DE1942678B2

DE1942678B2 - Speiseanordnung für eine mit mehreren Wellentypen arbeitende Antenne

Info

Publication number: DE1942678B2
Application number: DE1942678A
Authority: DE
Inventors: Peter Montreal Quebec Foldes, (Kanada)
Original assignee: RCA Corp
Current assignee: RCA Corp
Priority date: 1968-08-21
Filing date: 1969-08-21
Publication date: 1979-12-20
Also published as: GB1280841A; JPS5012717B1; DE1942678A1; US3560976A; DE1942678C3

Description

Die Erfindung betrifft eine Speiseanordnung nach dem Oberbegriff des Anspruchs 1.

Das Anwendungsgebiet der Erfindung liegt insbesondere bei mit mehreren Wellentypen arbeitenden Breitband-Monopulsanlagen z. B. für Satelliten mit einem hohen Verhältnis von Antennengewinn zu Rauschtemperatur, die gleichzeitig die Funktionen des Empfangens, des Sendens und der automatischen Zielverfolgung ausführen und die ersten beiden dieser Funktionen mit Summensignalen und die dritte Funktion mit Differenzsignalen ausführen.

Speisesysteme, die Mikrowellenenergie in einer Mehrzahl von Wellentypen erzeugen und empfangen können, werden oft bei Monopuls-Zielverfolgungssystemen verwendet, bei denen die durch das Speisesystem gesendete und empfangene Energie derart kombiniert wird, daß Summen- und Differenz-Strahlungsdiagramme während des Sendens und/oder Empfangens entstehen. Das zu verfolgende Ziel kann ein Satellit oder auch ein Flugzeug oder eine Rakete sein. Monopuls-Zielvert'olgungssysteme sind in dem Buch »Introduction to Radard Systems« von Merrill L. S k ο 1 η i c k, McGraw-Hill Book Co., 1962, S. 177 und 178, beschrieben.

Die typischen Zielverfolgungssysteme können mehrere Hornstrahler haben. Wird nur eine geringe Anzahl von Hornstrahlern verwendet, beispielsweise ein Vier-Horn-System, dann ist bei den sich ergebenden Strahlungsdiagrammen ein unbefriedigender Wirkungsgrad und hoher Rauschpegel festzustellen. Es wurden auch bereits Speisesysteme für Mehrwellentypbetrieb mit einer einzigen Strahlungsöffnung für niedrigen Rauschpegel entwickelt. So ist aus der US-PS 32 74 604 ein Wellentypkoppler bekannt, bei welchem Summen- und Differenzsignale erzeugende Hohlleiterabschnitte vorgesehen sind und der Hornstrahler nur eine einzige Öffnung hat. Mit dieser bekannten Anordnung ist es jedoch schwierig, unerwünschte gegenseitige Beeinflussungen der Summen- und Differenzsignale zu vermeiden, da diese durch eine relativ komplizierte Anordnung von teilweise den beiden Signalarten gemeinsamen Hohlleitern in den mit dem Hornstrahler verbundenen quadratischen Hohlleiterabschnitt geleitet werden. Außerdem ist bei einer derartigen Anordnung das Gewinnverhältnis unbefriedigend, wenn sie als Speisesystem für Reflektorantennen verwendet und über einen großen Frequenzbereich betrieben werden soll. Auch läßt die Flexibilität hinsichtlich der Polarisationsart sowohl im Summenkanal (Nachrichtenverbindung)

als auch im Differenzkanal (Zielverfolgung) zu wünschen übrig.

