DE1762347C3 - Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler - Google Patents

Description

Die Erfindung bezieht sich auf einen Analog-Digital-Wandler vom sogenannten Doppelflanken-Typ, insbesondere für die Anwendung in einem Digital-Voltmeter vom integrierenden Typ, das aus Festkörperschaltkreisen aufgebaut ist. Solche Wandler weisen die im

μ Oberbegriff des Patentanspruchs I zusammengefaßten Merkmale auf.

Verschiedene Ausführungen von Digital-Voltmetern des beschriebenen Typs sind bekannt. Üblicherweise ist

dabei ein Integrierverstärkep mit einem Stromsummierpunkt vorgesehen, an den das analoge Eingangssignal während eines Zeitintervalls des Voltmeterbetriebes angelegt wird, und an den während eines zweiten Zeitintervalls des Betriebes ein genauer Bezugsstrom angelegt wird (mit oder ohne das analoge Eingangssignal, je nach dem bestimmten Voltmeter-Schaltkreistyp).

Der Integrierverstärker umfaßt typischerweise einen Gleichspannungsverstärker mit einer hohen negativen in Spannungsverstärkung und einem Integrierkondensator in einer Gegenkopplungsschleife, die den Ausgangsanschluß des Verstärkers mit dem Summierpunkt verbindet Wenn der Integrierverstärker für den Empfang des analogen Eingangssignals angeschlossen ist, wird der Kondensator aufgeladen in einem Maße, das proportional ist zur Amplitude des Eingangssignals, und an ihm liegt eine Spannung und zugleich am Ausgangsanschluß des Verstärkers, die die Anstiegsflanke einer Sägezahnwellenform bildet Diese erste Flanke kann eine ins Positive gehende oder ins Negative gehende Spannung sein, je nach der Polarität des analogen Eingarjgssignals. Die Bezugsstromquelle wird dann mit dem Summierpunkt nach einer konstanten Zeitperiode vom Beginn der Erzeugung der ersten Flanke verbunden oder, nachdem die erste Flanke einen vorgegebenen Spannungspegel kreuzt, damit der Kondensator in vorgegebenem Maße entladen wird, mindestens teilweise, durch den entgegengerichteten Bezugsstrom. Die Entladung des Kondensators erzeugt eine zweite Flanke umge- jo kehrter Neigung bezüglich der ersten Flanke, und die Kondensatorentladung setzt sich fort, bis die zweite Flankenspannung einen vorgegebenen Bezugsspannungspegel durchläuft, typischerweise Massepotential. Die Zeit die für die Entladung des Kondensators auf diesen Bezugsspannungspegel benötigt wird, wird gemessen durch Impulse konstanter Frequenz, die von einem Impulsgenerator oder Oszillator erzeugt werden, und einem Pulszähler zugeführt und zeitweise gespeichert werder. Durch die Messung des Zeitintervalls, das erforderlich ist für die Messung der zweiten Flanke jedes Sägezahnwellenzuges, ist die Impulszahl, die im Zähler bei Beendigung der zweiten Flankenintervallzeit gespeichert ist, eine Funktion der mittleren Amplitude des analogen Eingangssignals. Da zwei kontinuierliche Flanken erzeugt werden infolge zwji aufeinanderfolgenden zeitlichen Integrationen des Signals, die aufeinanderfolgend an den Summierpunkt während jedes aufeinanderfolgenden Zyklus der Analog-Digital-Wandlung angelegt werden, werden die hier in Frage kommenden Digital-Voltmeter meist als »Doppelflanken-Integriertyp-Voltmeter« bezeichnet.

Die bisher üblichen Digital-Voltmeter dieser Bauart verwenden eine Rückstellschaltung, damit der Zähler mindestens unmittelbar vor der zweiten Flanke des Sägezahns rückgestellt wird und der Zähler damit in der Lage ist, die Zeit zu bestimmen, die für die Erzeugung der zweiten Flanke benötigt wird, und zwar in Form einer Pulszählung.

Bei bestimmten Voltmetern dieser Bauart wird der t,o Zähler rückgestellt durch einen Rückstellschaltkreis in Koinzidenz mit der Auslösung der ersten Flanke oder in Koinzidenz mit dem Zeitpunkt zu dem die erste Flanke einen vorgegebenen Spannungspegel während der Integration des Eingangssignal durchläuft. Der Zähler, to der von Impulsen aus einem Oszillator weitergeschaltet wird, fährt mit der Zählirg dieser Pulse fort, bis seine Gesamtzählkapazität erreicht ist, woraufhin er ein Signal abgibt, das die Kopplung der Bezugsstromquelle an den Eingangspunkt des Integrierverstärkers triggert Demgemäß wird die Erzeugung der zweiten Flanke ausgelöst um eine vorbestimmte Zeitperiode nach der Auslösung der ersten Flanke oder nachdem die erste Flanke ihren vorgegebenen Spannungspegel erreicht hat, und da die Neigung der zweiten Flanke konstant gehalten wird durch den Strom aus der Konstantstromquelle, wird eine Zunahme oder Abnahme der Neigung der ersten Flanke wiedergegeben durch eine entsprechende Zunahme oder Abnahme des Zeitintervalls, das erforderlich ist bis die zweite Flanke einen Spannungsbezugspegel durchläuft der für sie vorgesehen ist Die von dem Zähler registrierte Zählung während des Zeitintervalls der zweiten Flanke bildet eine Anzeige, die ein Maß ist für die mittlere Amplitude des Eingangssignals, das die erste Flanke erzeugt hat In Verbindung mit der Rückstellschaltung wird gewöhnlich auch ein Übertragungsschaltkreis verwendet um die Übertragung des Zählerinhaltes '.'■. ein Zwischenspeicherregister zu bewirken, bevor der Zähler wieder rückgestellt wird. Um eine Dezimalablesung zu ermöglichen, steuert der Pufferspeicher gewöhnlich eine Gasröhrenanzeige an, beispielsweise in der Form einer Mehrzahl von Kaltkathoden-Gasröhren, die jeweils zehn Kathoden in Form der Ziffern 0 bis 9 aufweisen. Diese Röhren leuchten, wenn sie durch den Pufferspeicher angesteuert werden, auf und ermöglichen damit eine Ablesung der analogen Signalamplitude in digitaler Form. Obwohl der Pufferspeicher für eine konstant leuchtende Anzeige während eines vollständigen Wandlungszyklus ausgebildet sein kann, ist es für zahlreiche kommerzielle Anwendungsfälle nicht erforderlich, daß die Anzeige kontinuierlich für ein Zeitintervall von mehr als beispielsweise eine halbe Sekunde vorliegt

Der Gleichspannungsverstärker, der in dem Integrierverstärkerschaltkreis der bisher üblichen Voltmeter verwendet wird, kann bis zur Sättigung oder fast bis zur Sättigung gebracht werden, wenn die Voltmeterablesung nicht in Betrieb ist und wenn der Summierpunkt mit der analogen Eingangssignakjuelle verbunden bleibt Wenn demgemäß das Voltmeter zu; Ablesung gebracht werden soll, muß der Verstärker von dem Zustand der Sättigung oder nahe der Sättigung wieder weggebracht werden. Dabei werden Obergangsspannungen in die ersten Sägezahnwellenzüge der Verstärkerausgangsspannung eingeführt, mit dem Ergebnis, daß diese Wellenformen von einer Sägezahnwellenform abweichen, die genau das Zeitintegral des analogen Eingangssignals repräsentieren würden. Um zu verhindern, daß der Verstärker in oder fast in die Sättigung gebracht wird während Zeitperioden, in denen die Voltmeterablesung tatsächlich keine Analog-Digital-Wandlung des anatagen Eingangssignals durchführt, wird sehr oft der Summierpunkt des Integrierverstärkers von der Eingangssignalquelle abgetrennt. Dieses Anlegen und Abtrennen des Summierpunktes an die bzw. von der Eingcjigssignalquelle wird im allgemeinen bewirkt durch Verwendung von Festkörpergattern oder Schaltkreisen und diesen zugeordnete Steuerschaltkreise. Bekanntlich können solche Eingangtgatter unerwünschte Rauschkomponenten in das analoge Eingangssignal einführen, insbesondere in solchen Fällen, wenn die Signaiquelle eine verhältnismäßig hohe Impedanz aufweist In solchen Fällen können die Rauschkomponenten als Fehlersignale an den Integrierverstärker gelangen mit dem zu erwartenden Ereebnis.

daß der Sägezahnausgang des Integrierverstärkers nicht den wirklichen Wert des analogen Eingangssignals ohne solche überlagerte Rauschspannung wiedergibt.

Es existieren aber noch weitere Fehlerquellen. So können eine negative Spannungsdrift des Verstärkers, Rauschsignale in der Eingangsspannung oder eine Umkehr ihre Polarität zu einer Fehltriggerung einer einem Pegelkomparator nachgeschalteten Kippstufe führen. Es ist die Aufgabe der Erfindung, den Wandler mit den Merkmalen, die im Oberbegriff des Patenten-Spruchs 1 zusammengefaßt sind, derart auszubilden, daß derartige Fehltriggerungen vermieden werden.

