hindert werden kann, der sich aus einer Veränderung der Schwingungsperiode des Oszillators ergibt, ohne daß eine Schaltung, die die Schwingungsperiode des Oszillators be­ stimmt, oder eine Schaltung benötigt wird, die ein Verhältnis einer derartigen Schwingungsperiode zu der Impulsbreite be­ rechnet, wodurch der Aufbau vereinfacht wird. Der Aufbau wird weiter vereinfacht, falls der selbsterregte Oszillator (40C, 50) als die Schwingungserzeugervorrichtung verwendet wird.

Gemäß einer anderen Ausgestaltung der Erfindung weist die Frequenzmultipliziervorrichtung einen ersten Frequenzteiler (18), der in einer Schleife angeordnet ist, die die Frequenz der Schwingungserzeugervorrichtung steuert, einen zweiten Frequenzteiler (56) mit einem Teilungsfaktor, der von dem des ersten Frequenzteilers zum Teilen des Signals verschieden ist, das an dem Eingang des ersten Frequenzteilers auftritt, und eine Frequenzmultiplizierschaltung (30) zum Multipli­ zieren eines Signals auf, das aus dem zweiten Frequenzteiler ausgegeben wird. Auf diese Weise weist der Taktimpuls, der an dem Ausgang der Frequenzmultiplizierschaltung erhalten wird, eine Frequenz auf, die vorteilhaft von einem ganzzahligen Vielfachen der Oszillationsfrequenz des Oszillators versetzt werden kann.

Nimmt man beispielsweise an, daß der erste Frequenzteiler einen Teilungsfaktor von 1/32, der zweite Frequenzteiler einen Teilungsfaktor von 1/31 und die Frequenzmultiplizier­ schaltung einen Multiplikationsfaktor von 1024 aufweist, folgt daraus, daß, wenn man annimmt, daß der Oszillator eine Oszillationsfrequenz von f hat, die sich ergebende Frequenz des Taktimpulses gleich (1024×32/31)×f sein wird, wodurch das Frequenzverhältnis von einem ganzzahligen Vielfachen ver­ setzt ist. Auf diese Weise weist die Anzahl der Taktimpulse, die in einer Periode gezählt werden, während der das Phasen­ unterschied-Impulssignal entweder einen hohen Pegel oder einen niedrigen Pegel annimmt, einen Bruchteil auf. Ein Bruch bzw. Bruchteil kann in Wirklichkeit nicht gezählt werden, und dementsprechend tritt entweder ein Ab- oder Aufrunden auf. Gemäß diesem Merkmal der Erfindung verursacht das durch die Vorrichtung (55) erzeugte Signal (SJ), das ein Zählintervall herstellt, daß die Zählervorrichtung die Anzahl der Impulse summiert, die über eine Vielzahl von Perioden auftreten, wäh­ rend der das Phasenunterschied-Impulssignal entweder einen hohen Pegel oder einen niedrigen Pegel annimmt. Da der Takt­ impuls von Periode zu Periode eine verschiedene Phase an­ nimmt, wird in diesem Fall ein Bruchteil, der bei einem Zäh­ len auftritt, in einer bestimmten Periode einem Abrunden un­ terzogen, während er in einer verschiedenen Periode einem Aufrunden unterzogen wird, wodurch eine Glättungswirkung zwi­ schen Fehlern erzeugt wird, die durch Ab- und Aufrunden auf­ treten, damit der sich ergebende Fehler verringert wird.

Die Auflösung bei der Erfassung der Winkelgeschwindigkeit wird verbessert, indem ein Bruchteil gezählt wird, das in der Anzahl der gezählten Taktimpulse auftritt. Falls der Taktim­ puls eine Frequenz aufweist, die ein ganzzahliges Vielfaches der Oszillationsfrequenz des Oszillators ist, tritt kein Bruchteil auf, und dementsprechend kann die Auflösung nicht verbessert werden, falls der Zählvorgang über eine Vielzahl von Perioden verläuft. Falls demgegenüber die Frequenz des Taktimpulses erhöht wird, damit die Auflösung erhöht wird, muß die Zählervorrichtung durch eine Hochgeschwindigkeits­ schaltung gebildet sein, was zu erhöhten Kosten führt. Gemäß der vorstehend erwähnten Verbesserung kann jedoch ein Takt­ impuls mit einer relativ geringen Frequenz verwendet werden, das zu einem kostengünstigen Aufbau führt.

Gemäß einer weiteren Ausgestaltung der Erfindung weist die Frequenzmultipliziervorrichtung einen Frequenzteiler (56) und eine Frequenzmultiplizierschaltung (30C) auf, die miteinander in Reihe geschaltet sind, und der Teilungsfaktor des Fre­ quenzteilers und der Multiplikationsfaktor der Frequenzmulti­ plizierschaltung werden derart gewählt, daß ihr Produkt von einer Ganzzahl verschieden ist. Auf diese Weise kann die Fre­ quenz des Taktimpulses, der an dem Ausgang der Frequenzmulti­ plizierschaltung erhalten wird, von einem ganzzahligen Viel­ fachen der Oszillationsfrequenz des Oszillators versetzt wer­ den. Da das Zeitintervall, über das der Zählvorgang durch die Zählervorrichtung auftritt, durch das Signal gesteuert wird, das aus dem Frequenzteiler ausgegeben wird, so daß es einer Vielzahl von Perioden wie durch die Oszillationsfrequenz des Oszillators definiert ist, kann die Auflösung beim Erfassen der Winkelgeschwindigkeit verbessert werden.

Die Erfindung wird nachstehend anhand der bevorzugten Ausfüh­ rungsbeispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnungen näher be­ schrieben. Es zeigen:

Fig. 1 ein Blockschaltbild einer Winkelgeschwindigkeits-Er­ fassungsvorrichtung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Er­ findung,

Fig. 2 ein Blockschaltbild von bestimmten, bei der Er­ fassungsvorrichtung gemäß Fig. 1 verwendeten Blöcken,

Fig. 3 eine teilweise im Schnitt dargestellte Vorderansicht, die das Erscheinungsbild eines Sensorelements 10 ver­ anschaulicht,

Fig. 4 eine Draufsicht, die eine Schwingungsweise eines zy­ lindrischen piezoelektrischen Körpers 2 veranschaulicht,

Fig. 5 eine Folge von Zeitverläufen, die beispielhafte Si­ gnale darstellen, die an verschiedenen Teilen der Schaltung gemäß Fig. 1 auftreten,

Fig. 6 eine andere Folge von Zeitverläufen, die andere Si­ gnale veranschaulichen, die an verschiedenen Teilen der Schaltung gemäß Fig. 1 auftreten,

Fig. 7 ein Blockschaltbild einer Winkelgeschwindigkeits-Er­ fassungsvorrichtung gemäß einer Abänderung und

Fig. 8 ein Blockschaltbild einer Winkelgeschwindigkeits-Er­ fassungsvorrichtung gemäß einer weiteren Abänderung.