Es besteht Bedarf an einem einfachen System, das eine einzige Strahlungsöffnung im Bereich des Brennpunktes des Primär- oder Sekundär-Reflektors hat und gleichzeitig die oben erwähnten .'hei Funktionen in einem breiten Frequenzbereich ausüben. Damit sich darüber hinaus die beste und wirksamste Feldverteilung ergibt, ist ferner eine ungeteilte Strahiungsöffnung erwünscht, wie sie durch einen einzigen Hornstrahler gegeben ul Da die (Linear- oder Zirkularpolarisation sich von Satellit zu Satellit ändern kann und außerdem das Verhalten der linear-Polarisation des Satelliten veränderlich sein kann, ist eine hohe Flexibilität hinsichtlich der Polarisationsarten im Nachrichtenkanal (Summenkanal) und für die Zielverfolgung erwünscht Schließlich muß die Empfangs- und Sende-Polarisation in praktisch verwendbaren Systemen orthogonal sein (rechts- gegenüber linkszirkularer Polarisation oder orthogonal-linearer Polarisation), damit die Polarisationsarten der Antennenspeisesignale zu der jeweiligen Polarisation des Satelliten passen.

Der Erfindung liegt die Aufgabe zugrunde, eine Speiseanordnung der vorliegenden Art (bei der es generell um die gleichzeitige Verarbeitung von Nachrichten- und Radarsignalen in einem gemeinsamen, möglichst breiten Frequenzband geht) anzugeben, bei der eine Wechselwirkung zwischen den als Nachrichtensignale dienenden Summensignalen und den zur Zielverfolgung verwendeten Differenzsignalen mit konstruktiv einfachen Mitteln vermieden wird.

Diese Aufgabe wird durch die kennzeichnenden Merkmale des Anspruchs 1 gelöst

Durch die besonderen Summen- und Differenzsignalöffnungen der entsprechenden Hohlleiterabschnitte, die in einen gemeinsamen Hohlraum des Wellentypkopplers münden, werden die verschiedenen Wellentypen aus- bzw. eingekoppelt, ohne sich gegenseitig beeinträchtigen zu können. Ein zusätzlicher Vorteil der Speiseanordiijng ist ihr einfacher konstruktiver Aufbau.

Die Erfindung wird im folgenden anhand eines Ausführungsbeispiels näher erläutert. Es zeigt

F i g. 1 ein Blockschaltbild eines Antennen-Speisesystems gemäß einer bevorzugten Ausführungsform;

F i g. 2 eine Darstellung des verwendeten Wellentypkopplers;

Fig.3 eine Tabelle der im Mehrfachwellentyp-Horn auftretenden erwünschten Wellentypen;

F i g. 4 ein Blockschaltbild zur Veranschaulichung der Phasenbeziehung für rechtszirkular polarisierte Wellen;

F i g. 5 eine perspektivische Ansicht eines Wellentypf ilters;

F i g. 6 eine Seitenansicht des Wellentypfilter und

F i g. 7 eine perspektivische Ansicht des Hornstrahlers.

In F i g. 1 ist eine Speiseanordnung mit einer aus einem Wellentypkoppler 16, einem Wellentypfilter 17 und einem Hornstrahler 18 mit einer einzigen Apertur bestehenden Anordnung 11, einer Einrichtung 12 zum Senden und Empfangen von Nachrichten und einer Zielverfolgungsschaltung 13 dargestellt. Die gesamte Speiseanordnung für eine Satelliten-Nachrichtenverbindung muß beispielsweise ein breites Sendeband von 5925 bis 6425 MHz und ein Empfangsband von 3700 bis 4200 MHz verarbeiten. Die Einrichtung 12 überträgt die b5 Summensignale, während die Zielverfolgungsschaltung 13 die Differenzsignale verarbeitet.

Fig. 2 zeigt eine Endansicht des Wellentypkopplers 16, vom Wellentypfilter 17 her gesehen. Der Wellentypkoppler 16 weist einen großen, konisch geformten Hohlleiterabschnitt 25 in der Mitte eines Wellenleiters von quadratischem Querschnitt auf und hat acht symmetrisch angeordnete identische Hohlleiterabschnitte 26 bis 33, die als Eckpaare angeordnet sind und vier Teilöffnungen für zirkuläre Polarisation bilden, wobei jeder Hohlleiterabschnitt gegenüber dem zu seinem Paar gehörenden anderen Hohlleiterabschnitt räumlich um 90° versetzt ist und ein elektrisch um 90° phasenverschobenes Signal führt.