Die Lösung dieser Aufgabe ergibt sich aus dem kennzeichnenden Teil des Patentanspruchs 1. Auf diese Weise erfolgt eine Verschiebung der Zählintervalle, so daß die obengenannten Fehlerquellen das Meßergebnis nicht nachteilig beeinflussen können.

Fin sn ausgebildeter Wandler kann vorteilhafterweise auch die im Patentanspruch 1 genannten Merkmale aufweisen, die dazu dienen, die Meßgenauigkeit weiter zu verbessern und an sich bereits in der DE-PS 12 89 101 vorgeschlagen wurden.

Die Erfindung soll nun unter Bezugnahme auf die Zeichnungen ;m einzelnen erläutert werden.

Fig. 1 zeigt das Schaltungsdiagramm eines Digital-Voltmeters, das unter Verwendung des Erfindungsgedankens aufgebaut ist;

F i g. 2A bis 2J zeigen typische Spannungswellenformen, die an verschiedenen Punkten der Schaltung des Digital-Voltmeters nach Fig. 1 auftreten, und zwar während eines vollständigen Analog-Digital-Wandlungszyklus, wobei die Wellenformen mit entsprechenden Buchstaben bezeichnet sind, wie sie in F i g. 1 verwendet worden sind;

F i g. 3A bis 31 stellen in größerem zeitlichen Maßstab typische Spannenwellenformen während eines repräsentativen vollständigen Analog-Digital-Wandlungszyklus dar, und diese Wellenformen entstehen, nachdem das Digital-Voltmeter nach F i g. 1 den Endzustand während des Betriebes erreicht hat;

F i g. 4 zeigt in vergrößertem Maßstab typische üägezahnwerenformen, wie sie in F ι g. 2H erscheinen, und zum Vergleich vier entsprechende, aber ideale Sägezahnformen, die den typischen Wellenformen überlagert sind.

Das in F i g. 1 dargestellte Digital-Voltmeter vom Doppelflanken-Integrier-Typus ist in der Lage, ein analoges Eingangssignal in digitale Form umzuwandeln. Das analoge Eingangssignal kann eine analoge Spannung V_x unbekannter Amplitude sein, die mit bekannter Polarität an die Voltmeter-Eingangsklemmen 10, 10 angelegt ist. Der positive Anschluß 10 ist verbunden mit einem Stromsummierpunkt 11 über einen Eingangswiderstand 12, und der analoge Strom, der durch den Widerstand 12 fließt, ist mit /» bezeichnet Die Anschlüsse 10, 10 können dauernd an die Ausgangsklemmen irgendeiner Spannungsquelle angeschlossen sein, die eine analoge zu messende Spannung V_x erzeugt Offensichtlich kann die Signalquelle ebensogut eine Stromquelle wie eine Spannungsquelle sein, und der Widerstand 12 kann am Eingang der Schaltung entfernt werden, wenn der analoge Eingangsstrom vorliegt, der dann direkt an den Punkt 11 gelegt werden kann.

Der Punkt 11 bildet zugleich den Signalinvertereingang eines konventionellen integrierverslärkers 13. Der Integrierverstärker 13 umfaßt einen Gleichspannungsverstärker 14, der durch eine hohe negative Spannungsverstärkung gekennzeichnet ist Der Verstärker 14 ist in

dem dargestellten Ausführungsbeispiel mit zwei Eingängen gezeigt, derart, daß der Eingang, an den? das Signal nicht invertiert wird, an Masse gelegt wird. Der Verstärker 14 braucht jedoch nur einen Eingang aufzuweisen, d. h. einen solchen, an dem das Signal invertiert wird. Der Integrierverstärker 13 umfaßt ferner einen Integrierkondensator IS, dessen einer Belag mit dem Punkt 11 verbunden ist und dessen anderer Belag am Ausgangsanaschluß 16 des Verstärkers liegt. Die integrierte Ausgangsspannung, die am Anschluß 16 erscheint, ist mit V₀ bezeichnet. Da der Verstärker 14 eine hohe negative Spannungsverstärkung hat, wird bei einer geringen positiven Spannung V, bezüglich des Massepotentials die Spannung V₀ bis hoch ins Negative gehen.

Wenn die Voltmeter-Anzeige nicht in Betrieb ist, läßt die dauernde Anlegung einer kleinen positiven Spannung am Punkt 11 Hifi Spannung Vn 7iinrhmrnrl npaativ werden, bis der Verstärker 14 gesättigt wird, aus welchem Zustand er sofort wieder herausgebracht werden muß, wenn die Voltmeter-Anzeige nachfolgend in Betrieb gesetzt wird. Um zu verhindern, daß der Verstärker 14 in die Sättigung während dieses Zeitraumes getrieben wird, ist eine Zenerdiode 19 mit einer bekannten Rückwärtsspannung in die negative Rückkopplungsschleife des Verstärkers eingeschaltet. Die Kathode der Diode 19 ist mit dem Punkt 11 verbunden, und die Anode ist mit dem Anschluß 16 verbunden, indem man eine Zenerdiode auswählt, die dann ihre Durchbruchsspannung erreicht, wenn die Anodenspannung etwas negativer ist als die maximale negative Spannung, die die Spannung Vo bei Vollausschlag des analogen Eingangssignals annimmt, klemmt diese Diode 19 den Anschluß 16 auf dieses etwas höhere negative Spannungspotential und verhindert damit die Sättigung des Verstärkers 14.

Jede Sägezahnspannung wird gebildet von ersten und zweiten Spannungsflanken entgegengesetzter Neigung, die einander durchsetzen, um so einen Punkt der WeNenformumkehr auszubilden; die zweite Spannungsflanke jedes Sägezahns wird dabei erzeugt durch die Entladung des Kondensators 15. Die Entladung dieses Kondensators wird bewirkt durch öffnen eines Gatters 22, das, wenn es geöffnet ist einen Bezugsstrom Ia vom Punkt 11 wegfließen läßt Der Strom Ia wird erzeugt von einer negativen Bezugsspannungsquelle 23 konstanter Amplitude, die in ununterbrochener Serienschaltung über das Gatter 22 mit einem Widerstand 24 verbunden ist, dessen anderes Ende am Punkt 11 liegt Die Spannung konstanter Amplitude, die von der Que!>. 23 erzeugt wird, ist mit — Va bezeichnet, und um das Verständnis der Erfmdung zu erleichtern, soll angenommen werden, daß die Spannung Va normalisiert ist oder gleichgemacht ist der analogen Eingangsspannung V₁ durch die bekannte Voraussetzung, daß die Widerstandswerte der Widerstände 12 und 24 gleich sind. Es versteht sich jedoch, daß es der Bezugsstrom U ist, der maßgebend ist für die Ausbildung der zweiten Spannungsflanke der Integrierausgangsspannung, und daß dieser Strom typischerweise einer Bezugsstromquelle entnommen wird.

Die Spannungsquelle 23 besitzt eine Polarität entgegengesetzt der der analogen Eingangsspannung V_x und erzeugt einen Strom Ia mit einer Amplitude, die größer ist als die algebraische Summe aller anderen Ströme, die am Punkt 11 erscheinen. Wenn der Strom I_A an den Punkt 11 angelegt wird, beginnt der Punkt 11 zunehmend negativ zu werden, aber weil der Punkt

virtuell auf Massepotential liegt — infolge der hohen negativen Verstärkung des Verstärkers 14 —, wird die Integratorausgangsspannung V₀ zunehmend ins Positive gehen und schließlich auf das vorher vorliegende Massepotential zurückkehren, womit die Erzeugung der zweiten Spannungsflanke des Sägezahns beendet wird.

Das Gatter 22 kann ein konventionelles Koinzidenzgatter aufweisen, das geöffnet wird durch gleichzeitiges Anlegen einer negativen Spannung an einem Eingang von der Quelle 23 und einen positiven Spannungsimpuls an dem anderen Eingang, der mit »offen« bezeichnet ist. Der positive Öffnungsimpuls stammt von einem Komparator-Flip-Flop 25 und erscheint dann, wenn die zweite Spannungsflanke der Spannung Vo das Massepotential kreuzt. Das Verschwinden des positiven Spannungsimpulses am »Offen«-Anschluß sperrt das Gatter 22 und entkoppelt damit die Quelle 23 vom Punkt 11. Demgemäß bestimmt die Pulsbreite des positiven Pulses, der an das Gatter 22 angelegt wird, die Zeitperiode, wenn die Spannungsquelle 23 mit dem Punkt 11 verbunden ist. Aus Gründen, die allgemein bekannt sind (siehe z. B. US-Patentschrift 30 51 939), ist das Verhältnis der Zeit, während der das Gatter 22 offen ist, zur Periode eines vollständigen Wandlungszyklus, also der öffnungs- plus Schließzeit des Gatters 22, proportional der mittleren Amplitude des Eingangssignals während des vollständigen Wandlungszyklus. Die Quelle 23 kann eine Batterie aufweisen, deren positiver Pol mit Masse verbunden ist und dessen negativer Pol mit d»m entsprechenden Eingangsanschluß des Gatters 22 verbunden ist. Eine normale, mit Zenerdiode bestückte Bezugsspannungsquelle für negative Spannungen kann ebenfalls für diesen Zweck verwendet werden.