Fig. 1 zeigt eine Winkelgeschwindigkeits-Erfassungsvorrich­ tung gemäß einem Ausführungsbeispiel der Erfindung. Be­ stimmte, in Fig. 1 dargestellte Teile sind in Fig. 2 aus­ führlich dargestellt, und das Aussehen eines in Fig. 1 darge­ stellten Sensorelements 10 ist in Fig. 3 veranschaulicht. Ge­ mäß Fig. 1 ist ein Sensorelement 10 entlang einer Schnittli­ nie 1A-1A gemäß Fig. 3 dargestellt.

Das Sensorelement 10 weist einen zylindrischen piezoelektri­ schen Körper 2 auf, der an seiner Unterseite an einem Ele­ ment-Sockel 1 mit einer scheibenförmigen Spitze und einem Glied oder einem Schaft in Form eines runden Stabs befestigt ist, der sich von der unteren Oberfläche der Scheibe er­ streckt.

Über im wesentlichen ihre obere Hälfte ist die äußere Um­ fangsoberfläche des zylindrischen piezoelektrischen Körpers 2 durch eine Bezugspotentialelektrode 3 bedeckt, die an die elektrische Masse der Vorrichtung angeschlossen ist, während über die untere Hälfte acht Elektrodensegmente mit einem identischen Aufbau an die äußere Umfangsoberfläche des Kör­ pers 2 mit einem Winkelabstand von 45° geklebt sind. Gemäß Fig. 1 sind ein paar Elektrodensegmente 4a und 4b, die Rück­ kopplungselektroden darstellen, einander gegenüberliegend entlang einer ersten diametralen Richtung D1, ein anderes Paar Elektrodensegmente 5a und 5b, die Erregerelektroden darstellen, einander gegenüberliegend entlang einer zweiten diametralen Richtung D2 und ein weiteres Paar Elektroden­ segmente 6a und 6b, die Erfassungselektroden darstellen, ein­ ander gegenüberliegend entlang einer dritten diametralen Richtung D3 angeordnet. Bei diesem Beispiel wird ein zusätz­ liches Paar Elektrodensegmente 7a und 7b nicht verwendet, das einander gegenüberliegend entlang einer vierten diametralen Richtung D4 angeordnet ist.

Eine durch eine Oszillationsschaltung erzeugte Wechselspan­ nung wird an die Erregerelektroden 5a und 5b des Sensorele­ ments 10 angelegt, wodurch der zylindrische piezoelektrische Körper 2 zur Verformung und Schwingung bzw. Oszillation ange­ regt wird. Eine daraus folgende Schwingung des piezoelektri­ schen Körpers 2 induziert ein Signal an den Rückkopplungs­ elektroden 4a und 4b, das zurück zu der Oszillationsschaltung geführt wird. Durch Verwendung des Rückkopplungssignals stellt die Oszillationsschaltung automatisch die Frequenz ihres Ausgangssignals ein, so daß der piezoelektrische Kör­ per 2 mit einer Frequenz schwingen kann, die mit seiner Ei­ genfrequenz fm übereinstimmt.

Wenn eine Speisung für die Oszillationsschaltung eingeschal­ tet wird, wird eine Spannung zwischen die Erregerelektroden 5a und 5b sowie die Bezugspotentialelektrode 3 angelegt, wo­ durch sich der zylindrische piezoelektrischen Körper 2 in der zweiten diametralen Richtung D2 erweitert oder schrumpft. Eine solche Verformung induziert eine Spannung zwischen den Rückkopplungselektroden 4a sowie 4b und der Bezugspotential­ elektrode 3. Die Anordnung des zylindrischen piezoelektri­ schen Körpers 2 während der Schwingung, die einen Erwei­ terungs-/Verkleinerungszyklus aufweist, ist in seiner Spitze der Verkleinerung durch gestrichelte Linien 2B und in seiner Spitze der Erweiterung durch strichpunktierte Linien 2A auf übertriebene Weise in Fig. 4 veranschaulicht. Aus Fig. 4 ist ersichtlich, daß die Erweiterung bzw. Verkleinerung in der zweiten diametralen Richtung D2 der Verkleinerung bzw. Erwei­ terung in der ersten diametralen Richtung D1 entspricht und daher die Spitze der Verkleinerung in der Richtung D2 der Spitze der Erweiterung in der Richtung D1 entspricht. Dement­ sprechend erfährt bei dem vorliegenden Beispiel der zylindri­ sche piezoelektrischen Körper 2 eine Schwingung, die in kreuzförmigen Richtungen (D1 und D2) auftritt.

Es sei bemerkt, daß, wenn der zylindrische piezoelektrische Körper 2 Schwingungen in kreuzförmigen Richtungen D1 und D2 erfährt (siehe strichpunktierte Linien 2A und gestrichelte Linien 2B gemäß Fig. 4), sich die Erfassungselektroden 6a und 6b an den Schwingungsknoten befinden, und daher eine Spannung minimal ist, die an diesen Erfassungselektroden und der Bezugspotentialelektrode 3 auftreten würde. Idealerweise würde keine Spannung auftreten, aber da der Aufbau des zylin­ drischen piezoelektrischen Körpers 2 nicht perfekt zylin­ drisch ist, wird eine Spannung mit einer bestimmten Größe entwickelt.

Wenn sich der zylindrische piezoelektrische Körper 2 dreht, wenn er sich beispielsweise wie in Fig. 4 dargestellt im Uhr­ zeigersinn dreht, erzeugt die Kombination einer solchen Dre­ hung und der Schwingung des piezoelektrischen Körpers 2 Corioliskräfte F1 bis F4, die verursachen, daß die Schwingung des piezoelektrischen Körpers 2 von der Richtung D2 entweder in die dritte diametrale Richtung D3 wie durch eine durchge­ zogene Linie 2C in Fig. 4 dargestellt oder in eine vierte diametrale Richtung D4 gedreht wird, was die Spannung erhöht, die an den Erfassungselektroden 6a und 6b entwickelt wird, während gleichzeitig eine Phasenverschiebung einer solchen Spannung verursacht wird. Der Wert einer solchen Phasenver­ schiebung entspricht der Winkelgeschwindigkeit der Drehung, die der zylindrische piezoelektrische Körper 2 unterzogen wird. Daraus ist ersichtlich, daß die Anordnung gemäß Fig. 1 mit einer Schaltung versehen ist, die den Wert der Phasenver­ schiebung bestimmt, der bei einem Signal auftritt, das an den Erfassungselektroden 6a und 6b auftritt.

Nachstehend wird unter Bezug auf Fig. 1 die Oszillations­ schaltung beschrieben, die zum Erregen des zylindrischen pie­ zoelektrischen Körpers 2 verwendet wird. Eine Phasenregel­ kreis- bzw. PLL-Schaltung 20 weist ein Paar Eingangsan­ schlüsse auf, an die Signale SE und SF angelegt werden. Die PLL-Schaltung 20 gibt ein Signal (mit einer dreieckigen Kur­ venform) aus, das über einen Frequenzteiler 18 und einen Tiefpaßfilter 14 an die Erregerelektroden 5a und 5b als Steu­ ersignal SA angelegt wird. Das Steuersignal SA wird auch über einen Tiefpaßfilter 13 in einen Inverter 17 mit einem Schmitt-Trigger eingegeben. Ein Binärsignal SD, das an dem Ausgang des Inverters 17 erhalten wird, wird einem 90°-Pha­ senverschieber 40 zugeführt, damit es in das Signal SE umge­ wandelt wird, das bezüglich dem Signal SD um 90° phasenver­ schoben ist. Ein Signal, das an den Rückkopplungselektroden 4a und 4b auftritt, wird einem Tiefpaßfilter 12 zur Eingabe in einen Inverter 16 mit einem Schmitt-Trigger zugeführt. Ein Binärsignal SF, das an dem Ausgang des Inverters 16 erhalten wird, wird an einen der Eingangsanschlüsse der PLL-Schaltung 20 angelegt.

