DE1591335A1 - Phasenstarrer Demodulator - Google Patents

Description

North American Aviation, Inc., I700 East Imperial Highway, El Segundo, California, USA

"Phasenstarrer Demodulator"

Die Erfindung bezieht sich auf einen phasenstarren Demodulator, wie er in phasenmodulierten Nachrichtensystemen verwendet werden kann.

In einem binär verschlüsselten phasenmodulierten Trägernachrichtensystem wird die Wiedergewinnung der verschlüsselten Nachrichten oder phasenstarren Modulation normalerweise durch einen zweiphasigen Demodulator-Empfänger durchgeführt. Die allgemeine Anordnung eines solchen Empfängers verwendet einen phasenempfindlichen Detektor im Zusammenwirken mit einer phasenstarren Bezugssignalquelle oder

009810/1080

einen spannungsgesteuerten, örtlichen Oszillator. Phasenstarre Schlaufen synchronisieren die Phase (und Frequenz) des örtlichen Oszillators auf die Mittelfrequenz des empfangenen binärphasenmodulierten Trägers, während der Phasendetektor ein Ausgangssignal schafft, das eine Komponente hat, die ihren Zustand im Ansprechen auf Veränderungen in der Phase des empfangenen Signals verändert. Die allgemeine Anordnung und der Betrieb eines typischen phasenstarren Empfängers wird in einem Artikel von R. Jaffee und E. Rechtin auf Seite 66 der Ausgabe der "IRE Transactions on Information Theory" März I955 behandelt.

Im allgemeinen hat der Stand der Technik einen oder mehrere der folgenden Nachteile und Beschränkungen: eine Kompliziertheit der Einrichtung und VieIfachsteuerschlaufen werden von einigen Systemen verwendet, was zu umfangreichen Instandhaltungsarbeiten, geringer Zuverlässigkeit und hohen Kosten führt. Abgestimmte Pilterkreise werden mit Frequenzvervielfachern in einigen Systemen verwendet, was zu einer schlechten Phasensteuerleistung infolge der Phasenansprechbeschränkungen solcher Abstimmkreise führt. Derartige Ansprechbeschränkungen entsprechen einer Bandweiten-beschränkung, die die Bitgesohwindigkeit beschränkt, mit der binär phasenverschlüaselte Information durch die phasenstarre Schlaufe gehandhabt werden kann. Die übliche phasenstarre Schlaufe hat einen anderen Nachteil insofern, als bei anfänglichen Phasenfehlern von einer Grosse bis 18O° das phasenstarre

009810/1080

BAD ORIGINAL

Signal klein ist (wobei es eine Sinusfunktion des Phasenfehlers ist)j auf diese Weise ist die Geschwindigkeit des Mitziehens für einen anfänglichen Ausser-Phasezustand von ungefähr 18O° verhältnismässig langsam.

Mit Hilfe des Gedankens der vorliegenden Erfindung werden die oben erwähnten Nachteile und Beschränkungen nach dem Stande der Technik vermieden und eine phasenstarre Schlaufe von verringerter Komplexität und verbesserter Leistung wird erreicht.

In einer bevorzugten Ausführungsform der Erfindung wird ein phasenstarrer Demodulator geschaffen, der aus einem ersten und zweiten phasenempfindlichen Detektor besteht, dessen erster Eingang Jeweils mit einer einzelnen gemeinsamen Eingangsklemme des genannten Demodulators gekuppelt ist, weiterhin einem spannungsgesteuerten Oszillator, von dem ein Steuereingang mit einem Ausgang des genannten ersten phasenempfindlichen Detektors tiefpassgekuppelt ist und dessen Ausgang einem zweiten Eingang eines Jeden der genannten phasenempfindlichen Detektoren zugeleitet wird, wobei entweder die ersten Eingänge oder die genannten zweiten Eingänge des phasenempfindlichen Detektors in gegenseitigem Zeitphasenquadraturverhältnis stehen, und einem ausgeglichenen Modulator, der zwischen dem Ausgang des genannten spannungsgesteuerten Oszillators und einem Eingang zu einem der genannten phasenerapfindlichen Detektoren eingeschaltet ist

"³ " 009810/1080

und auf einen Ausgang des anderen der phasenempfindlichen Detektoren anspricht.