Der Komparator-Flip-Flop 25 kann einen Differentialverstärker mit positiver Rückkopplung aufweisen, wodurch der Komparator-Flip-Flop im wesentlichen als Nulldurchgangsdetektor mit Speicherwirkung arbeitet. Der Komparator-Flip-Flop 25 kann in seinen »Ein«-Status geschaltet werden, durch ins Positive gehende Anstiegsflanken einer positiven Impulsfunktion, die an den Eingangsanscniuü mit der Bezeichnung »Ein« angelegt wird, und wird in den »Aus«-Status geschaltet durch Anlegen von Massepotential an den mit »Aus« bezeichneten Anschluß. Der Status des Komparator-Flip-Flops 25 wird nicht beeinflußt durch ins Negative gehende Impulse, die an irgendeinem der Eingangsanschlüsse erscheinen könnten. Wenn die Komparator-Flip-Flop 25 eingeschaltet ist, erzeugt er eine ins Positive gehende Impulsspannung und erzeugt diesen Impuls so lange, bis er ausgeschaltet ist infolge der Tatsache, daß die Integratorausgangsspannung VO das Massepotential erreicht.

Wenn der Komparator-Flip-Flop 25 eingeschaltet ist, erzeugt er einen positiven Ausgangsimpuis, der das Gatter 22 öffnet und damit die negative Spannungsquelle 23 an den Punkt 11 anlegt bis die zweite Spannungsflanke der Spannung V₀ den Nullspannungspegel kreuzt, Massepotential an den »Aus«-Anschluß des Komparator-Flip-Flops 25 legt und den Flip-Flop 25 triggert, daß er ausschaltet, worauf die Ausgangsspannung des Flip-Flops scharf auf Massepotential abfällt Dieses Massepotential sperrt das Gatter 22 und bewirkt die Entkopplung des Bezugsstroms Ia vom Punkt 11. Der oben beschriebene Zyklus der Sägezahnerzeugung wiederholt sich, wenn der nächste positive Impuls an den »Ein«-Anschluß des Komparator-FIip-Flops 25 gelegt wird.

Ein konstanter Rückstellstrom wird am Punkt 11 benötigt, um zu verhindern, daß der Komparator-Flip-Flop 25 fälschlicherweise ausgetriggert wird durch eine negative Spannungsdrift im Verstärker, durch Rausch-

-> signale in der Eingangsspannung V_x oder durch eine Umkehr der Eingangsspannungspolarität. Eine Umkehr der Eingangsspannungspolarität muß auch berücksichtigt werden, falls die Eingangsspannung einer Quelle entnommen wird, wie beispielsweise einem Thermoelement des Typs, bei dem die Polarität der Ausgangsspannung sich infolge einer Temperaturänderung in der Umgebungstemperatur umkehrt. Eine Umkehr der Eingangsspannungspolarität kann ferner auftreten, wenn durch Fehlbedienung die Eingangsspannungsan-

i) Schlüsse verwechselt werden. Dem Punkt 11 kann der Rückstellstrom von einer konstanten positiven Rückstellungsspannungsquelle 26 zugeführt werden, die mit dem Punkt 11 über einen Widerstand 27 verbunden ist. Die Rückstellspannung, die von der Quelle 26 erzeugt

2» wird, ist mit -I- Vg bezeichnet, und der Rückstellstrom, der durch den Widerstand 27 zum Punkt 11 fließt, ist mit Ib bezeichnet. Wiederum zur Erleichterung des Verständnisses der Erfindung kann die Spannung Vb als normalisiert bezüglich der Spannung V_x angenommen

>-> werden, indem ebenfalls vorausgesetzt wird, daß der Wert des Widerstandes 24 gleich dem ist des Widerstandes 12. Die Quelle 26 kann eine Batterie enthalten, deren negativer Pol mit Masse verbunden ist und deren positiver Pol mit dem entsprechenden

)o Anschluß des Widerstandes 27 verbunden ist. iDie Höhe der Rückstellspannung Vb wird bestimmt durch Faktoren, wie die erwartete negative Amplitude der analogen Eingangsspannung V_x, die von einer Quelle erzeugt wird, bei der Spannungspolaritätsumkehr wahrschein-

j> lieh ist, oder den erwarteten Betrag der Verstärkerdrift und den vermutlichen Rauschpegel des Eingangssignals. Die positiven Pulsbreite-modulierten Impulse, die am Ausgang des Komparator-Flip-Flops 25 erzeugt werden, werden auch von einem Binärteiler 30 empfangen, der ein konventioneller zweistufiger Binärteiler sein kann. Der Binärteiler ist typischerweise so ausgelegt, daü er von den ins Negative gehenden Abtalltlanken der aufeinanderfolgenden positiven Impulse, die vom Komparator-Flip-Flop 25 empfangen werden, ausgelöst j wird. Eine Ausgangsspannung wird derjenigen Teilirstufe entnommen, die eine positive Stufenspannung erzeugt, wenn der Teiler 30 zwei ins Negative gehende Spannungsübergänge empfangen hat und eine ins Negative gehende Stufenspannung erzeugt, wenn der Teiler zwei zusätzliche ins Negative gehende Spannut !gsübergänge empfangen hat oder insgesamt vier aufeinanderfolgende ins Negative gehende Spannungsübergänge. Dieser ins Negative gehende Impuls vom Teiler 30 wird dem »RücksteII«-Eingang eines Flip-Flops 31 zugeführt um die Rückstellung dieses Flip-Flops zu bewirken. Demgemäß wird der Flip-Flop 31 rückgestellt durch die ins Negative gehende Abfallflanke jedes vierten Impulses, der vom Komparator-Flip-Flop 25 abgegeben wird.

Der Flip-Flop 31 wird in den Einschaltzustand gebracht durch ins Negative gehende Abfallflanken von positiven Startimpulsen, die an den »Einstell«-Anschluß von einer Wandlungs- oder Umsetzungssteuersignalquelle 32 angelegt werden. Die Quelle 32 kann irgendeine konventionelle Quelle positiver Impulse sein, die z. B. durch Betrieb eines üblichen Impulsgenerators oder durch verschiedene andere Typen von Schaltungen erzeugt werden können, die Ausgangsimpulse abgeben.

Für Anwendungszwecke, bei denen ein dauernd wiedererscheinender Voltmeter-Ablesewert erzeugt werden soll, kann die Quelle 32 einen freilaufenden Multivibrator enthalten oder einen ähnlichen Typ von Pulsgenerator, der mit einer relativ niedrigen Frequenz, ■-, verglichen mit der Frequenz des Zeitbasisoszillators 34, arbeitet. Die ins Negative gehenden Abfallflanken der positiven Startinipulse, die von der Quelle 32 erzeugt werden, steuern das Digital-Voltmeter, um die Analog-Digital-Wandlung des analogen Eingangssignals V_x auszulösen. Wenn der Flip-Flop 31 durch einen von der Quelle 32 empfangenen Startimpuls eingestellt wird, erzeugt er eine positive Stufenspannung, die als einer der Eingange eines Gatters 33 erscheint. Wenn der Flip-Flop 31 rückgestellt wird durch einen ins Negative ι -, gehenden Impuls, empfangen vom Binärzähler 30, fällt die Ausgangsspannung des Flip-Flops 31 scharf auf Massepotential ab und erzeugt die ins Negative "shends Abfäüflsnke der Stufsns^snmiH" die ausseiest worden war durch den Impuls von der Quelle 32. _><> Demgemäß hat der positive Spannungsimpuls, der am Ausgang des Flip-Flops 31 erscheint, seine Anstiegsflanke gebildet durch einen ins Negative gehenden Impuls, der erzeugt wird durch die Quelle 32, und seine Abfallflanke gebildet durch einen ins Negative gehen- _>-, den Ausgangsimpuls, erzeugt vom Teiler 30. Der positive Spannungspegel der Stufenspannung, die am Ausgang des FÜD-Flops 31 erzeugt wird, öffnet das Gatter 33 wiederholt und läßt damit die mit konstanter Frequenz erzeugten positiven Impulse vom Zeitbasisos- «> zillator34 in den Dekadenzähler 36 gelangen.

Das Gatter 33 umfaßt ein »Und«-Gatter mit Doppeleingang, das geöffnet wird durch koinzidente positive Spannungsimpulse an den beiden Eingangsanschlüssen und gesperrt wird durch Impulse von j-> Massepotential oder negative Spannungsimpulse an irgendeinem Eingangsanschluß, während des Zeitintervalls von jeweils einem Masse- oder negativen Impuls. Der Oszillator 34 kann ein quarzgesteuerter oder freilaufender Multivibrator sein, der abwechselnd Null- und positive Spannungsimpulse mit genauen konstanten Zeitabständen erzeugt, wcbei die Pulsbreite der in gleichem Pulsabstand aufeinanderfolgenden positiven Impulse die Zeitintervalle festlegt, während derer die erste und zweite Spannungsflanke der Sägezahn wellen- 4-, form der Spannung Vo gebildet werden. Die Frequenz des Oszillators 34 ist wesentlich höher als die Frequenz der Quelle 32 in solchen Fällen, wenn diese Quelle 32 eine Oszillatortjpusquelle ist, und kann in der Größenordnung von beispielsweise 240 000mal der Frequenz der Quelle 32 liegen.