Die Tiefpaßfilter 12 und 14 dienen zum Beseitigen von in dem Eingangssignal enthaltenen harmonischen Komponenten und zum Herausnehmen nur einer Komponente, die der Grundschwingung (oder einer Sinusschwingung mit einer Frequenz, die mit der Eigenfrequenz des piezoelektrischen Körpers 2 übereinstimmt) entspricht. Der Zweck des Tiefpaßfilters 13 besteht darin, den Einfluß einer Phasenverschiebung zu kompensieren, die in dem Tiefpaßfilter 12 auftritt. Es sei bemerkt, daß die Tief­ paßfilter 12, 13 und 14 eine Grenzfrequenz aufweisen, die et­ was höher als die Eigenfrequenz oder Resonanzfrequenz des piezoelektrischen Körpers 2 ist. Die Resonanzfrequenz des piezoelektrischen Körpers 2 unterliegt einer kleinen Verände­ rung bei einer Temperaturveränderung oder dergleichen, aber unterliegt keiner wesentlichen Veränderung, und dementspre­ chend ist die Grenzfrequenz der Tiefpaßfilter 12, 13 und 14 festgelegt.

Gemäß Fig. 2 weist die PLL-Schaltung 20 einen Phasenverglei­ cher 21, ein Schleifenfilter 22 und einen spannungsgesteu­ erten Oszillator bzw. VCO 23 auf. Der Phasenvergleicher 21 weist ein paar Eingangsanschlüsse auf und gibt ein Impuls­ signal mit einer Impulsbreite aus, die von einem Phasenun­ terschied zwischen an seine Eingangsanschlüsse angelegten Im­ pulssignalen abhängt. Das Schleifenfilter 22 gibt ein Signal mit einer analogen Spannung aus, die von der Impulsbreite des Signals abhängt, das aus dem Phasenvergleicher 21 ausgegeben wird. Dieses Signal wird dem spannungsgesteuerten Oszillator bzw. VCO 23 zugeführt, der dann ein Signal mit einer drei­ eckigen Kurvenform mit einer Frequenz ausgibt, die von seiner Eingangsspannung abhängt. Die PLL-Schaltung 20 arbeitet auf eine solche Weise, daß die Frequenz des dreieckförmigen Si­ gnals, das daraus ausgegeben wird, automatisch eingestellt wird, so daß der Phasenunterschied zwischen den an dessen Paar Eingangsanschlüsse angelegten Impulssignalen gleich Null wird.

Gemäß Fig. 2 weist der 90°-Phasenverschieber 40 einen Phasen­ vergleicher 41, ein Schleifenfilter 42, einen spannungsge­ steuerten Oszillator bzw. VCO 43, einen Frequenzteiler 44 und ein Paar Flip-Flop-Schaltkreise 45 sowie 46 auf. Der Phasen­ vergleicher 41, das Schleifenfilter 42, der spannungsgesteu­ erte Oszillator 43 und der Frequenzteiler 44 bilden zusammen eine Frequenzmultiplizierschaltung. Auf ähnliche Weise wie bei der PLL-Schaltung 20 dient der Phasenvergleicher 41 zum Ausgeben eines Impulssignals mit einer Impulsbreite, die von einem Phasenunterschied zwischen den an sein Paar Eingangsan­ schlüsse angelegten Impulssignalen abhängt. Das Schleifenfil­ ter 42 gibt ein Signal einer analogen Spannung aus, die der Impulsbreite des Signals entspricht, das aus dem Phasenver­ gleicher 41 ausgegeben wird, und dieses Signal wird dem span­ nungsgesteuerten Oszillator 43 zugeführt, der dann zum Ausge­ ben eines dreieckförmigen Signals mit einer Frequenz dient, die von der eingegebenen Spannung abhängt. Das Ausgangssignal aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 43 wird durch den Frequenzteiler 44 durch 4 frequenzgeteilt bzw. mit 1/4 multi­ pliziert und zu einem der Eingangsanschlüsse des Phasenver­ gleichers 41 zurückgeführt. Dementsprechend ist bei dieser Frequenzmultiplizierschaltung der Phasenunterschied zwischen den an das Paar Eingangsanschlüsse des Phasenvergleichers 41 angelegten Impulssignalen gleich Null, wenn der spannungsge­ steuerte Oszillator 43 ein Signal mit einer Frequenz ausgibt, die das Vierfache der Frequenz f des Signals ist, das in den 90°-Phasenverschieber 41 eingegeben wird, worauf der Phasen­ verschieber fest eingestellt ist. Auf diese Weise weist das Ausgangssignal aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 43 eine Frequenz auf, die gleich 4×f ist.

Das Ausgangssignal aus dem spannungsgesteuerten Oszillator 43 wird an die Flip-Flop-Schaltkreise 45 und 46 als Taktimpuls angelegt. Es wird ein Signal S42 an dem Ausgangsanschluß (Q) des Flip-Flop-Schaltkreises 46 erhalten, dessen Phase bezüg­ lich des Ausgangssignals S42 aus dem spannungsgesteuerten Os­ zillator 43 um eine Periode nacheilt, und das eine Periode aufweist, die das Vierfache der Periode des Signals S41 ist. Mit anderen Worten weist das Ausgangssignal S42 aus dem 90°-Phasenverschieber 40 dieselbe Frequenz wie das Eingangssignal S41 auf, und seine Phase eilt bezüglich darauf um 90° nach. Der Wert der Phasenverschiebung, die bei dem 90°-Phasenver­ schieber 40 auftritt, wird auf 90° unabhängig von einer Schwankung der Frequenz des Eingangssignals S41 in Anbetracht der Tatsache beibehalten, daß die Phasenverschiebung einer Periode wie durch das Vierfache der Frequenz des Eingangssi­ gnals S41 ausgedrückt entspricht.