Der mittlere, konische Hohlleiterabschnitt 25 hat für das oben erwähnte Frequenzband einen Durchmesser von etwa 5,4 cm am empfängerseitigen Ende 34 des Wellentypkopplers und erweitert sich zum hörnst-ahlerseitigen Ende 15 auf etwa 7,6 cm. Am Ende des konischen Hohlleiterabschnitts 25 zwischen dem Ende

15 und einem quadratischen Wellenleiterabschnitt mit einer Kantenlänge von etwa 10,2 cm am filterseitigen Ende hat der Wellentypkoppler 16 eine Stufe. Die Stufe 36 wird durch die Kantenfläche des Wellentypkopplers

16 gebildet, welche sich in einer Ebene vor der die öffnungen der Hohlleiterabschnitte 26 bis 33 und die Endöffnung am Ende 15 des konischen Hohlleiterabschnitts 25 enthaltenden Ebene befindet Die Länge des konischen mittleren Hohlleiterabschnitts 25 beträgt beim hier beschriebenen Beispiel etwa 11,4 cm. Infolge der Stufe 36 werden im Horn zusätzlich zum Grundwellentyp IE10, welcher dem Wellentypkoppler 16 zugeführt wird, ein Wellentyp TE30 sowie in geringerem Anteil die Wellentypen TE12, TM12, TE21 und TM21 angeregt. Hinsichtlich der erwünschten Wellentypen TEio und TE30 sei auf die Übersicht in Fig. 3 verwiesen.

Die acht symmetrisch angeordneten gleichartigen Hohlleiterabschnitte 26 bis 33, die für die Monopuls-Zielverfolgung verwendet werden, enden an der Stufe 36, an welcher die Anregung des TE3o-Wellentyps auftritt. Zum Verständnis der Monopuls-Zielverfolgung sei die gesamte öffnung des Wellentypkopplers 16 an der Stufe 36 als in vier Teilöffnungen a, b, c und d unterteilt betrachtet, wie es in F i g. 4 veranschaulicht ist Jede Ecke oder Teilöffnung a, b, c und d des Wellentypkopplers 16 hat einen entsprechend horizontalpolarisierten Hohlleiterabschnitt 28, 27, 32, 31 und einen entsprechend vertikal polarisierten Hohlleiterabschnitt 29, 26, 33 und 30. Wegen der Kurzschlitz-Richtungskoppler 44 bis 47, die in den F i g. 1 und 4 dargestellt sind, ist auch die jede Teilöffnung durchsetzende Leistung gleich.

Damit man eine Zirkular-Polarisation bei der Speisung für die Monopuls-Zielverfolgung erreicht, die sich zum Empfang und zum Senden vcn rechts- oder linkszirkular polarisierten oder von linear polarisierten Wellen eignet, soll die Phasenbeziehung zwischen den vier Teilöffnungen a, b, c und d an der Stufe 36 jeweils gleich sein. Jedoch soll jede Teilöffnung a, b, cund dden TEoi-Wellentyp (horizontale Polarisation) und den TEio-Wellentyp (vertikale Polarisation) führen, und diese sollen gegeneinander um 90° vor- oder nacheilen, so daß für jede Teilöffnung ein zirkulär polarisiertes elektromagnetisches Signal angeregt wird.

Die Monopuls-Zielverfolgungsschaltung zur Lieferung der Differenzsignale für entweder lineare Polarisation oder Rechts- oder Linkszirkular-Polarisation ist in den F i g. 1 und 4 dargestellt. Die Schaltung weist sechs Kurzschlitz-Richtungskoppler 44 bis 47 und 50,53 sowie zwei magische T-Koppler 35 und 52 auf. Die Größen