Mit Hilfe der oben beschriebenen Anordnung des ausgeglichenen Modulators in der phasenstarren Schlaufe wird eine Phasenwinkelverdoppelung für eine erhöhte phasenstarre Schlaufenempfindlichkeit und ein ausgedehnter Leistungsbereich erzielt. Ebenso vermeidet die Verwendung von phasenempfindlichen Detektoren anstelle von Frequenzverdopplern und dazugehörigen Abstimmkreisen die beschränkte Phasenansprechempfindlichkeit, die mit der Verwendung solcher Abstimmkreise zusammenhängt. Weiterhin werden wegen der erhöhten Phasenempfindlichkeit und dem erweiterten Phasenfehlerleistungsbereich und der Vermeidung von Abstimmstromkreiselementen weniger Bestandteile benötigt,und komplizierte und zusätzliche Steuerschlaufen werden vermieden.

Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachstehenden Beschreibung zweier in den beigefügten schematischen Zeichnungen dargestellter Ausführungsbeispiele.

Fig. 1 ist ein Bausteinschaubild eines Systems, das die . · Gedanken der Erfindung verwirklicht,

Fig. 2 ist ein Bausteinschaubild einer abgewandelten Ausfuhrungsform der Erfindung,

008110/1010 ' .*

Pig. jj ist eine Familie von Ansprechkurven, die das durch Tiefpassfilter geleitete Ansprechen der Phasendetektoren nach Fig. 1 als Funktionen des Phasenwinkels in einer linearen Arbeitsweise des Systems nach Fig. 1 darstellen, und

Fig. 4 ist eine Familie von Ansprechkurven, die das Ansprechen der Phasendetektoren nach Fig. 1 als Funktionen des Phasenwinkels in einer nichtlinearen Arbeitsweise des Systems nach Fig. 1 zeigen.

In den Zeichnungen beziehen sich gleiche Bezugszeichen auf gleiche Teile.,

In Fig. 1 ist in einem Bausteinschaubild eine bevorzugte Ausführungsform der Erfindung dargestellt. Es ist ein Zweiphasendemodulator vorgesehen, der einen ersten und einen zweiten phasenempfindlichen Detektor 10 und 11 aufweist, wobei ein erster Eingang eines jeden der Detektoren 10 und 11 so gekuppelt ist, dass er eine einzige gemeinsame Eingangsklemme 12 bildet. Es ist auch ein Spannungsgesteuerter Oszillator (SGO) 1> vorgesehen, von dem ein Steuereingang 14 mit einem Ausgang.des ersten Detektors 10 mit Hilfe eines ersten GIeichstroraverstärkers 15 und Tiefpassfilter 16 tiefpaea gekuppelt ist. Die Übertragung* funkt Ions charakteristik des Filters 16 kann auch eine' kompensierende Signalformung, falls notwendig, ura-

009810/1080

fassen für geschlossene Schlaufenstabilitätsüberlegungen, wie das in dem Rückkopplungssystembau allgemein bekannt ist. Obwohl der Verstärker 15 und der Filter 16 als getrennte Elemente dargestellt wurden, ist es für den Fachmann ohne weiteres klar, dass solche Funktionen in einem einzigen Stromkreis kombiniert werden können. Der Ausgang 17 des jSfiWlJ ist mit einem zweiten Eingang eines jeden der phasenempfindlichen Detektoren 10 und 11 in gegenseitigem Zeit-Phasenquadraturverhältnis gekuppelt. Ein solches Quadratur-Zeit-Phasenverhältnis kann mit Hilfe eines Phasenverschiebers 18 bewirkt werden, der zwischen dem Ausgang I7 des SfiW^lJ und dem dazugehörigen Eingang eines zweiten Detektors 11, wie in Fig. 1 gezeigt, dazwischengeschaltet ist. Ein ausgeglichener Modulator I9 ist zwischen den Ausgang I7 des SGO IJ und den zweiten Eingang des ersten Detektors 10 zwischengeschaltet und ansprechend mit einem Ausgang des zweiten Detektors 11 mit Hilfe eines tiefpassgefilterten Gleichstromverstärkers od. dgl. gekuppelt. Jedes der Elemente der Fig. 1 1st lediglich in Bausteinform gezeigt, wobei die Bauweise und Anordnung derartiger Elemente in der Technik allgemein klar ist.

Im normalen Betrieb der dargestellten Anordnung nach Fig. wird der ββυ I3 veranlasst, mit der Mittelfrequenz und Phase eines Einzelfrequenz-Zwischenfrequenzträgers, der bei der Eingangsklemme 12 zugeleitet wird, gleichzulaufen.

009810/1080

Die Verwendung einer Tiefpassfilterkupplung schafft einen Gleichlauf der Durchschnittsfrequenz, Mittelfrequenz der Trägerfrequenz eines phasenmodulierten Trägers, während das dargestellte Zusammenarbeiten des ausgeglichenen Modulators 19 zu einer Phasenverdopplung des Phasenfehlersignals führt, das in der Phasengleichlaufschlaufe (Elemente 10, 11 und 13) verwendet wird, um eine verbesserte Leistung davon zu erreichen.