Gemäß Fig. 1 weist das an den Rückkopplungselektroden 4a und 4b auftretende Signal einen Phasenunterschied von 90° bezüg­ lich des an die Erregerelektroden 5a und 5b angelegten Si­ gnals auf, wenn der zylindrische piezoelektrische Körper 2 mit seiner Resonanzfrequenz schwingt, aber ein derartiger Phasenunterschied verändert sich im Ansprechen auf eine Ab­ weichung der Signalfrequenz von der Resonanzfrequenz. Es ist ersichtlich, daß das Signal SE, das aus dem an die Erreger­ elektroden 5a und 5b angelegten Signal durch dessen Verzöge­ rung um 90° in dem Phasenverschieber 40 erzeugt wird, an einen der Eingangsanschlüsse der PLL-Schaltung 20 angelegt wird, während das Signal SF, das aus dem an die Rück­ kopplungselektroden 4a und 4b auftretenden Signal erzeugt wird, an den anderen Eingangsanschluß der PLL-Schaltung 20 angelegt wird. Wenn der zylindrische piezoelektrische Körper 2 mit seiner Resonanzfrequenz schwingt, ist die PLL-Schaltung 20 dementsprechend fest eingestellt und hält eine konstante Oszillationsfrequenz bei. Wenn die Oszillationsfrequenz jedoch von der Resonanzfrequenz wie durch eine Temperaturveränderung verursacht abweicht, tritt eine Phasenverschiebung zwischen den beiden Eingangssignalen in die PLL-Schaltung 20 auf, und die PLL-Schaltung 20 stellt die Oszillationsfrequenz ein, da­ mit eine derartige Phasenverschiebung beseitigt wird. Auf diese Weise wird der zylindrische piezoelektrische Körper 2 stets zur Schwingung mit seiner Resonanzfrequenz angesteuert.

Es sei bemerkt, daß jedes der Tiefpaßfilter 12, 13 und 14 eine Zeitkonstantenschaltung darstellt, die einen Phasenun­ terschied zwischen ihrem Eingangssignal und ihrem Ausgangs­ signal erzeugt, der sich entsprechend einer Signalfrequenz verändert. Es ist jedoch ersichtlich, daß eine durch das Tiefpaßfilter 14 verursachte Phasenverschiebung die Signale SE und SF gemeinsam beeinflußt. Da der Einfluß der durch das Tiefpaßfilter 12 verursachten Phasenverschiebung auf das Si­ gnal SF im wesentlichen dem Einfluß der durch das Tiefpaß­ filter 13 verursachten Phasenverschiebung auf das Signal SE entspricht, heben sich diese Einflüsse insoweit gegenseitig auf, als die PLL-Schaltung 20 betroffen ist. Eine durch die Tiefpaßfilter 12, 13 und 14 verursachte Phasenverschiebung weist daher keinen wesentlichen Einfluß auf die PLL-Schaltung 20 auf, und dementsprechend wird der zylindrische piezo­ elektrische Körper 2 bei einem Vorhandensein einer Schwankung der Oszillationsfrequenz in seinem Resonanzzustand gehalten.

Nachstehend wird eine Schaltung zum Bestimmen einer Winkelge­ schwindigkeit einer Drehung beschrieben. Ein an den Erfas­ sungselektroden 6a und 6b des piezoelektrischen Körpers 2 auftretendes Signal wird über einen Tiefpaßfilter 11 zum An­ legen an einen Inverter 15 mit einem Schmitt-Trigger gelei­ tet, wodurch es in ein Binärsignal SG umgewandelt wird. Das Signal SG wird an einen der Eingangsanschlüsse eines Exklu­ siv-Oder-Schaltglieds 51 angelegt, dessen anderer Eingangs­ anschluß das Signal SF empfängt, das aus dem Signal erzeugt wird, das an den Rückkopplungselektroden 4a und 4b auftritt. Ein Ausgangssignal SH aus dem Schaltglied 51 wird an einen der Eingangsanschlüsse des Nicht-Und- bzw. NAND-Schaltglieds 52 angelegt, dessen anderer Eingangsanschluß ein Ausgangs­ signal SI aus einer Frequenzmultiplizierschaltung 30 empfängt. Die Frequenzmultiplizierschaltung 30 weist einen Eingang auf, der von einem Frequenzteiler 56 gespeist wird, dessen einer Eingang das Ausgangssignal SN aus der PLL-Schal­ tung 20 empfängt. Das Signal SN wird auch an einen Zähler 55 als Taktimpuls angelegt. Der Zähler 55 gibt ein Übertrag- bzw. Carrysignal SJ aus, das an einen Lösch-Anschluß eines Zählers 53 und an einen Taktanschluß eines Zwischenspeichers 54 angelegt wird. Ein Ausgangssignal SK aus dem Schaltglied 52 wird als Taktimpuls (ein zu zählendes Signal) an den Zäh­ ler 53 angelegt, dessen Zählwert SL an den Eingangsanschluß des Zwischenspeichers 54 angelegt wird.

Bei dem vorliegenden Ausführungsbeispiel gibt der Frequenz­ teiler 18 ein Signal mit einer Periode aus, die das 32fache der eines in diesen eingegebenen Signals ist. Demgegenüber gibt der Frequenzteiler 56 ein Signal mit einer Periode aus, die das 31fache der eines in diesen eingegebenen Signals ist. Die Frequenzmultiplizierschaltung 30 gibt ein Signal mit einer Frequenz aus, die das 1024fache der eines in diese eingegebenen Signals ist. Der Zähler 55 weist eine Basis von 992 auf. Wenn die Periode und Frequenz des Signals SA mit T bzw. f bezeichnet werden, weisen dementsprechend verschiedene Signale Perioden und Frequenzen wie nachstehend angeführt auf:

Beispiele, die den Zeitverlauf der Signale SA, SB, SC, SD, SE, SF, SG sowie SH veranschaulichen, sind in Fig. 5 abgebil­ det. Ein Phasenunterschied zwischen den Signalen SA und SB wird durch eine Steuerung durch die PLL-Schaltung 20 auf 90° gehalten. Ein Phasenunterschied zwischen dem Signal SB (SF) und dem Signal SC (SG) verändert sich proportional zu einer Winkelgeschwindigkeit einer Drehung, die der zylindrische piezoelektrische Körper 2 unterzogen wird. Wenn die Impuls­ breite des Signals SH, das durch das Schaltglied 51 ausgege­ ben wird, mit ΔT bezeichnet wird, folgt darauf, daß ΔT/T sich proportional zu einem Phasenunterschied zwischen den Signalen SF und SG oder der Winkelgeschwindigkeit verändert. Dement­ sprechend werden durch Messen von ΔT/T Informationen erhal­ ten, die die Winkelgeschwindigkeit angeben.

Gemäß Fig. 2 weist die Frequenzmultiplizierschaltung 30 einen Phasenvergleicher 31, ein Schleifenfilter 32, einen span­ nungsgesteuerten Oszillator bzw. VCO 33 und einen Frequenz­ teiler 34 auf. Der Frequenzteiler 34 weist ein Teilungsfaktor von 1024 auf. Dementsprechend wird ein Signal mit einer Frequenz, die das 1024fache des Eingangssignals ist, an dem Ausgang der Frequenzmultiplizierschaltung 30 erhalten.

Aus Fig. 6 ist ersichtlich, daß das Signal SH einen hohen Pe­ gel H für ein Intervall ΔT für jede Periode T annimmt. Ein durch das Signal SI angegebener Impuls tritt in dem Signal SK während des Intervalls auf, in dem das Signal SK seinen hohen Pegel annimmt. Die Anzahl der Impulse, die durch das Signal SK dargestellt sind, oder die in einem Zeitintervall auftre­ ten, das ΔT entspricht, das der Winkelgeschwindigkeit ent­ spricht, wird durch den Zähler 53 gezählt. Da das Signal SJ, das den Zähler 53 löscht, eine Periode gleich 31T aufweist, summiert der Zähler 53 einen Zeit-Zählwert, der gleich ΔT×31 ist, was in den Zwischenspeicher 54 gespeichert und daraus als das Signal SM ausgegeben wird.