und Abmessungen dieser Hohlleiter und Hohlleiterabschnitte sind auf die Empfänger-Zielverfolgungsfrequenzbänder optimiert. Gemäß F i g. 1, 2 und 4 ist jeder der acht paarweise angeordneten Hohlleiterabschnitte 26 bis 33 an einem der vier Kurzschlitz-Richtungskopp· ler 44 bis 47 mit seinem rechtwinklig zugehörigen Hohlleiterabschnitt gekoppelt. Jeweils ein Ausgang der Richtungskoppler 44 bis 47 ist mit Abschlüssen 55 bis 58 abgeschlossen, der andere Ausgang ist mit dem Ausgang eines der anderen Richtungskoppler 44 bis 47 an den Richtungskopplern 50 oder 53 zusammengefaßt. Welche Ausgänge der Richtungskoppler 44 bis 47 abzuschließen sind, hängt von der Polarisation (rechte oder linke Zirkularpolarisation) ab. Bei rechtszirkular polarisierten Signalen werden die Hohlleiterabschnitte 48 und 49 benutzt, und entsprechend F i g. 1 werden die Ausgänge 1, 3, 5 und 7 der Richtungskoppler 44 bis 47 abgeschlossen und nicht verwendet, während die Ausgänge 2,4,6 und 8 benutzt werden. Für linkszirkular polarisierte Signale werden die Ausgänge 2, 4, 6 und 8 abgeschlossen und die Ausgänge 1, 3, 5 und 7 und die Hohlleiterabschnitte 59 und 60 benutzt. Auch die Funktion der Ausgänge 61 und 62, d. h. der Elevations- bzw. Azimutanschlüsse der Zielverfolgungsgeräte, vertauscht sich beim Wechsel von Elevations-Differenzbetrieb zu Azimut-Differenzbetrieb und umgekehrt, wie in F i g. 1 bezüglich rechts- oder linkspolarisierten Signalen angedeutet ist. Jeder der vier Richtungskoppler 44 bis 47, welche mit den jeweils über Eck ein Paar bildenden Hohlleiterabschnitten 26 bis 33 gekoppelt sind, sorgt für eine Leistungsaufteilung und eine Phasenverschiebung von 90° zwischen den Abschnitten eines Paares. Das kombinierte System der vier Teilöffnungen mit 90° Phasenverschiebung zwischen dem vertikal polarisierten TE₎₀-Wellentyp und dem horizontal polarisierten TEoi-Wellentyp mit der richtigen Phasenbeziehung zwischen den Teilöffnungen a, b, c und d sorgt für den vertikal polarisierten TE20-Wellentyp und den horizontal polarisierten Hybrid-Wellentyp HE_n = TE₁, + TM_n im Wellentypfilter 17, welche bei Überlagerung das zirkulär polarisierte Azimut-Differenzsystem ergeben. In F i g. 3 sind diese erwünschten Wellentypen veranschaulicht.

Betrachtet man mit Bezug auf Fig.4 beispielsweise den rechtszirkular polarisierten Azimut-Differenzbetrieb, dann werden die Kurzschlitz-Richtungskoppler 50 und 53 und die magischen T-Richtungskoppler 35 und 52 so angeschlossen, daß die Phasenbeziehungen an jedem Hohlleiterabschnitt der Teilöffnungen in der dargestellten Weise vorliegen. Die in F i g. 4 hinter dem Symbol A angegebene Phase bezeichnet die relative Phasenlage in dem Azimut-Differenzsystem. Die mit richtiger Phasenlage (a und d mit dem Phasenwinkel 0° und b und c mit dem Phasenwinkel 180°) vorliegenden und vertikal polarisierten TE]₀-Wellentypen in den Teilöffnungen a, b. c und d regen den vertikal polarisierten TE20-Wellentyp an. Die in gleicher Phasenlage befindlichen und horizontal polarisierten Wellentypen TE10 in den Teilöffnungen a,b,c und d (a und d mit 0°, b und c mit 180° Phasenlage) regen den horizontal polarisierten Hybrid-Wellentyp HEu - TE_n + TMn an. Da die Polarisation in der Teilöffnung b derjenigen in der Teilöffnung a entgegengesetzt ist und die Polarisation in der Teilöffnung c derjenigen in der Teilöffnung d entgegengesetzt ist, sind die Teilöffnungen a und d sowie c und d an gegenüberliegenden Enden dieses Feldes angeordnet, und die Teilöffnungen a und d arbeiten mit 180° in Gegenphase, während die Teilöffnung b und c mit 0° in Phase arbeiten. Di« gleichzeitig vorhandenen, um 90° phasenverschobenei vertikal polarisierten TEw-Wellentypen und di< horizontal polarisierten Hybrid-Wellentypei

HEu = TE11 + TMn führen zu zirkulär polarisierter Differenzsignalen, deren Strahlungsfeldkomponenten ii der vertikalen Ebene Null ist (Horizontal- odei Azimut-Differenzbetrieb).