Der Zähler 36 dient nicht nur als Impulszähler, sondern zusätzlich auch als Binärteiler für die Impulse, die vom Oszillator 34 erzeugt werden, und als Pufferspeicherregister für eine Gasröhrenanzeige 37. Für die Rückstellung des Zählers 36 braucht nicht gesorgt zu werden, da gemäß der Erfindung der Zähler nicht während des Umwandlungszyklus zurückgestellt wird Um beispielsweise eine Dezimalablesung mit drei Stellen der analogen Eingangssignalamplitude zu bo ermöglichen, besteht der Zähler 36 aus drei Dekadenzählern, wobei jede Dekade nur zehn von sechzehn möglichen Spannungsausgängen benützt die von einem konventionellen vierstufigen binärkodierten Dekadenzähler stammen. Jeder Dekadenzähler liefert Impulse in _b5 der richtigen Abfolge an einen zugeordneten Binärdezimaldekoder, und diese drei Dekoder sind gemeinsam durch das Bezugszeichen 38 gekennzeichnet Die Dekoder sind von konventionellem Typus, d. h., sie wandeln die vier Dinaren Ausgänge jeder Dekade in einen dezimalkodierten Spannungsausgang zur Durchschaltung einer von zehn Kathoden einer zugeordneten Kaltkathoden-Gasröhre. Jeder Dekoder ist so aufgebaut, daß jede Gasröhre durchgeschaltet wird von dem einen entsprechenden der Dekadenzähler, um visuell die Stelle anzuzeigen mit dem dezimalen äquivalenten Wert der binärkodierten Dezimalzahl, die gerade im zugeordneten Dekadenzähler registriert ist. Es ist offensichtlich, daß der Digital-Ausgang des Zählers 36 auch verwendet werden kann, um andere als Gasröhren zu steuern oder zu schalten.

Im Zähler 36 ist die Einerdekade mit der Zehnerdekade verbunden und die Zehnerdekade mit der Hunderterdekade, derart, daß ein Schaltsignal, das die Zehnerdekade um 1 weiterschaltet, von der Einerdekade nach zehn aufeinanderfolgenden Impulsen, die an die

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34 geliefert worden waren, weitergeschaltet wird. Nach Empfang von zehn aufeinanderfolgenden Impulsen von der Einerdekade erzeugt die Zehnerdekade ein Schaltsignal, das die Hunderterdekade um 1 weiterschaltet. Demgemäß teilt der Zähler 36 die Anzahl der Zählungen, die vom Oszillator 34 empfangen werden, durch einen Faktor 1000. Die Anzeigeröhre, die vom Spannungsausgang der Hunderterdekade geschaltet wird, kann so gebaut sein, daß sie einen Dezimalpunkt zur beispielsweise hundertsten Dezimalzahl addiert, die das dezimale Digit der höchsten Größenordnung bildet. Da der Zähler 36 mit relativ hoher Frequenz vom Oszillator 34 während jener Perioden angesteuert wird, während der das Gatter 33 durchlässig ist, bewegt sich ein Glimmlicht aufeinanderfolgend von Kathode zu Kathode jeder Anzeigeröhre mit relativ hoher Geschwindigkeit, wobei die Anzeige der Dezimalzahlen als Flackern dem menschlichen Auge sichtbar wird, bis das Gatter 33 gesperrt wird und der Zähler stabilisiert, um eine Dauerablesung zu ermöglichen.

Dem Zählerausgangsanschluß 39 der Dekade der höchsten Größenordnung wird ein digitales Ausgangssignal entnommen und über einen Binärteiler 40 und einen Differentiator 41 dem »Ein«-Anschluß des Komparator-Flip-Flops 25 zugeführt. Der Binärteiler 40 umfaßt typischerweise einen konventionellen Binärteiler mit einer Teilung durch 8, gebildet von drei miteinander gekoppelten Flip-Flop-Stufen; der Teiler wird durch ins Negative gehende Stufenspannungen geschaltet, die vom Zählerausgangsanschluß 39 stammen. Eine ins Positive gehende Stufenspannung wird dem Flip-Flop der höchsten Größenordnung entnommen, welche Stufe den Zustand ändert und einen ins Positive gehenden Stufenspannungsausgang jedesmal dann erzeugt, wenn der Teiler 40 acht aufeinanderfolgende negative Stufenspannungsimpulse vom Anschluß 39 empfangen hat

Das Zeitintervall, das erforderlich ist um diese ins Positive gehende Stufenausgangsspannung zu erzeugen, bildet das Zeitintervall für die erste Flanke der Spannung Vo; dieses Zeitintervall ist in Fig.3h als Intervall Γι bezeichnet Der Differentiator 4ί differenziert die negativ gehenden und positiv gehenden Stufenspannungen, die vom Binärteiler 40 empfangen werden, und erzeugt scharfe negative bzw. positive Ausgangsimpulse. Die vom Differentiator 41 erzeugten negativen Ausgangsimpulse, die als Eingangsimpulse an den Komparator-Flip-FIop 25 gelangen, triggern den Flip-Flop 25 nicht aber die positiv gehenden Anstiegs-

flanken jedes positiven Ausgangsimpulses schalten den Komparator-Flip-Flop 25 in dessen »Einw-Zustand. Immer dann, wenn der Flip-Flop 25» eingeschaltet wird, steigt der Pegel seiner Ausgangsspannung scharf an und bildet damit die Anstiegsflanke eines pulsbreiteinodu- -, lierten Impulses. Der positive Spannungspegel des pulsbreitemodulierten Impulses öffnet das Gatter 22 und läßt damit den Strom 1_A an den Punkt 11 gelangen, wodurch die Erzeugung der zweiten Flanke der Spannung V₀ ausgelöst wird. Es wird hier in Erinnerung |₍₎ gerufen, daß die Abfallflanke jedes pulsbreitemodulierten Pulses erzeugt wird von der zweiten Flanke der Spannung V₀, wenn diese den Nullspannungspegel kreuzt. Das Zeitintervall, während dem jede zweite Flanke gebildet wird, wird im folgenden als Intervall T₂ \ ■-, bezeichnet und ist ebenfalls in F i g. 3h gekennzeichnet.

Bei stetigen Bedingungen hat die erste Flanke jeder Sägezahnwellenform, die während jedes Zeitintervalls

T· or*7PMiTt ti/IrH cam«» NJ«i«vtir»<» imn

(Kr + RC

V_n)

>o

wobei R der Widerstand der Widerstände 12,24 und 27 ist und Cdie Kapazität des Kondensators 15. Die zweite Flanke jeder Wellenform, die während des Zeitintervalls T₂ erzeugt wird, besitzt eine Neigung von

Ki - (Kr + l'i) RC

Unter dieser Bedingung definiert offensichtlich die Gleichung

Kv + K, = V_t -- .5-=-

das Verhältnis zwischen den Neigungen jeder Sägezahnwellenform und der entsprechenden Zeitintervalle 7Ί und Tz. Wenn weiterhin stetige Verhältnisse angenommen werden, wird die Wellenformwiederholungsfrequenz Tn nicht nur gleich sein der Summe der Zeitintervalle T₁ und T₂, die die entsprechende Wellenform bilden, sondern auch gleich der Summe sein aus dem Zeitintervall Ti eines Wellenzuges und dem 4, Zeitintervall Γι des nächstfolgenden Wellenzuges. Die periodische Auslösung jedes Intervalls Ti wird bewirkt durch eine vorbestimmte Anzahl periodisch wiedererscheinender digitaler Ausgangssignale vom Zähler 36. Wenn die Parameter V_A und V₈ konstant gehalten werden, ist das Zeitintervall T₂ demgemäß eine lineare Funktion der mittleren Amplitude der Spannung Vx über der Periode T₀. Das Zeitintervall T₂ ist demgemäß repräsentierbar durch eine Pulszählung, die dem mittleren Wert der Spannung Vx entspricht und insbesondere dem Wert von Vx in Millivolt mit einem Zählerskalenfaktor von einer Zählung pro Millivolt Eingangssignal. Man erkennt, daß der Digitalausgang des Zählers 36 unabhängig ist von der Verstärkung des Verstärkers 14, von der Kapazität des Kondensators 15 und von der Frequenz des Oszillators 34.