Es sei bemerkt, daß bei der Schaltung gemäß Fig. 1 die Fre­ quenzteiler 18 und 56 aus einem bestimmten Grund verschiedene Teilungsfaktoren aufweisen. Durch Verursachen, daß die Fre­ quenz des Signals SI, das durch den Zähler 53 zu zählende Im­ pulse darstellt, von einem ganzzahligen Vielfachen der Oszil­ lationsfrequenz (1/T) des piezoelektrischen Körpers 2 ver­ schieden ist, kann die Meßgenauigkeit ohne angemessene Erhö­ hung der Frequenz des Signals SI verbessert werden.

Angenommen, daß der Teilungsfaktor des Frequenzteilers 56 auf 1/32 bei der Schaltung gemäß Fig. 1 verändert wird, weist das Signal SI dann eine Frequenz von 1024×f auf, und dement­ sprechend ist die Auflösung bei Bestimmung eines Phasenunter­ schieds (ΔT/T) gleich 1/1024, was ausschließt, daß eine sehr genaue Veränderung der Winkelgeschwindigkeit bestimmt wird. Falls die Frequenz des Signals SI zum Verbessern der Auflö­ sung erhöht wird, muß der Zähler 53 unter Verwendung einer Hochgeschwindigkeitsschaltung aufgebaut werden, was zu einer sehr kostspieligen Anordnung führt.

Bei der tatsächlichen Schaltung gemäß Fig. 1 weist das Signal SI eine Frequenz von (32×1024)×f/31 auf, und dementspre­ chend ist die Anzahl der Impulse in dem Signal SI, das wäh­ rend eines Zeitintervalls T auftritt, gleich 32×1024/31. Bei einer Digitalschaltung wird ein Bruchteil der Anzahl von Impulsen, der sich hinter dem Dezimalkomma befindet, entweder ab- oder aufgerundet, was einen Fehler verursacht. Wenn die Frequenzteiler 18 und 56 verschiedene Teilungsfaktoren auf­ weisen, wird jedoch die Phase, bei der ein Impuls in dem Si­ gnal SI während des Zeitintervalls T auftritt, von Zeit zu Zeit leicht verschoben, wodurch während einer bestimmten Zeitperiode ein Bruchteil oder ein Teil hinter dem Dezimal­ komma bei der Anzahl von Impulsen in dem Signal SI, die wäh­ rend des Zeitintervalls T gezählt werden, abgerundet wird, wohingegen während einer anderen Zeitperiode ein ähnlicher Bruchteil der Anzahl von Impulsen in dem Signal SI, die wäh­ rend des Zeitintervalls T gezählt werden, aufgerundet wird. Auf diese Weise wird ein Fehler verringert, indem der Durch­ schnitt der Anzahl von Impulsen gebildet wird, die über eine Vielzahl von Zeitperioden erhalten werden.

Tatsächlich weist das Signal SJ, das die Periode für den Zählvorgang des Zählers 53 bestimmt, eine Periode von 31T auf, und deshalb wird eine Zeitmessung für ΔT 31mal wieder­ holt, und ein summierter Wert von ΔT wird über das Zeitinter­ vall 31T oder ein Wert, in dem durch Ab- und Aufrunden verur­ sachte Fehler geglättet sind, durch den Zähler 53 gezählt und in dem Zwischenspeicher 54 gespeichert. Da die Anzahl der Im­ pulse in dem Signal SI, die während des Zeitintervalls 31T auftreten, gleich 32×1024 ist, ist die Auflösung beim Be­ stimmen des Phasenunterschieds (ΔT/T) gleich 1/(32×1024). Auf diese Weise wird die Auflösung um einen Faktor von 32 verglichen mit einer Anordnung verbessert, bei der beide Fre­ quenzteiler 18 und 56 den gleichen Teilungsfaktor aufweisen. Dies gestattet, die Winkelgeschwindigkeit mit einer hohen Ge­ nauigkeit zu bestimmen, selbst wenn das Signal SJ eine nied­ rige Frequenz aufweist.

Wenn der zylindrische piezoelektrische Körper 2 beispiels­ weise eine Oszillationsfrequenz von 8 kHz aufweist, ist es erforderlich, Taktimpulse mit einer Frequenz von 144 MHz zu zählen, damit ein Phasenunterschied mit einer Auflösung von 0,02° unter Verwendung einer gewöhnlichen Schaltung erfaßt wird, was einen Schaltungsaufbau sehr schwierig macht. Gemäß dem Ausführungsbeispiel kann jedoch die Frequenz der Taktim­ pulse (SI) auf ungefähr 4,8 MHz verringert werden, wodurch der Schaltungsaufbau bedeutend vereinfacht wird.

Fig. 7 zeigt eine Winkelgeschwindigkeits-Erfassungsvorrich­ tung gemäß einer Abänderung. Entsprechende Teile sind mit denselben Zahlen und Zeichen wie vorstehend verwendet be­ zeichnet. Bei diesem Ausführungsbeispiel wird ein Signal SN, das aus einem spannungsgesteuerten Oszillator bzw. VCO 23 in einer PLL-Schaltung ausgegeben wird, durch eine Frequenzmul­ tiplizierschaltung 30B zum Erzeugen eines Taktimpulses SO multipliziert, der einem Nicht-Und- bzw. NAND-Schaltglied 52 zugeführt wird, um durch einen Zähler 53 gezählt zu werden. Dementsprechend ist die Frequenz des Taktimpulses SO ein ganzzahliges Vielfaches der Oszillationsfrequenz des piezo­ elektrischen Körpers 2. Das Signal SH dient zum Steuern eines Zwischenspeichervorgangs eines Zwischenspeichers 54 und eines Löschvorgangs des Zählers 53 an seiner fallenden Flanke. Dem­ entsprechend finden bei diesem Ausführungsbeispiel ein Zählen der Taktimpulse SO und der Löschvorgang für jede Periode des Signals SH statt. Es ist erforderlich, die Frequenz des Takt­ impulses SO zu erhöhen, damit eine ähnliche Auflösung er­ reicht wird, die bei dem vorangehenden Ausführungsbeispiel erhalten wurde.

Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 7 ist ein 90°-Phasen­ verschieber 40B zwischen dem Ausgang eines Tiefpaßfilters 14 und die Erregerelektroden 5a sowie 5b geschaltet, und ein Ausgangssignal aus einem Inverter 17 wird direkt in einen Phasenvergleicher 21 eingegeben. Zusätzlich ist der 90°-Pha­ senverschieber 40B bei diesem Ausführungsbeispiel als inte­ grierte Schaltung ausgebildet, die einen Operationsverstärker verwendet. Da ein Signal, das in den Phasenverschieber 40B eingegeben wird, sinusförmig ist, ergibt dessen Integration ein (kosinusförmiges) Signal, daß bezüglich des Eingangs­ signals um 90° phasenverschoben ist. Der Wert der Phasenver­ schiebung, die bei dem 90°-Phasenverschieber 40B auftritt, ist unabhängig von einer Schwankung der Signalfrequenz.