Das. gleiche kombinierte System der vier Teilöffnun gen mit orthogonal richtigen Phasenbeziehungen liefer den vertikal polarisierten Hybrid-Wellentyf HEu = TMn + TEn und den horizontal polarisierter Wellentyp TE02 im Wellentypfilter, welche bei Überla gerung das zirkulär polarisierte Elevations-Differenzsy Stem ergeben. Die Phasenbeziehung zwischen der zirkulär polarisierten Teilöffnungen a, b, c und d wire durch die übrigen vier Richtungskoppler des System« bestimmt, nämlich die beiden Kurzschlitz-Richtungs koppler 50 und 53 und die beiden magischen T-Koppler 35 und 52.

Betrachtet man mit Bezug auf F i g. 4 beispielsweise den Vcrtikal-Differenzbetrieb, wenn die Signale rechts zirkulEir polarisiert sind, dann sind die Richtungskoppler 50 und 53 und die magischen T-Koppler 35 und 52 se geschaltet, daß die Phasenbeziehungen an jeden Hohlleiterabschnitt der Teilöffnungen a, b, c und d di( dargestellte Lage haben. Die hinter dem Symbol I (Elevation) angegebene Phase bezeichnet die Phasenla ge der verschiedenen Hohlleiterabschnitte gegenüber dem Elevationsausgang 61. Die Elevations-Differenzin formation Δ E erhält man durch den Vertikalwellentyr. HE11 und den horizontal polarisierten Wellentyp TE02 wie F i g. 3 zeigt. Der horizontal polarisierte Wellentyt TE02 steht an den horizontal orientierten Hohlleiterab schnitten zur Verfügung, welche gemäß F i g. 4 se angeordnet sind, daß

a) der horizontal orientierte Abschnitt der Teilöff nung a die Phasenlage Null hat,

b) die einander entsprechenden Hohlleiterabschnätte an den Teilöffnungen bund ddie Phase 180° haben und

c) an der entsprechenden Teilöffnung cdie Phasenlage 0° vorliegt.

Auf diese Weise wird der horizontal polarisierte Wellentyp TE02 angeregt

Da die Polarisationsrichtung in der Teilöffnung I derjenigen in der Teilöffnung a entgegengesetzt ist, unc die Polarisationsrichtung in der Teilöffnung c derjenigen in der Teilöffnung d entgegengerichtet ist, ist dieso effektive elektrische Phasenlage an der Teilöffnung b 0 an der Teilöffnung c dagegen 180°. Da für da« Elevationssystem die relative Phasenlage zwischen der Teilöffnungen a und b 0° und zwischen den Teilöffnungen c und d 180° beträgt, -wird der vertikal polarisierte Hybrid-Wellentyp HEn und der horizontal polarisiert« Wellentyp TE₀₂ angeregt Die gleichzeitig vorhandenen um 90° phasenverschobenen vertikal polarisierten bzw horizontal polarisierten Wellentypen HEn bzw. TE« ergeben den zirkulär polarisierten Elevations-Differenzbetrieb. Jedes Dreieck in Fig.4 bezeichnet die Phase zwischen den Richtungskopplern, während die Phase in den Teilöffnungen durch die Zahl angegeber wird, welche der E- oder Elevations-Phase und der A- oder Azimut-Phase nachgestellt ist Die Phase gegenüber dem mit A bezeichneten Azimut oder der mit E bezeichneten Elevation gibt die Phasen der entsprechenden Anschlüsse am Eingang der acht Hohlleiterabschnitte der vier Teilöffnungen a, b, c und d für eine

Rechtszirkular-Polarisation an. Der Betrieb für eine Linkszirkular-Polarisation ist entsprechend. Jedoch vertauschen sich die Funktionen der Speiseanschlüsse bzw. Ausgänge 61 und 62, wenn die Polarisation im Differenzbetrieb von Rechtszirkular-Polarisation gemäß F i g. 4 in Linkszirkular-Polarisation geändert wird, und daher tritt im Azimut-Differenzsignal das Elevations-Differenzsignal auf.