Da das Digitalvoltmeter gemäß der Erfindung eine geringstmögliche Anzahl von Komponenten aufweisen soll und außerdem die Benutzung von Eingangsgattern und Zählerrückstellschaltkreisen vermeiden soll, wird nicht Gebrauch gemacht von konventionellen Gattern oder Schaltern, die typischerweise unter Steuerung durch einen logischen Schaltkreis arbeiten, um den Kondensator 15 kurzzuschließen oder den Anschluß 16 an Masse zu legen während derjenigen Perioden, während denen die Voltmeter-Anzeige nicht betrieben wird, und dabei die gewünschten Ausgangsbedingungen für den Betrieb herzustellen. Im Gegensatz dazu wird das Digital-Voltmeter gemäß der vorliegenden Erfindung typischerweise in Betrieb gesetzt mit einer Integrator-Ausgangsspannung V₀ nahe bei oder genau bei dem negativen Spannungspegel, der durch die Diode 19 aufgebaut wird, anstatt bei einem mehr positiven Spannungspegel, d.h. näher dem Massepotentia! mit Nullspannungsbezugspegel. Diese typischen Ausgangsbedingungen für die Ausgangsspannung Vo sind natürlich ein unerwünschtes Nebenprodukt davon, daß der Punkt 11 mit einer Quelle positiven Potentials verbunden ist einschließlich der Rückstellspannungiquelle 26 während derjenigen Periode, während der die Voltmeter-Ablesung nicht betrieben wird. Mit der Spannung V« ursprünglich nahe oder genau bei einem mittleren negativen Spannungspegel, der durch die Diode 19 aufgebaut ist, anstatt nahe bei Massepotential, wenn die Voltmeter-Ablesung in Betrieb ist, können die ersten zwei oder drei aufeinanderfolgenden Sägezähne der Spannung V₀ — und sie tun dies tatsächlich typischerweise — von der Sägezahnwellenform abweichen, die exakt proportional dem Zeitintegral des wirksamen Eingangssignals ist Abweichungen der tatsächlichen Sägezahnform von einer entsprechenden idealen Sägezahnwellenform stellen sich so dar, daß Abweichungen des tatsächlichen Zeitverhältnisses To: Ti von dem entsprechenden idealen Zeitverhältnis auftreten, und infolgedessen ergeben sich anfänglich fehlerhafte Zählerausgänge. Es ist klar, daß der anfängliche Fehler in der digitalen Ablesung um so kleiner ist, je schneller die Umwandlung des tatsächlichen Zeitverhältnisses in das ideale Zeitverhältnis erfolgt. Vorzugsweise sollte das Zeitverhältnis groß genug sein, um eine beinahe genaue Konformität des tatsächlichen zum idealen Zeitverhältnis zu erreichen innerhalb zwei oder drei aufeinanderfolgender Wandlungszyklen. Wie nachfolgend noch im einzelnen diskutiert wird, ist im Binärteiler 30 Vorsorge getroffen, daß der Effekt der ersten zwei oder drei aufeinanderfolgenden Wellenformen, die normalerweise die größten Fehler in dem Zählerausgang hervorrufen würden, ausgelöscht wird.

Bei Vollausschlag der Eingangsspannung Vx von 1000 Volt und einem entsprechenden Vollausschlageingangsstrom Ιχ von 10 Mikro-Ampere und unter Voraussetzung eines Rückstellstroms Ib = 0 bewirkt ein Zeitverhältnis To: T₂ von 8:1 eine genügend schnelle Wandlung des tatsächlichen in das ideale Zeitverhältnis von 7ό: T₂ für mindestens die meisten kommerziellen Voltmeter-Anwendungen. Ein Zeitverhältnis von 8 :1 wird unter diesen Bedingungen am bequemsten dadurch erreicht, daß zusammen mit dem Binärteiler 40 mit einer Teilung durch 8 ein Bezugsstrom I_A der genauen Amplitude für die Erzeugung der zweiten Flanke mit einer Neigung von 7:1 verwendet wird. Mit einem Vollausschlageingangsstrom Ix und unter stetigen Bedingungen ist der mittlere Bezugsstrom Ia, der von dem Punkt 11 wegfließt, gleich der Summe der Ströme Ix und Ib, die in den Punkt 11 hineinfließen. Demgemäß ist für einen Vollausschlagstrom I_x\on 10 Mikro-Ampere und ohne Rückstellstrom für die Erzeugung einer Neigung von 7 :1 für die zweite Flanke ein Strom Ia von 80 Mikro-Ampere während des Intervalls T₂ von dem Punkt 11 weg erforderlich; 10 Mikro-AmDere, um die 10

Mikro-Ampere des Stroms /»während des Intervalls T₂ auszugleichen, plus 70 Mikro-Ampere zum Ausgleich während des Intervalls T₂ für die vorherige Anlegung von 10 Mikro-Ampere während jeweils sieben vorheriger Zeitintervalle, die die Periode T₁ bilden. Unter diesen Bedingungen hat der Gesamtstromfluß vom Punkt 11 einen Wert von 70 Mikro-Ampere oder siebenmal die Amplitude des angenommenen Vollausschlageingangsstroms I₁. Demgemäß besitzt die zweite Ranke des Sägezahns eine Neigung von 7 :1 und schneidet den Nullspannungspegel in einem Intervall Ti, das gleich ist dem schließlichen Achtelintervall der Wiederholungsperiode 70- Die Entsperrung des Stromes Ja bezüglich des Punktes 11 während des letzten Achtels der Wiederholungsperiode T₀, um das ge- is wünschte 8 :1-Verhältnis von To: 7} und das gewünschte 7 :1-Verhältnis von Ti: Ti zu erreichen, wird in bequemer Weise bewirkt durch die Teilung durch 8 mittels des Binärteilers 40, weil unter stetigen Bedingungen und mit nomineller Vollausschlagseingangsspannung ohne RQcksteüspannung oder Rückstellstrom der Teiler 40 eine positive Stufenspannung für die Triggerung des Flip-Flops 25 und die Auslösung der Periode T₂ erzeugt, nachdem der Zähler 36 siebenmal die volle Skala durchlaufende Zählzyklen durchlaufen hat, wobei jeder Zyklus 1000 aufeinanderfolgende Zählungen, also insgesamt 7000 Zählungen, repräsentiert hat. Es versteht sich, daß unter diesen Bedingungen der Zähler 36 dem Teiler 40 eine anfängliche negative Stufenspannung zuführt als Ergebnis eines vollen Skalendurchlaufs am Ende des Zeitintervalls Ti des vorhergehenden Wandlerzyklus. Diese Stufenspannung hat offensichtlich keine merkbare Wirkung im Intervall T₁, fügt sich jedoch zu den nächsten sieben aufeinanderfolgenden negativen Stufenspannungen hinzu, um die erforderlichen acht aufeinanderfolgenden, ins Negative gehenden Impulse oder Binäreingänge für den Zähler 40 im Intervall T\ zu erzeugen. Dementsprechend wird das Intervall Ti ausgelöst 7000 Zählungen nach der Auslösung des Intervalls T\ und mit einem nominellen Vollausschlagseingang von beispielsweise 1000 Millivolt wird die zweite Ranne im Intervall Ti den Nullvoltpegel schneiden, wenn der Zähler 36 weitere 1000 Zählungen empfangen hat Demgemäß wird mit den beschriebenen Eingangsspannungsbedingungen das Verhältnis von 7:1 bewirkt Es ist offensichtlich, daß bestimmte Anwendungen des Voltmeters ein Zeitverhältnis 7Ό: Ti erfordern können, das anders ist als 8:1 bei Vollausschlagseingangssignal. Für derartige Anwendungen kann der Binärteiler 40, der wie vorbeschrieben ein Teilerverhältnis von 1 :8 besitzt, durch einen anderen ersetzt werden, der das gewünschte Zeitverhältnis bewirkt, und die Amplitude des Bezugsstroms I_A kann proportional vergrößert oder verringert werden, um die Rückkehr zum Nullspannungspegel der zweiten Flanke in dem gleichen Intervall zu bewirken, die das Zeitintervall Ti benötigt, um die Wiederholungsperiode T₀ aufzubauen.

Man erinnert sich, daß die Spannung, die am Punkt 11 anliegt, nicht nur die analoge Eingangsspannung V_x umfaßt, sondern außerdem die normalisierte Rückstellspannung + Vb- Für die meisten Anwendungsfälle ist es bevorzugt, daß die Anzeige 37 als Dezimalzahl nur die Spannungsamplitude der gemessenen Eingangsspan- μ nung Vx angibt Um den Rückstellstrom Ib zu kompensieren, wird die Auslösung der Intervalle T\ und Ti zeitlich vorverschoben, relativ zum Status des Zählers 36, durch eine Zusatzzählung, die proportional ist dem normalisierten Verhältnis der Rückstellstromamplitude zur nominellen Vollausschalgsstromamplitude. Dadurch wird der Rückkehrpunkt oder Spitzenpunkt der Wellenform um ein entsprechendes Zeitintervall vorverlegt Da die Neigung der zweiten Ranke sich für eine gegebene Eingangssignalamplitude nicht ändert, wird der Nulldurchgangspunkt entsprechend zeitlich vorverlegt, um das gleiche Zeitintervall, und die Sperrung des Gatters 33 wird ebenfalls um das gleiche Zeitintervall vorverlegt und damit konsequenterweise die Zählungen, die vom Zähler 36 registriert werden, werden reduziert um eine numerische Zahl, die dem Zeitintervall entspricht Demgemäß ist die Zählung, die vom Zähler bei Auslösung des Intervalls Ti, d. h. zu der Zeit registriert wird, in der der Sägezahn seinen Spitzenpunkt erreicht hat, geringer sein als die Zählkapazität des Zählers 36 um einen Wert, der gleich ist dem numerischen Wert des Rückstellstroms.