Bei jedem vorstehend beschriebenen Ausführungsbeispiel führt die PLL-Schaltung 20 eine solche Steuerung durch, daß ein Phasenunterschied zwischen den Signalen, die an den Erreger­ elektroden 5a sowie 5b und an den Rückkopplungselektroden 4a sowie 4b auftreten, auf 90° gehalten wird, damit ermöglicht wird, daß der zylindrische piezoelektrische Körper 2 immer in seiner Resonanz erregt wird, aber es ist nicht erforderlich, daß ein solcher Phasenunterschied auf 90° beschränkt ist. Es kann irgendein anderer Phasenunterschied gewählt werden, der die Resonanz gestattet. Darüber hinaus kann aus praktischen Gründen oder Gründen von Veränderungen, die bei den Schal­ tungsparametern und dem Ansprechen des Oszillators auftreten, der Oszillator seine maximale Resonanz annehmen, wenn der Phasenunterschied leicht von einem theoretischen Wert von 90° verschoben ist. Angenommen, daß der theoretische Wert des Phasenunterschieds 90° beträgt, ist es dementsprechend mög­ lich, einen tatsächlichen Phasenunterschied in einem Bereich von 80° bis 100° zu steuern. Darüber hinaus muß die Oszil­ lationsfrequenz des Oszillators nicht perfekt in Überein­ stimmung mit der Resonanzfrequenz sein. Während die Überein­ stimmung zwischen der Oszillationsfrequenz und der Resonanz­ frequenz am meisten bevorzugt ist, kann das Auftreten von Rauschen auf eine bestimmte Größenordnung unterdrückt werden, solange die Oszillationsfrequenz sich in der Nähe der Reso­ nanzfrequenz befindet, wobei kein Problem hinsichtlich prak­ tischer Zwecke erzeugt wird.

Fig. 8 zeigt eine Winkelgeschwindigkeits-Erfassungsvorrich­ tung gemäß einer weiteren Abänderung, wobei wiederum ent­ sprechende Teile mit denselben Zahlen und Zeichen wie vor­ stehend verwendet bezeichnet sind. Bei diesem Ausführungsbei­ spiel wird der zylindrische piezoelektrische Körper 2 durch eine selbsterregte Oszillationsschaltung angesteuert, die den piezoelektrischen Körper 2 selbst enthält. Im einzelnen wird ein Signal, das aus Rückkopplungselektroden 4a sowie 4b an dem piezoelektrischen Körper 2 ausgegeben wird, durch einen 90°-Phasenverschieber 40C um 90° phasenverschoben und dann durch einen Verstärker 50 verstärkt, um an Erregerelektroden 5a sowie 5b angelegt zu werden. Wenn der piezoelektrische Körper 2 schwingt, tritt ein Signal, das bezüglich des an die Erregerelektroden 5a sowie 5b angelegten Signals um 90° pha­ senverschoben ist, an den Rückkopplungselektroden 4a sowie 4b auf, und dieses Signal kann durch den 90°-Phasenverschieber 40C um 90° phasenverschoben werden, wodurch ein Signal mit derselben Phase wie das anfänglich an die Erregerelektroden 5a sowie 5b angelegte Signal erhalten wird. Ein derartiges Signal wird durch den Verstärker 50 verstärkt und wiederum an die Erregerelektroden 5a sowie 5b angelegt, wodurch eine po­ sitive Rückkopplung in einem geschlossenen Kreis bzw. einer geschlossenen Schleife auftritt, die die Erregerelektroden 5a sowie 5b, den piezoelektrischen Körper 2, die Rückkopplungs­ elektroden 4a sowie 4b, den 90°-Phasenverschieber 40C, den Verstärker 50 und wiederum die Erregerelektroden 5a sowie 5b enthält. Der Verstärker 50 dient zum Erzeugen einer Schlei­ fenverstärkung, die größer als eins ist, was eine Schwingung in diesem Kreis verursacht. Es sei erwähnt, daß der 90°-Pha­ senverschieber 40C mit dem Aufbau des 90°-Phasenverschiebers 40B gemäß Fig. 7 identisch ist.

Ein Frequenzteiler 56 nimmt das Signal auf, das an den Rück­ kopplungselektroden 4a sowie 4b auftritt, und leitet ein Si­ gnal her, daß mit 1/31 multipliziert bzw. durch 31 geteilt wird. Eine Frequenzmultiplizierschaltung 30C nimmt das Aus­ gangssignal aus dem Frequenzteiler 56 auf und erzeugt ein Si­ gnal mit einer Frequenz, die mit 32×1024 multipliziert wird. Dementsprechend ist ein Produkt des Teilungsfaktors (1/31) des Frequenzteilers 56 und des Multiplikationsfaktors (32×1024) der Frequenzmultiplizierschaltung 30C gleich (32×1024/31), was absichtlich von einer Ganzzahl verschieden ist. Ein Ausgangssignal SO aus der Frequenzmultiplizierschal­ tung 30C wird an einen der Eingänge eines UND-Schaltglieds 52 als Taktimpuls angelegt. Ein Ausgangssignal SJ aus dem Fre­ quenzteiler 56 wird an einen Zähler 53 und an einen Zwischen­ speicher 54 als Signal angelegt, das ein Zeitintervall für einen Zählvorgang bestimmt.

Das Produkt des Teilungsfaktors (1/31) des Frequenzteilers 56 und des Multiplikationsfaktors (32×1024) der Frequenzmulti­ plizierschaltung 30C ist aus demselben Grund wie vorstehend in Verbindung mit dem in Fig. 1 abgebildeten Ausführungsbei­ spiel erwähnt von einer Ganzzahl verschieden. Dadurch kann die Meßgenauigkeit verbessert werden, ohne die Frequenz des Signals SO unangemessen zu erhöhen.

Da bei der tatsächlichen Schaltung gemäß Fig. 8 die Frequenz des Signals SO gleich (32×1024)×f/31 ist, ist die Anzahl der Impulse in dem Signal SO, die während des Zeitintervalls T auftreten, gleich 32×1024/31. Es ist verständlich, daß ein Bruchteil oder ein Teil hinter dem Dezimalkomma in der Anzahl von Impulsen bei einer Digitalschaltung normalerweise entweder ab- oder aufgerundet wird, was einen Fehler verur­ sacht. Da das beschriebene Produkt jedoch von einer Ganzzahl verschieden ist, ist die Phase, bei der ein Impuls in dem Si­ gnal SO während des Zeitintervalls T auftritt, von Zeit zu Zeit leicht verschoben, so daß während einer bestimmten Zeit­ periode ein Bruchteil hinter dem Dezimalkomma in der Anzahl von Impulsen in dem Signal SO, die während dieses Zeitinter­ valls T gezählt werden, abgerundet werden kann, während in einer anderen Zeitperiode ein entsprechender Bruchteil auf­ gerundet werden kann. Durch Ermitteln des Durchschnitts der Anzahl von über eine Vielzahl von Zeitperioden gezählten Im­ pulsen kann ein sich ergebender Fehler verringert werden.