Der Hohlleiterabschnitt 25 ist gemäß Fig. 2 in besonderer Weise dimensioniert und geformt und weist einen inneren Ring 37 auf, der bei dem beschriebenen Beispiel etwa 3,15 mm dick und etwa 7,6 cm vom hornseitigen Ende 15 entfernt ist, so daß eine Rückausbreitung der erzeugten Differenzsignale (HEi: = TE·,· + TM.. und TE₂₀) in das Summensystem unterbunden wird und Störungen des Differenzsignal-Axialverhältnisses vermieden werden. Jeder der acht Differenz-Hohlleiterabschnitte hat Abstimmvorsprünge 40 zur Unterdrückung der unerwünschten Wellentypen TE|2, TMi2, TE21 und TM21 im Hals des Hornstrahlers und zur Verringerung der Kopplung zwischen den Summen- und Differenz-Hohlleiterabschnitten und zwischen den verschiedenen Differenz-Hohlleiterabschnitten. Die Differenz-Wellentypen höherer Ordnung, die durch die acht Hohlleiterabschnitte in den Ecken des quadratischen Hohlleiterabschnitts erzeugt werden, werden nach Reflexion im konischen Hohlleiterabschnitt des Wellentypkopplers schließlich mit Hilfe des Wellentypfilters 17 und des Hornstrahlers 18 gefiltert und in ihrer Phasenlage so eingestellt, daß die gewünschte Aperturbelegung für das Differenzsignal entsteht.

Wenn aus den vier Teilöffnungen a. b. cund dzirkulär polarisierte Wellen unmittelbar an den Raum abgestrahlt würden, wobei die Phasenlage zwischen den Hohlleiterabschnitten der Teilöffnungen 90° beträgt, dann würde das Speisesystem zu einem zirkulär polarisierten Vier-Horn-Monopulssystem entarten. Da jedoch der Wellentypkoppler nicht in den Raum strahlt sondern in einen einzigen Hornstrahler überträgt, wird das System zu einem Monopuls-Mehrweüentyp-System, bei dem eine Monopuls-Apertur-Belegung größeren Wirkungsgrades vorliegt als bei einem Vier-Horn-System.