Das Steuersignal, das dem zweiten Eingang des ersten Detektors 10 zugeleitet wird, wird erzielt durch Vervielfachen des Ausganges des SflO I3 mit dem Niederfrequenzteil des Ausganges des zweiten phasenempfindlichen Detektors 11. Ein solches Steuersignal, der Ausgang f (t) des ausgeglichenen Modulators nach Fig. 1 kann wie folgt ausgedrückt werden:

f_o(t) = E_osin (ft)_ot+0_o.)Kf{t (1)

worin: Kf|(t)= tiefpassgefilterter Ausgang des zweiten

Detektors 11

und E sin(fj +0 ) = Ausgang des SGO I3.

Der ungefilterte Ausgang fj_(t) des zweiten Phasendetektors 11 der Fig. 1 kann ausgedrückt werden als:

f_x(t) = E₀E₁Cos(ω _ot+0_o)sin(*d₁t+0₁) (2)

worin: E ooa((j] t+0 ) = phasenverschobener Ausgang

des Phasenverschiebers 18

009810/1080

1591336 -β-

und E₁SIn(Cj-,t+gL) « Empfänger-zwischenfrequenz-

eingahg, zugeleitet zur Anschlussklemme 12*

Unter Betrachtung der folgenden trigonometrischen Identitäten für die Summe und. den Unterschied von zwei Winkeln, X und Yi

sin (X+Y) β sin X cos Y + cos X sin Y

sin (X-Y) - sin X cos Y - cos X sin Y (4)

und wenn die Gleichungen (j5) und (k) differentiell gekuppelt werden: . "

sin (X+Y) + sin (X-Y) «= 2 sin X cos Y (5) wobei man* X * (Oh^t + 0^)

und Y . (0)_ot + 0_Q)
lässt und die Gleichung (5) in der Gleichung (2) ersetzt«

^-Vl Sin

sin y _r ^t₊W₁-Ji₀)J (6)

Durch ein Tiefpassfiltern des fi(t) Signales durch'dad Element 20 in Fig. 1 wird nur die Niederfrequenzkomponente davon, Kf£(t) zurückgehaltenι

Kf{(t) -^Λ sin F(O)₁- ^₀H₊W₁-H₀)J (?)

worin: k = statischer Verstärkungsgewinnausdruck der sich aus dem Niederpassfilterprozess ergibt. ··■■■.

Die abgeschnittene oder Winkelfrequenz U)_n. de·

- ⁸ -' 009810/1019

berelches dieses Tiefpassfilters wird so gewählt, dass sie zwischen der angegebenen Summe und den· Differenzfrequenzen liegt. In anderen Worten: (£0,-£0_o) *-M </y ₊{jJ \

* 1 o' Beispielsweise würde eine tiefpassfilter-abgeschnittene Frequenz, die geringer ist als die Empfangerzwischenfrequenz (U) <Uk) für das Element 20 genügen.

CO J-

Wenn die Gleichung (7) in die Gleichung (1) eingesetzt wird, kann der Ausgang von f_(t) des ausgeglichenen Modulators 19 in Pig. I wie folgt geschrieben werden: f_o(t) = KE_osin(W_ot+jZf_o)sln [(0> _χ- W_q Jt₊(JZf^₀)J (8)

Dieses Signal, das als ein zweiter Eingang dem ersten Phasendetektor 11 der Fig. 1 zugeleitet wird, führt zu einem Ausgangssignal davon f

f₂(t) - f_o(t) sin (6ü_ot+0_o) ' (9)

Wenn die Formel (8) in die Formel (9) eingesetzt wird, ergibt sich:

f₂(t)

f₂

s in ^

(ίο)

Wenn die Gleichung (10) ausgedehnt wird, in dem zuerst das Komponentenprodukt 3±n(io_ot+0_Q)ß±n(l»)jt+0_i) behandelt wirdj dann sind die folgenden Identitäten zu beachten:

cos(X+Y)« cos X cos Y - sin X sin Y (11) cos(x-Y) - cos X cos Y +sin χ sin Y (12)

-9- 000810/1080

Eine differentielle Kombination der Gleichungen (11) und (12) ergibt:

cos(X-Y)-cos(X₊Y) = 2 sin X sin Y

wenn nun: X= (ü)jt+0), und Y = (cü t+0 ) ist, und die Gleichung (I3) umgestellt wird, dann ergibt sich:

g cos (Cu _χ- U)_c

cos (14)

Der Einsatz der Gleichung (14) in die Gleichung (10) ergibt:

*"*o {.Γ I

-cos

sin

CJ₀ )t

Wenn die Identitäten:

cos A sin A

sin 2A

1

cos B sin A = -5 sin (A+B) + -x sin (A-B)

benutzt werden, worin?