Tatsächlich weist das Signal SJ, das die Zeitperiode für den Zählvorgang des Zählers 53 bestimmt, eine Periode auf, die gleich 31T ist, eine Zeitmessung für ΔT wird 31mal wiederholt und ein summierter Wert von ΔT über das Zeitintervall 31T oder ein Wert, in dem durch Ab- und Aufrunden verursachte Fehler geglättet sind, durch den Zähler 53 gezählt und in dem Zwischenspeicher 54 gespeichert. Da die Anzahl der Impulse in dem Signal SO, die während des Zeitintervalls 31T auftreten, gleich 32×1024 ist, ist die beim Messen des Phasenunter­ schieds (ΔT/T) erreichte Auflösung gleich 1/(32×1024). Auf diese Weise wird die Auflösung um einen Faktor von 32 ver­ glichen mit einer Anordnung verbessert, bei der das Produkt des Teilungsfaktors und des Multiplikationsfaktors gleich ei­ ner Ganzzahl ist. Dies gestattet, die Winkelgeschwindigkeit mit einer hohen Genauigkeit selbst dann zu bestimmen, wenn das Signal SO eine niedrige Frequenz aufweist.

Bei dem Ausführungsbeispiel gemäß Fig. 8 wird angenommen, daß der Phasenunterschied zwischen den an den Erregerelektroden 5a sowie 5b und den Rückkopplungselektroden 4a sowie 4b an dem piezoelektrischen Körper 2 auftretenden Signalen gleich 90° ist, und der Wert der Phasenverschiebung, die bei dem Phasenverschieber 40C auftritt, wird gleich 90° gewählt, da­ mit eine positive Rückkopplung verwirklicht wird. Falls der Wert der Phasenverschiebung von 90° verschieden ist oder eine zusätzliche Phasenverschiebung durch andere Schaltungsele­ mente verursacht wird, ist es dementsprechend erforderlich, den Wert der Phasenverschiebung zu verändern, die bei dem Phasenverschieber 40C auftritt. Bei jedem Wert muß eine posi­ tive Rückkopplung in einem geschlossenen Kreis auftreten, der die Erregerelektroden 5a sowie 5b, den zylindrischen piezo­ elektrischen Körper 2, die Rückkopplungselektroden 4a sowie 4b, den 90°-Phasenverschieber 40C, den Verstärker 50 und wie­ derum die Erregerelektroden 5a sowie 5b aufweist. Aus dem Vergleich von Fig. 8 mit Fig. 1 ist ersichtlich, daß der Schaltungsaufbau wesentlich vereinfacht wird. Bei der Anord­ nung gemäß Fig. 8 besteht kein Erfordernis, die PLL-Schaltung vorzusehen, damit der zylindrische piezoelektrische Körper 2 angesteuert wird, und es besteht kein Erfordernis, einen be­ sonderen Zähler (55) vorzusehen, damit das Signal SJ erzeugt wird, das den Zähler 53 und den Zwischenspeicher 54 steuert, wodurch die Anzahl der erforderlichen Bauteile verringert und eine Verringerung der Herstellungskosten ermöglicht wird.

Wie vorstehend beschrieben wird erfindungsgemäß der gezählte Taktimpuls durch Frequenzmultiplizieren eines Signals er­ zeugt, das der Oszillationsfrequenz des Oszillators ent­ spricht und dementsprechend weist die Periode des Taktimpul­ ses einen proportionalen Zusammenhang mit der Schwingungs­ periode T auf. Infolgedessen führt eine Veränderung der Schwingungsperiode T, die durch eine Temperaturschwankung verursacht werden kann, nicht zu einer Veränderung der Anzahl der Impulse, die durch eine Zählervorrichtung gezählt werden. Mit anderen Worten weist ein Zählwert, den die Zählervor­ richtung erhält, einen aufgestellten proportionalen Zusam­ menhang bezüglich ΔT/T oder der Winkelgeschwindigkeit der Drehung auf, wodurch ein Fehler vermieden wird, der durch eine Veränderung der Schwingungsperiode des Oszillators ver­ ursacht werden kann. Darüber hinaus wird das Erfordernis für eine Schaltung, die die Schwingungsperiode des Oszillators bestimmt, oder für eine Schaltung beseitigt, die ein Verhält­ nis einer solchen Schwingungsperiode zu der Impulsbreite be­ stimmt, was eine Vereinfachung des Schaltungsaufbaus gestat­ tet.

Bei einer Abänderung weist die Frequenzmultipliziervorrich­ tung einen ersten Frequenzteiler (18), der in einer Schleife angeordnet ist, die die Frequenz der Schwingungserzeugervor­ richtung steuert, einen zweiten Frequenzteiler (56) mit einem anderen Teilungsfaktor als der des ersten Frequenzteilers zum Teilen des Signals, das an dem Eingang des ersten Frequenz­ teilers auftritt, und eine Frequenzmultiplizierschaltung (30) zum Frequenzmultiplizieren eines Ausgangssignals aus dem zweiten Frequenzteiler auf. Auf diese Weise kann die Frequenz des Taktimpulses, der an dem Ausgang der Frequenzmultipli­ zierschaltung erhalten wird, von einem ganzzahligen Vielfa­ chen der Oszillationsfrequenz des Oszillators verschoben wer­ den.

Indem verursacht wird, daß die Frequenz des an dem Ausgang der Frequenzmultiplizierschaltung erhaltenen Taktimpulses von einem ganzzahligen Vielfachen der Oszillationsfrequenz des Oszillators verschoben ist, wird ein Bruchteil (ein Teil hin­ ter dem Dezimalkomma) in der Anzahl von Impulsen erzeugt, die durch die Zählervorrichtung während eines Zeitintervalls ge­ zählt werden, wenn das Phasenunterschied-Impulssignal entwe­ der einen hohen Pegel oder einen niedrigen Pegel annimmt. Die Phase des Taktimpulses ist für jede Zeitperiode des Phasenun­ terschied-Impulssignals verschoben. Da ein Zählvorgang durch die Zählervorrichtung die Taktimpulse summiert, die über eine Vielzahl von Zeitperioden gezählt werden, während der das Phasenunterschied-Impulssignal einen hohen oder einen niedri­ gen Pegel annimmt, wird der Bruchteil der Anzahl von Impulsen während eines bestimmten Zeitintervalls abgerundet und wäh­ rend eines anderen Zeitintervalls aufgerundet, wodurch durch Ab- und Aufrunden verursachte Fehler geglättet werden. Auf diese Weise wird ein Zählerfehler verringert, damit die Auf­ lösung beim Erfassen der Winkelgeschwindigkeit selbst dann verbessert wird, wenn der Taktimpuls eine relativ niedrige Frequenz hat. Dies gestattet, den Zähler oder dergleichen auf eine kostengünstige Weise aufzubauen.