Das Wellentypfilter 17 und der Hornstrahler 18 sorgen für die richtige Phasensteuerung und Beeinflussung der erwähnten Wellentypen für den Sende- und Empfangsbetrieb in den oben erwähnten Bändern für Satelliten. Das Wellentypfilter 17 ist zwischen dem Wellentypkoppler 16 und dem Hornstrahler 18 angeordnet, wobei die Nachrichtensignale (Summensignale) und die Zielverfolgungssignale (Differenzsignale) in einer einzigen öffnung zusammengefaßt werden. In den F i g. 5 und 6 ist das Wellentypfilter 17 dargestellt; es hat einen quadratischen Hohlleiterabschnitt mit je einer Rippe 41 an den vier Seiten 42, so daß ein breites Frequenzband angeregt werden kann. Das Wellentypfilter 17 hat längs der Ausbreitungsachse ein näherungsweise halbkosinusförmiges Profil und einen quadratischen Querschnitt mit den in seinen beiden Hauptebenen symmetrisch angeordneten Rippen 41. Diese Form ist so gewählt, daß sich ein minimaler Querschnitt ergibt Das Halbkosinusprofil ist nur ein Beispiel; es lassen sich Abwandlungen mit längs der Ausbreitungsachse geneigten Flächen wählen, wobei die Länge /des Wellentypfilters und die Änderung der Breite w entsprechend der Amplitude der erwähnten Kosinusfunktion so gewählt werden, daß die Frequenzabhängigkeit der Phasenlage zwischen den Wellentypen TE20, TE02 und HEu = TE11 + TMu der Differenzsignale einerseits und der Frequenzabhängigkeit der Phasenlage zwischen den Wellentypen TEi₀ und TE30 der Summensignale andererseits eliminiert wird und auf diese Weise ein sehr breitbandiger Mehrweilentypbetrieb erreichbar ist. Die minimale Breite tv des quadratischen Hohlleiterabschnitts des Wellentypfilters 17 ist in der Größenordnung von 2 A, während seine minimale Länge / in der Größenordnung von 5 λ liegt, wobei λ die der geometrischen Mittelfrequenz des Frequenzbandes entsprechende Wellenlänge ist (also das geometrische Mittel zwischen den Grenzen etwa einer Oktave des Frequenzbandes, welches durch die untere Empfangsfrequenz und die obere Sendefrequenz begrenzt ist). Dimensioniert man das Filter in dieser Weise, dann können sich nur die Summen- und Differenz-Wellentypen höherer Ordnung durch den Filterquerschnitt ausbreiten, und die Phasenlage zwischen diesen erwünschten Wellentypen ergibt kleine Seitenkeulen in der E- und Η-Ebene des Primär-Strahlungsdiagramms, ohne daß dadurch das Axialverhältnis für die zirkulär polarisierten Summen- und Differenzsignale geändert würde. Der Ausgangsquerschnitt des Wellentypfilters wird genügend groß gemacht, so daß nur eine kleine Differenz-Phasenverschiebung zwischen den Wellentypen im Mehrwellentyp-Hornstrahler selbst auftritt. Der

jo Grundwellentyp TE10 und die Summen-Wellentypen höherer Ordnung TE30, welche von der Stufe 36 zum 10,4 cm-Querschnitt des Wellentypkopplers 16 angeregt werden, sind nach ihrer Filterung und Phaseneinstellung durch das Wellentypfilter und den Hornstrahler

η schließlich für die Belegung und das Strahlungsdiagramm an der Summen-Öffnung verantwortlich. Das Wellentypfilter 17 und der quadratische Wellenleiterabschnitt folgen derart, daß die erzeugten Wellentypen höherer Ordnung an der Öffnung des Hornstrahlers 18 mit der richtigen Phasenlage eintreffen. Hierunter ist zu verstehen, daß die gesamte Aperturbelegung des Hornstrahlers in dem gesamten, beispielsweise 500 MHz umfassenden Empfangsfrequenzband mehr oder weniger axialsymmetrisch abnimmt

Die endgültige Form der Aperturbelegung des Hornstrahlers 18 ergibt sich aus dessen Form. Der Neigungswinkel des Hornstrahlers wächst zum Ende des Homes hin an. Dieser anwachsende Neigungswinkel führt zu einem relativ großen quadratischen Phasenfehler im Sendefrequenzband und zu einem kleineren quadratischen Phasenfehler im Empfangsfrequenzband, so daß die Strahlbreite des Sendebandes noch näher an die Strahlbreite des Empfangsbandes gebracht wird. Der Hornstrahler 18 weist ferner Rippen 19 längs des geneigten Teils jeder seiner vier Seiten auf (F i g. 7), so daß eine noch bessere Annäherung an eine Gauss'sche Aperturverteilung erreicht wird. Der Hornstrahler 18 hat ferner einen quadratischen Hohlleiterabschnitt in jeder seiner vier Ecken, so daß die Geschwindigkeit der in dem Hornstrahlerabschnitt mit anwachsendem Neigungswinkel am unteren Ende des Frequenzbandes sich ausbreitenden Wellen heraufgesetzt wird und auf diese Weise für niedrige Frequenzen eine gleichförmigere Phasenfront an der Apertur erreicht wird.