Zur Illustration sei angenommen, daß die analoge Eingangsspannung Vx am Punkt f ί entfernt wird, und ein Rückstellstrom Ib von zwei Mikro-Ampere, der einer normalisierten Rückstellspannung von +200 Millivolt entnommen wird, in den Punkt hineinfließt Zur Kompensation dieses 20%-Anstiegs des effektiven Eingangsstroms bzw. der effektiven Eingangsspannung wird die Auslösung der Intervalle T\ und Ti jeweils um 200 Zählungen vorverlegt Demgemäß wird in dem Voltmeter nach F i g. 1 jedes Intervall T\ nun durch 780G Zählungen anstatt 8000 Zählungen mit einem Wert von 0 Volt von Vx repräsentiert, und jedes Intervall T₂ wird nun durch 200 Zählungen repräsentiert anstatt 0 Zählungen, was einer Eingangssignalspannung von G Volt entsprechen würde.

Es sei weiterhin angenommen, daß zu den +20G Millivolt Rückstellspannung am Punkt U ein analoger Eingangsstrom Ιχ von 3 Mikro-Ampere angelegt wird, normalisiert auf +300 Millivolt Eingangsspannung Vx, jedes Intervall T\ wäre dann gleich 8000 Zählungen minus 500 Zählungen oder gleich 7500 Zählungen, und das Intervall T₂ wäre dann gleich 300 Zählungen plus 200 Zählungen oder gleich 500 Zählungen. Da der Zähler 36 typischerweise als Drei-Dekaden-Dezimalzähler mit einer Zählkapazität von 1000 Zählunger betrieben wird, wird dem Zähler ein Impuls entnommen, der die Auslösung der Intervalle T\ und T₂ um eine Zwischenzählung verschiebt, die gleich ist dem Wert in Millivolt der Rückstellspannung V_B. Um mit dem obigen Beispiel fortzufahren: Um die gewünschte Verschiebung der Intervalle T\ und T₂ zu bewirken, isl erforderlich, daß der Zähler 36 einen Ausgangsimpuls in Form eines ins Negative gehenden Spannungsübergangs bei Empfang von 800 aufeinanderfolgenden Pulszählungen erzeugt Der Zählerausgangsimpuls isl erhältlich durch Verwendung eines beispielsweise 8-4-2-1 binärkodierten Dezimalzählers, bestehend aus vier gekoppelten Flip-Flop-Binärzählerstufen. Der Anschluß 39 kann dann verbunden werden mit der Flip-Flop-Stufe der höchsten Größenordnung der Hunderterdekadenzählung, da diese Stufe in der Lage ist, einen ins Negative gehenden Spannungsausgang zu erzeugen, wenn acht aufeinanderfolgende Schiebesignale an der Hunderterdekade empfangen worden sind. Da während der ganzen Beschreibung bisher positive Logiksymbole verwendet worden sind, ist die ins Negative gehende Ausgangsspannung von der Hunderterdekade Repräsentativ für einen dezimnlcn Zähl ausgang von 8 (NICHT-8) und verschiebt zeitlich die

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positiven Impulse, die vom Binärteiler 40 erzeugt werden und damit die Auslösung jedes der Intervalle 7Ί und T₂ um 200 Zählungen.

Für den Fachmann ist es offensichtlich, daß es möglich ist, einen mehrstufigen Binärzähler vorzusehen, und einen binären logischen Kode, der, wenn er zusammen mit dem Zähler verwendet wird, diesen veranlaßt, am Ausgang 39 ein Signal zu erzeugen, das die Auslösung der Intervalle 71 und Ti entweder vorverlegt oder verzögert, und demgemäß eine Kompensation für praktisch alle normalisierten Werte der Rückstellspannung, seien sie positiv oder negativ, bewirkt

Mit dem 1 :4-Binärteiler 30 in dem Voltmeterschaltkreis, dessen Aufgabe nachfolgend genauer erläutert wird, umfaßt jeder vollständige Analog-Digital-Wandlerzyklus vier aufeinanderfolgende Wandlungszyklen. Die ins Negative gehende Abfallflanke eines positiven Startimpulses, erzeugt von der Wandler-Steuersignalquelle 32 (Fig.2A und 3A), löst jeweils einen vollständigen Wandlungszyklus aus durch Auslösung des ersten von vier aufeinanderfolgenden Zyklen. Genauer gesagt, die Abfallflanke dieses Startimpulses triggert den Flip-Flop 31 (Fig. 1), so daß er in den Einschaltzustand gelangt, wodurch die Flip-Flop-Ausgangsspannung auf eine positive Stufenspannung gebracht wird (Fig.2B und 3B) Der positive Pegel dieser Stufenspannung öffnet das Gatter 33 und läßt damit positive Impulse mit gleichen Zeitabständen (Fig.2C und 3C) vom Oszillator 34 an den Zähler 36 gelangen. Die Impulse, die vom Zähler 36 empfangen werden, sind in den F i g. 2D und 3D dargestellt, und da die Frequenz dieser Impulse relativ hoch ist, werden die Gasröhren, die die Anzeige 37 bilden, zunächst mit einer so hohen Frequenz angesteuert, daß die dargestellten Dezimalziffern auf diesen Röhren als Flackern des Anzeigebildes erscheinen: Der Flip-Flop 31 bleibt im Einschaltzustand während vier aufeinanderfolgender Wandlungszyklen. Am Ende des vierten Zyklus erzeugt der Binärteiler 30 einen ins Negative gehenden Spannungsabergang, der vom Ruckstelleingang des Flip-Flops 31 empfangen wird und den Flip-Flop in den Rückstellzustand zurückschaltet, worauf dessen Ausgangsspannung scharf auf Massepotential abfällt und das Gatter 33 sperrt. Das gesperrte Gatter 33 sperrt den Durchgang für den Impulszug vom Oszillator 34 zum Zähler 36, so daß der Zähler nun stabilisiert ist und eine dauernde Schaltspannung an die Anzeige 37 legt. Im Ergebnis zeigt die Anzeige 37 eine dauerhafte Dezimalzahlablesung für die analoge Eingangsspannungsamplitude, die bequem abgelesen werden kann. Die Dezimalzahl verbleibt, bis der Flip-Flop 31 wiederum in den Einschaltzustand durch einen Impuls von der Quelle 32 gebracht wird. Die Arbeitsweise des Digital-Voltmeters gemäß der Erfindung wird sicherlich leichter verstanden werden, wenn im folgenden beispielshalber Werte für die analoge Eingangsspannung Kvund die Rückstellspannung Ve gegeben werden. Um mit den oben bereits verwendeten Beispielen fortzufahren, soll V_x als 300 Millivolt angenommen μ werden, und die Rückstellspannung V_B soll normalisiert einen Wert von +200 Millivolt besitzen. Dementsprechend ist ein Strom Ιχ mit 3 Mikro-Ampere anzunehmen und ein Strom h mit 2 Mikro-Ampere. Darüber hinaus wird angenommen, daß das Voltmeter einen stetigen tr> Betriebszustand erreicht hat und nun einen der vier aufeinanderfolgenden Analog-Digital-Wandlungszyklen (F i g. 3H) abschließt, umfassend einen vollständigen Wandlungszyklus bei der Zeit to (F i g. 3H), und daß die Anzeige 37 eine augenblickliche Ablesung der Dezimalziffer 0,300 wiedergibt, entsprechend dem dezimalen Wert des angenommenen analogen Eingangsspannungswertes. Bei Prüfung der letzten Wellenform in F i g. 3 erkennt man, daß das Anzeigesystem 37 zunächst eine Dezimalzah! 0,300 anzeigt und bei weiterem Betrieb des Voltmeters die Höhe der angezeigten Dezimalzahl zunimmt durch den Dezimalwert 0,999 und 0,000 geht und fortfährt zuzunehmen, bis wiederum die Dezimalzahl 0,300 erscheint Um den Spitzenwert des Sägezahns der integrierten Ausgangsspannung um 200 Zählungen vorzuverlegen (Fig.3H) und dabei den angenommenen Rückstellstrom von 2 Mikro-Ampere zu kompensieren, ist der Anschluß 39 so angeschlossen, daß er einen ins Negative gehenden Spannungssprung empfängt, der in F i g. 3E mit ^E\ bezeichnet ist, wenn der Zähler 36 eine binärkodierte Dezimalziffer registriert, entsprechend der Dezimalzahl 0,800. Die Spannung am Anschluß 39 bleibt beim negativeren Potential für weitere 200 Zählungen und steigt dann als ins Positive gehende Stufenspannung an (Fig.3E) als Ergebnis davon, daß der Zähler 36 durch einen Binärzählungsübergang geht mit einer Dezimalanzeige von 0,000. Aufeinanderfolgende, ins Negative gehende Stufenspannungen sind mit E₂, Ei... Et bezeichnet und werden erzeugt in Intervallen von 1000 Zählungen, wofür die Gründe offensichtlich sind. Wenn der Anschluß 39 (F i g. 1) den achten ins Negative gehenden Spannungssprung empfängt, erzeugt der Binärteiler 40 eine ins Positive gehende Stufenspannung F\ (Fig.3F), die durch den Differentiator 31 in einen positiven Spitzenpuls Gi umgewandelt wird (F i g. 3G) und an den Einschalteingang des Komparator-Flip-Flops 25 gelegt wird, um diesen Schaltkreis einzuschalten.