Als weitere Abänderung kann die Frequenzmultipliziervorrich­ tung einen Frequenzteiler (56) und eine Frequenzmultiplizier­ schaltung (30C) aufweisen, die in Reihe miteinander geschal­ tet sind, wobei der Teilungsfaktor des Frequenzteilers und der Multiplikationsfaktor der Frequenzmultiplizierschaltung derart gewählt werden, daß ihr Produkt von einer Ganzzahl verschieden ist. Auf diese Weise kann die Frequenz des an dem Ausgang der Frequenzmultiplizierschaltung erhaltenen Taktim­ pulses von einem ganzzahligen Vielfachen der Oszillationsfre­ quenz des Oszillators verschieden gemacht werden, wodurch wiederum gestattet wird, die Auflösung beim Erfassen der Win­ kelgeschwindigkeit auf dieselbe Weise wie in dem vorangegan­ genen Abschnitt erwähnt zu verbessern.

Es wird eine Winkelgeschwindigkeits-Erfassungsvorrichtung of­ fenbart, bei der durch Variationen der Empfindlichkeit von Schaltungselement zu Schaltungselement oder durch Tempera­ turveränderungen verursachte Fehler verringert sind, während der Aufbau vereinfacht ist. Eine hohe Auflösung bei der Er­ fassung der Winkelgeschwindigkeit wird ohne Verwendung eines Taktimpulses mit einer hohen Frequenz erreicht. Ein Signal SH mit einem Tastverhältnis wird erzeugt, das sich entsprechend einer Winkelgeschwindigkeit verändert. Ein Taktimpuls SI mit einer höheren Frequenz als die Oszillationsfrequenz eines Os­ zillators wird aus einem Signal SA unter Verwendung einer Frequenzmultipliziervorrichtung erzeugt und die Impulsbreite des Signals SH durch Zählen der Anzahl der Taktimpulse SI durch einen Zähler 53 bestimmt. Die Frequenzmultipliziervor­ richtung weist Frequenzteiler 18 und 56 sowie eine Frequenz­ multiplizierschaltung 30 auf. Die Frequenzteiler 18 und 56 weisen Teilungsfaktoren auf, die gleich 1/(N+1) bzw. 1/N sind, wodurch die Frequenz des Taktimpulses SI von einem ganzzahligen Vielfachen von der des Signals SA verschieden gemacht wird. Der Zählwert der Taktimpulse wird über eine Vielzahl von Perioden der Schwingung T summiert, wodurch der Durchschnitt von Bruchteilen ermittelt wird, die in der An­ zahl von Impulsen erzeugt werden, die bei jedem Zählvorgang auftreten, wodurch der sich ergebende Fehler verringert wird. Es wird ein selbsterregter Oszillator gebildet, der den Os­ zillator selbst enthält. Ein Frequenzteiler 56 und eine Fre­ quenzmultiplizierschaltung 40C sind miteinander in Reihe an den Ausgang des Oszillators geschaltet, damit ein Produkt aus einem Teilungsfaktor und einem Multiplikationsfaktor erzeugt wird, das von einer Ganzzahl verschieden ist.

Claims (5)

1. Winkelgeschwindigkeits-Erfassungsvorrichtung mit:
einem Oszillator (2), der einen ersten Anschluß (5a, 5b), an den eine Steuerspannung angelegt wird, einen zweiten Anschluß (4a, 4b), an dem ein Signal mit einem bestimmten Phasenunterschied bezüglich eines Signals auftritt, das an dem ersten Anschluß (5a, 5b) während einer Resonanz des Os­ zillators (2) auftritt, und einen dritten Anschluß (6a, 6b) aufweist, an dem ein Signal mit einer Phase auftritt, die sich entsprechend einer Winkelgeschwindigkeit verändert,
einer Schwingungserzeugervorrichtung, die entweder eine Vorrichtung (23) zum Erzeugen eines der Oszillationsfrequenz des Oszillators (2) entsprechenden Wechselspannungssignals und zu dessen Anlegen an den ersten Anschluß (5a, 5b) oder eine Vorrichtung (40C, 50) zum Bilden einer positiven Rück­ kopplungsschleife aufweist, die zwischen den zweiten und den ersten Anschluß (4a, 4b, 5a, 5b) des Oszillators (2) geschal­ tet ist und den Oszillator (2) enthält,
einer Frequenzmultipliziervorrichtung (18), die auf ein Signal anspricht, das der Oszillationsfrequenz des Oszilla­ tors (2) entspricht, zum Erzeugen eines Taktimpulses (SN, SI) mit einer höheren Frequenz als die Oszillationsfrequenz,
einer Vorrichtung (51) zum Erzeugen eines Phasenunter­ schied-Impulssignals (SH) mit einem Tastverhältnis, das sich entsprechend einem Phasenunterschied zwischen dem an dem dritten Anschluß (6a, 6b) des Oszillators (2) auftretenden Signal und entweder dem an den ersten Anschluß (5a, 5b) ange­ legten Signal oder dem an dem zweiten Anschluß (4a, 4b) auf­ tretenden Signal verändert, und
einer Zählervorrichtung (52, 53) zum Zählen des Taktim­ pulses während eines Zeitintervalls, wenn das Phasenunter­ schied-Impulssignal (SH) entweder einen hohen oder einen niedrigen Pegel annimmt.

2. Winkelgeschwindigkeits-Erfassungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Frequenzmultipliziervorrichtung (18) einen er­ sten Frequenzteiler (18), der in einer Schleife angeordnet ist, die die Frequenz der Schwingungserzeugervorrichtung steuert, einen zweiten Frequenzteiler (56) mit einem Tei­ lungsfaktor, der verschieden von dem des ersten Frequenz­ teilers (18) zum Teilen des Signals ist, das an dem Eingang des ersten Frequenzteilers (18) auftritt, eine Frequenzmul­ tiplizierschaltung (30) zum Frequenzmultiplizieren des Si­ gnals, das aus dem zweiten Frequenzteiler (56) ausgegeben wird, und eine Vorrichtung (55) zum Erzeugen eines Signals (SJ) aufweist, das ein Zeitintervall für den Zählvorgang der Zählervorrichtung (52, 53) herstellt, das größer als eine oder gleich einer Vielzahl von Schwingungsperioden des Oszil­ lators (2) ist.

3. Winkelgeschwindigkeits-Erfassungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei die Frequenzmultipliziervorrichtung (18) einen Fre­ quenzteiler (56) und eine Frequenzmultiplizierschaltung (30C) aufweist, die miteinander in Reihe geschaltet sind, wobei ein Produkt des Teilungsfaktors und des Multiplikationsfaktors von einer Ganzzahl verschieden gewählt wird, ein Ausgangs­ signal aus dem Frequenzteiler (56) ein Zeitintervall her­ stellt, während dem ein Zählvorgang durch die Zählervorrich­ tung (52, 53) größer als eine oder gleich einer Vielzahl von Schwingungsperioden des Oszillators (2) ist.

4. Winkelgeschwindigkeits-Erfassungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Oszillator (2) einen im wesentlichen zylindri­ schen piezoelektrischen Körper aufweist.

5. Winkelgeschwindigkeits-Erfassungsvorrichtung nach Anspruch 1, wobei der Oszillator (2) einen im wesentlichen zylindri­ schen piezoelektrischen Körper aufweist und der erste, zweite und dritte Anschluß (5a, 5b, 4a, 4b, 6a, 6b) an der Außenum­ fangs-Oberfläche des piezoelektrischen Körpers angebracht sind.