Hierzu 3 Blatt Zeichnungen

Claims

Patentansprüche:

1. Speiseanordnung für eine mit mehreren Wellentypen arbeitende Antenne zum Senden und Empfangen von in einem gemeinsamen breiter. Frequenzband liegenden Monopuls-Radarsignalen zur automatischen Zielverfolgung und Nachrichtensignalen, mit einem nur eine einzige Apertur aufweisenden Hornstrahler und einem zur Erzeugung von Summen- und Differenzsignalen dienenden Wellentypkoppler, der einen mit dem Hornstrahler verbundenen Hohlleiterabschnitt quadratischen Querschnitts aufweist, dadurch gekennzeichnet, daß in dem quadratischen Hohlleiterabschnitt des Wellentypkopplers (16) ein mittlerer, sich in Richtung auf den Hornstrahler (18) hin konisch aufweitender Hohlleiterabschnitt (25) angeordnet ist, der an seinem dem Hornstrahler (18) abgewandten Ende mit der die Nachrichtensignale sendenden und empfangenden Einrichtung (12) zur Übertragung der Summensignale verbunden ist, daß um den mittleren konischen Hohlleiterabschnitt (25) herum in den Ecken des quadratischen Hohlleiterabschnittes zur Übertragung der Differenzsignale acht weitere Hohlleiterabschnitte (26 bis 33) paarweise rechtwinklig zueinander angeordnet sind, daß mit jedem Paar dieser weiteren Hohlleiterabschnitte an deren dem Hornstrahler (18) abgewandten Ende je ein Kurzschlitz-Richtungskoppler (44 bis 47) derart gekoppelt ist, daß sich zirkuläre Polarisation ergibt, und daß zur Einstellung der Phasenbezichung zwischen den Hohlleiterabschnittpaaren die Ausgänge von jeweils zwei der Kurzschlitz-Richtungskoppler (44, 45 bzw. 46, 47) mit je einem weiteren Richtungskoppler (50 bzw. 53) gekoppelt sind, deren Ausgänge zu den Elevations- bzw. Azimutanschlüssen der Zielverfolgungsgeräte führen.

2. Speiseanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß im Wellentypkoppler (16) in Senderichtung vor der die homstrahlerseitigen Öffnungen des mittleren konischen Hohlleiterabschnittes (25) und der acht weiteren Hohlleiterabschnitte (26—33) enthaltenden Ebene eine stufenartige Erweiterung des zum Hornstrahler führenden Hohlleiterabschnittes angebracht ist, derart, daß zusätzlich zum Grundwellentyp TEio der TE30-Wellentyp sowie in geringerem Maße TE12-, TMi₂- und TM21-Wellentypen angeregt werden.

3. Speiseanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der Wellentypkoppler (16) mit dem Hornstrahler (18) über ein Wellentypfilter (17) gekoppelt ist, das einen einzigen Hohlleiterabschnitt mit sich in Richtung auf den Hornstrahler (18) erweiternden quadratischen Querschnitt hat.

4. Speiseanordnung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die minimale Breite ^fw) des quadratischen Hohlleiterabschnitts des Well« ntypfilters (17) in der Größenordnung von 2 λ urd seine Länge (I) in der Größenordnung von 5 λ lieg:, wobei λ die der geometrischen Mittelfrequenz des Frequenzbandes entsprechende Wellenlänge ist.

5. Speiseanordnung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß die Erweiterung des quadratischen Hohlleiterabschnittes des Wellentypfili ers (17) nach einer Halbkosinusfunktion verläuft.

6. Speiseanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß der mittlere konische Hohlleiterabschnitt (25) einen inneren Blendenring (37) zur Sperrung der Rückausbreitung der erzeugten Differenzsignale zu der die Nachrichtensignale sendenden und empfangenden Einrichtung aufweist

7. Speiseanordnung nach einem der vorangehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, daß in jedem der acht weiteren Hohlleiterabschnitte (26 bis 33) Abstimmvorsprünge (40) zur Unterdrückung unerwünschter TEi₂-, TM₂₁- und TE_2] + TM12-Wellentypen und zur Reduzierung der Kopplung zwischen Summen- und Differenz-Signal-Hohlleiterabschnitten und zwischen den Differenzsignal-Hohlleiterabschnitten untereinander vorgesehen sind.