Wenn der Komparator-Flip-Flop 23 in den »Ein«-Zustand geschaltet wird, steigt seine Ausgangsspannung scharf an und definiert damit die Anstiegsflanke eines Stufenspannungsimpulses (F i g. 31). Der positive Spannungspegel dieses Impulses öffnet das Gatter 22 und veranlaßt Stromfluß U mit einer Amplitude angemessenen Wertes, z. B. 80 Mikro-Ampere; dieser Wert des Bezugsstroms ist angemessen aus Gründen, die oben bereits diskutiert wurden. Der Strom Ia, der vom Punkt 11 wegfließt, löst die Erzeugung der zweiten Flanke der Sägezahnspannung Vb für das Intervall 7*2 aus. Die Intervalle T\ und T₂ der Sägezahnspannung sind jeweils als diese in F i g. 3H gekennzeichnet.

Das Intervall 71 ist gleich einer Zählung von 7500, da mit 300 Millivolt analogem Eingangssignal 7500 aufeinanderfolgende Impulse vom Oszillator 34 erforderlich sind, um acht ins Negative gehende Spannungsimpulse am Anschluß 39 nach öffnung des Gatters 33 zu erzeugen. Da T\ plus T₂ immer 8000 Zählungen entspricht für jede Sägezahnwellenform in der beschriebenen Ausführungsform der Erfindung, ist es offensichtlich, daß das Intervall T₂ ausgelöst wird 200 Zählungen früher als es geschehen wäre, wenn keine Kompensation für die 2 Mikro-Ampere Rückstellstrom vorgenommen worden wäre. Demgemäß ist die Auslösung des Intervalls Ti zeitlich koinzident mit dem Empfang von 800 Pulsen durch den Zähler 36 anstatt von 1000 Impulsen. Durch Vorverlegen des Intervalls Ti um 200 Zählungen wird die Zeit, bis zu der die zweite Flanke Null Volt schneidet, entsprechend um 200 Zählungen vorverlegt. Demgemäß schneidet die zweite Flanke Null Volt, wenn der Zähler 36 eine binärkodierte Dezimalzahl registriert, die die Anzeige 37 so steuert, daß sich

eine Pezimalablesung von 0,300 ergibt

Der Nulldurchgang der zweiten Flankenspannung wird von dem Komparator-Flip-FIop 25 abgetastet, der dabei in seinen anderen Zustand getriggert wird durch Anlegen von Null Volt an seinen »Ausw-Eingangsan- ^r> Schluß, Im Ergebnis fällt die Spannung am Ausgang des Komparator-Flip-Flops 25 scharf ab und bildet die ins Negative gehende Abfallflanke des Impulses B\. Zeitlich gesehen, ist die Breite dieses Impulses gleich der Periode T₂ oder gleich 500 Zählungen; diese Zählung in entspricht der Summe der Millivolt-Werte der Spannungen Vxvmd Vb.

Die ins Negative gehende Abfallflanke des vierten aufeinanderfolgenden Impulses, erzeugt von dem Komparator-Flip-Flop 25 (Fig.21), folgend dem Trig- rgern des Flip-Flops 31 in dessen Einschaltzustand, veranlaßt den Binärteiler 30, eine ins Negative gehende Ausgangsstufenspannung zu erzeugen, die in F i g. 2J mit /ι bezeichnet ist Diese Spannung wird an den Rückstelleingang des Flip-Flops 31 angelegt und stellt diesen zurück, woraufhin dessen Ausgangsspannung scharf auf Massepotential abfällt wie bei B₁ in F i g. 2B zu erkennen. Das Gatter 33 wird gesperrt durch Anlegen von Massepotential an den entsprechenden Eingangsanschluß, bis der Flip-Flop 31 wieder in den Einschaltzustand getriggert wird durch einen Impuls von der Quelle 3Z Wenn das Gatter 33 gesperrt ist werden die Zählimpulse, die vom Oszillator 34 erzeugt werden, vom Zähler 36 ferngehalten, der daraufhin sich stabilisiert und die Anzeige 37 dazu bringt eine jo Dauerablesung einer Dezimalzahl 0,300 zu erzeugen. Damit wird offensichtlich, daß — weil das Zeitintervall, während dem die Dezimalzahl dauernd beleuchtet ist durch die Frequenz der positiven Pulse am Einstelleingang des Flip-Flops 31 bestimmt »t — es möglich ist jede gewünschte Dauer der Anzeige zu erreichen. Wenn die Quelle 32 z. B. aus einem freilaufenden Multivibrator oder einem quarzgesteuerten Oszillator besteht mit einer Schwingfrequenz von beispielsweise 2 Hz, bleibt die Anzeige dauerbeleuchtet für eine Periode von etwa einer halben Sekunde (oder genauer: Für eine halbe Sekunde minus der Zeitperiode, die erforderlich ist für jeden vollständigen Wandlungszyklus), was normalerweise genügend ist für eine leichte Ablesung der angezeigten Zahl.

Die Sägezahnwellenform, dargestellt in Fig.3H, ist eine ideale Sägezahnwellenform insofern, als alle Einschwingerscheinungen entfallen sind und das Zeitverhältnis 7o : T₂ vorhanden ist, das exakt proportional der mittleren Amplitude des Eingangssignals ist so

F i g. 4 zeigt vier aufeinanderfolgende Sägezahnwellenformen 50, erzeugt in dem spezifischen Ausführungsbeispiel des Voltmeters, das oben beschrieben wurde, und zwar unter stetigen Bedingungen, und diese Wellenform repräsentiert genau die nominale Vollaus-Schlagseingangsspannung von 1,000 Volt, ohne den Rückstellstrom /& Das Verhältnis von T,: T₂ ist demgemäß genau 7:1 für jede dieser vier Wellenformen. Im Gegensatz dazu zeigt die Wellenform 51 vier typische Einschwingwellenformen, die erzeugt werden, μ wenn keine stetigen Bedingungen vorliegen. Wie oben bereits erwähnt, treten diese unstetigen Bedingungen typischerweise dann auf, wenn das Voltmeter anfänglich in Betrieb gesetzt wird und die Spannung Vo am oberen Ende des negativen Spannungspegels liegt der durch n-, die Zenerdiode 19 geschaffen ist. Deshalb kann die erste Flanke der ersten tatsächlich auftretenden Sägezahnwellenform 51, die bei einer negativen Spannung V₇ beginnt welche durch die Durchschlagsspannung der Diode 19 bestimmt ist praktisch für das gesamte 7Wnterval! eine Neigung Null besitzen. Im Ergebnis ist der Spitzenwert des ersten tatsächlichen Wellenzuges negativer als die Spitze der idealen Wellenform um einen Betrag, der gleich ist der Differenz zwischen der Spannung V₁ und der idealen Spitzenspannung, die durch die Wellenform 50 illustriert ist Die Neigung der zweiten Ranke der tatsächlich auftretenden Sägezahnwellenform 51 ist parallel zur zweiten Flanke der idealen Wellenform 50, aber da die zweite Flanke der Wellenform 50 bei einem negativeren Spannungspegel beginnt ist die Flanke der Wellenform 51 versetzt oder zeitlich verzögert, wie angedeutet durch das Intervall T₂ (I), gegenüber der Flanke der idealen Wellenform 50, und zwar um einen erheblichen Prozentsatz des idealen Intervalls T₂. Der übertragene Oberschuß, der auftritt wenn die zweite Flanke auf Null Volt zurückkehrt während dieses Zyklus, führt zu einer Verringerung der tatsächlichen Länge des Intervalls T₂ (II) im Vergleich mit dem idealen Intervall 7J in dem zweiten der aufeinanderfolgenden Sägezahnwellenzügc. Umgekehrt erzeugt der übertragene Unterschuß, der während der Bildung des zweiten Sägezahnwellenzuges auftritt einen übertragenen Überschuß im Intervall T₂ (IH) des dritten nachfolgenden Sägezahnwellenzuges. Der Überschuß, der im dritten Sägezahnzyklus auftritt wird als Unterschuß in den vierten nachfolgenden Sägezahnwel-Ienzug übertragen, so daß das tatsächliche Intervall T₂ (IV) des vierten Sägezahns kürzer ist als das ideale Intervall T₂. Das Verhältnis zwischen den tatsächlichen Intervallen T₂ (I), T₂ (II), T₂ (III) und T₂ (IV) als Funktionen des idealen Intervalls T₂ für irgendein Verhältnis 7}: T₂ mit oder ohne Rückstellstrom kann durch die folgenden Gleichungen ausgedrückt werden:

T₂ (I) = T, . [IL·

(I)

(2)

T₂(IV) =

¹^IDEAL

Vt-

(4)

worin Vp die negative Spitzenspannung des entsprechenden idealen Sägezahns ist oder die Spannung V₀ dieser Wellenform bei Beginn des Intervalls T₂. Wie eine Prüfung dieser Gleichungen und der F i g. 4 ergibt, bleibt für jeden aufeinanderfolgenden Zyklus der Zähler Vz- Vp des Bruches in den Gleichungen (II), (IH) und (IV) konstant für ein gegebenes Eingangssignal, während der Nenner des entsprechenden Bruches in jeder dieser Gleichungen um einen Faktor 71: T₂ zunimmt. Wenn ein Verhältnis T\ : T₂ vorgesehen wird, das groß genug ist, erfolgt der Übergang von der tatsächlichen Wellenform in die ideale Wellenform schnell genug, so daß für die meisten Voltmeteranwendungen die Abweichung, die zwischen den beiden Wellenformeii in dem vierten wiederholten Zyklus auftritt klein genug ist, um außer Betracht zu bleiben. Wenn das Verhältnis von T₀: T₂ von beispielsweise 8 :1

auf 16:1 vergrößert wird, erfolgt der Obergang zwischen der tatsächlichen und der idealen Wellenform offensichtlich schneller und erlaubt damit die Verwendung von beispielsweise einem Binärteiler 40 mit einem Teilerverhältnis von 1 :3 anstatt einem Teilerverhältnis von 1 :4,

Bei dem Digital-Voltmeter-Schaltkreis gemäß der Erfindung werden die tatsächlichen Intervalle Ti (I), T\ (II) und T) (III) nicht reguliert oder kontrolliert vom Zähler 36 und sind demgemäß außerdem Abweichungen ausgesetzt infolge übertragenen Ober- oder Unterschüssen in den Intervallen T₂ (I), T₂ (II) bzw. T₂ (III). Jedoch ist mit einem nominalen Vollausschlagszeitverhältnis Ti: T₂ von beispielsweise 7 :1 die prozentuale Abweichung, die in die Intervalle T₁ (I), Ti (II) und Ti (III)

von dem idealen Intervall Ti reflektiert wird, etwa ein Siebtel der entsprechenden prozentualen Abweichung in den Intervallen T₂ (I), T₂ (II) und T₂ (HI) unu ist demgemäß vernachlässigbar, zumindest beim zweiten oder dritten Wiederholungszyklus.

Selbstverständlich ist es möglich, Abweichungen von der beschriebenen Ausführungsform vorzusehen. Zun« Beispiel kann offensichtlich eine Anzeige mit vier anstatt drei Stellen vorgesehen werden, wobei dem Zähler 36 eine weitere Dekade hinzugefügt werden müßte. Ferner versteht es sich, daß der Ausgang einer entsprechenden Stufe dieses zusätzlichen Dekadenzählers verwendet wird, um den Binärteiler 40 zu steuern, so daß die Frequenz der Wandlung entsprechend um einen Faktor 10 verringert wird.

Hicr/u 4 Blatt Zeichnungen

Claims (1)

1. Patentansprüche:

   t. Doppelflanken-Analog-Digital-Wandler mit einem Integrator, einer Bezugssignalquelle, die entgegengesetzt zu einer Eingangssignalquelle gepolt ist und gemeinsam mit dieser an den Integrator anlegbar ist zur Erzeugung von dessen Doppelrampen-Ausgangssignal, mit einer Taktimpulsquelle und einem dieser nachgeschalteten Zähler zur Messung der Zeitperiode, während der das analoge Eingangssignal von dem Integrator integriert wird, und mit Steuerschaltkreisen, die in Abhängigkeit von der Zählung des Zählers die Bezugssignalquelle an den Integratoreingang während eines Zeitintervalls anlegt, während der Zähler auch das Zeitintervall bestimmt, während dem das Bezugssignal integriert wird, um so eine digitale Anzeige der Höhe des Eingangssignals zu erzeugen, dadurch gekennzeichnet, daß an den Integratoreingang (11) eine Vtrechiebesignalquelle (26, 27) für mindestens einen Teil der Zeitperiode angeschaltet ist und daß die Steuerschaltkreise (40, 41, 25, 22) das Bezugssignal (Ib) an den Integrator (13) zumindest während eines festen Zeitintervall zum Erzeugen eines vorgegebenen Zeitintegrals des Bezugssignals (U) proportional dem Zeitintegral des Verschiebesignals anlegen, derart, daß die digitale Anzeige durch den Zähler (36 bis 38) der Höhe des analogen Eingangssignals (Ix) unabhängig von dem Verschiebesignal entspricht.

   2. Wandler nach Anspruch 1, bei dem die Zeitperiode ein festem Zeitintervall ist, während welchem der Integrator tine erste Ausgangskomponente erzeugt, die von einem G. jndpegel mit einer Neigung proportional der Höhe des analogen Eingangssignals weg läuft und beendet wird bei Erreichen einer vorgegebenen Zählung durch den Zähler, wonach das variable Zeitintervall beginnt, das endet, wenn ein gegenläufiges Sägezahnsignal mit einer Steigung proportional der Bezugssignalhöhe den Grundpegel erreicht, dadurch gekennzeichnet, daß die Steuerschaltkreise auf die vorgegebene Zählung ansprechen, die gleich ist der vollen Pulszählkapazität des Zählers verringert um die Anzahl der Pulszählungen entsprechend der Größe des Verschiebesignals.

   3. Wandler nach Anspruch 1 oder 2, dadurch gekennzeichnet, daß an den Integratorausgang ein Detektor (25) angeschlossen ist zur Erzeugung eines Ausgangssignals im Ansprechen auf das Zulaufen des Integratorausgangs in einer Richtung zu einem Grundpegel, und daß Schaltkreise (30, 31, 32, 33) zwischen den Detektor und die Taktimpulsquelle (34) geschaltet sind für die Beendigung der Übertragung von Taktimpulsen zum Pulszähler (36, 37, 38) bei Empfang einer vorgegebenen Mehrzahl von aufeinanderfolgenden Ausgangssignalen des Detektors.

   4. Wandler nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß die zwischen den Detektor und die Taktimpulsquelle geschalteten Schaltkreise einen Binärteiler (30) umfassen für die Beendigung der Übertragung von Taktimpulsen zum Zähler bei Empfang der vorgegebenen Mehrzahl von Ausgangssignalen des Detektors.

   5. Wandler nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, daß der Binärteiler (30) so ausgebildet ist,

   daß er ein Teilerausgangssignal erzeugt bei Empfang der vorgegebenen Mehrzahl von aufeinanderfolgenden Ausgangssignalen vom Detektor, und daß die Schaltkreise einen Schalter (31,33) umfassen, der auf --, das Teilerausgangssignal ansprechend ausgebildet ist für das Abtrennen der Taktimpulsquelle von dem Eingang des Zählers.

   6. Wandler nach Anspruch 5, dadurch gekennzeichnet, daß der Binärteiler für eine Teilung durch 4

   in ausgebildet ist

   7. Wandler nach Ansprüchen 5 oder 6, dadurch gekennzeichnet, daß die Schalterschaltkreise ein UND-Gatter (33) umfassen mit einem Eingang angeschlossen an die Taktimpulsquelle und mit einem zweiten Eingang angeschlossen zum Empfang des Teilerausgangssignals, wobei der Ausgang des UND-Gatters an den Zählereingang angeschlossen ist und das Gatter sperrbar ist durch das Teilerausgangssignal, womit die Übertragung der Taktimpulse zum Zähler beendet wird.

   8. Wandler nach Anspruch 7, gekennzeichnet durch einen bistabilen Schaltkreis (31) zwischen dem zweiten Eingang des UND-Gatters und dem Binärteiler, welcher bistabile Schaltkreis umschalt bar ist im Ansprechen auf das Teilerausgangssignal, in welchem Schaltzustand ein Sperrsignal an das UND-Gatter übertragen wird.

   9. Wandler nach Anspruch 8, gekennzeichnet durch an den bistabilen Schaltkreis (31) angekoppel-

   jo te Kontrollschaltkreise (32) für das Triggern des bistabilen Schaltkreises in einen zweiten Schaltzustand, in dem der bistabile Schaltkreis ein Entsperrsignal an das UND-Gatter liefert und damit die Übertragung der Taktimpulse zum Zähler einleitet

   j-, 10. Wandler nach einem der Ansprüche 1 bis 9,

   dadurch gekennzeichnet, daß weitere Steuerschaltkreise (40, 41, 25) zwischen den Zähler und die Schalterschaltkreise geschaltet sind für die Betätigung der Schalterschaltkreise i?n Ansprechen auf eine vorgegebene Anzahl N von Zählzyklen mindestens einer Zählerstufe während der Impulszählung, wobei η eine ganze Zahl gleich oder größer als 2 ist, um so eine Vielzahl von N aufeinanderfolgenden Zählerausgangssignalen zu erzeugen ent- sprechend der vorgegebenen Anzahl von Zählungen, die die Zeitperiode definieren, und daß das Bezugssignal eine Größe aufweist die mindestens AAmal so groß ist wie die Maximalhöhe des Eingangssignals.

   11. Wandler nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß diese weiteren Schaltkreise einen Binärteiler (40) umfassen.

   12. Wandler nach Anspruch 11, dadurch gekennzeichnet, daß der Binärteiler für eine Teilung durch 8

   ->i ausgebildet ist