B » und die Gleichung (I5

(16) (17)

neu umgestellt wird, dann ergibt sich!

KB

- sin KE.

₃1η(2ω_ι+2^₁)-3ΐη(2ω₀₊2^₀) (18) U J ■

Durch Tiefpassfiltern des Signales fo(t) mit dem Filter 16,

10 -

009810/1080

unter Verwendung einer Abschneid- oder Winkelfrequenz 6J¹ die geringer ist als 2 ^₀ oder 2 ^₁, dann wird der Niederfrequenzausdruck der Gleichung (18) zurückbehalten. Beispielsweise würde eine Tiefpassfilter-Winkelfrequenz kleiner als die Empfängerzwischenfrequenz- A) ^ genügen. Solch eine tiefpassgefilterte Komponente, f-*(t) kann von der Gleichung (18) wie folgt geschrieben werden:

KE
^ sin 2(W₁-^₀)t+2(0_r^_o) (19)

Bemgemäss hat das Phasenschlaufenfehlersteuersignal f-* als Steuersignal auf den spannungsgesteuerten Oszillator 15 angewendet, eine Frequenz bzw. Phase, die zweimal dem Frequenz- bzw. Phasen-Unterschied des Phasenschlaufenfehlers selbst entspricht.

Aus einer Überprüfung der Gleichung (7) ist klar, dass die Gleichstromumhüllende des Demodulatorausgangs an der Anschlussklemme 21 (in Fig. 1) periodisch oder sinusförmig,

E E₁ eine Funktion des Phasen-Winkelfehlers f{(dc) « k sin (0,-0 ) ist, wie durch die Kurve 2^ in Fig. 3 gezeigt. Die positive Richtung der Kurve 2;5 (entsprechend einem positiven Polaritätsausgang auf der Anschlussklemme 21 in Fig. 1) stellt einen binären "1"-Phasensehlüssel als Beispiel dar, während die negativen Richtungsteile der Kurve 2j5 einer binären Phase "0" entsprechen.

- 11 -

009810/1080

-α-

Der phasengedoppelte Eingang des SGO Ij5 nach Pig. I (gehörend zu der Frequenzverdoppelung, die durchs die dargestellte Zusammenarbeit des Modulators (I9) in Fig. 1 erreicht wird und der Gleichung (I9) entspricht^ ist auch eine periodische oder sinusförmige Funktion des Phasenfehlers: fi(dc) « sin 2 (0l"P_Q)* wobei die Periodizität oder Frequenz einer solchen Funktion zweimal der von f|(dc) ist, ,wie durch die Kurve 24 in Fig. 3 dargestellt.

Ein stabiler Phasenverriegelungspunkt bei dem SGO ljü (von der phasenstarren Schlaufe der Fig. 1) auf einem Eingang verriegelt, der an der Anschlussklemme 12 angelegt wird, und zwar für einen if !"-Schlüssel oder eine positive Phasenwinke Is tor ung wird durch die ungerade bewertete Funktion um den Punkt 26 in Fig. 5 dargestellt, während der Punkt 27 einen stabilen phasenstarren Punkt für eine negative Phasenwinkelstörung oder einen "0"-Schlüssel darstellt. Ein Bereich maximaler Empfindlichkeit (Volt je Radian) auf der Kurve 24 für stabile Steuerung liegt im Bereich zwischen + -4- und

| auf jeder Seite des Punktes 26 (bei + -§p) und im Bereich zwischen - #- und - -2JL auf jeder Seite des Punktee 27 (bei -\).

Die verringerte Grosse des Phasensteuerungsansprechens (Kurve 24)in Fig. 3) in den Bereichen von - // und + Tf sichert kein schnelles Schlaufenansprechen auf Phasenverschiebungsfehler von +7/ Radian (oder + 180°) in dieser illustrierten, linearen"

- 12 -

009810/1080

Arbeitsweise des Systems nach Fig. 1.

Wenn jedoch der Gleichstromverstärkungsgewinn des Elementes 20 in Fig. 1 genügend erhöht wird, um eine Steuerschlaufenverstärkungsgewinnsättigung zu bewirken (eine nichtlineare . Art des Betriebes), dann wird die Form des Phasensteueransprechens als eine Funktion des Phasenverschiebungsfehlers verändert, wie durch die Kurve 124 in Fig. 4 gezeigt. Bei einer solchen nicht linearen Weise wird bei Phasenfehlern in der Nähe von +T ein höherer Verstärkungsgewinn zur Verfügung gestellt als in der linearen Arbeitsweise (Kurve 24 in Fig. j5 in der Nähe +ΪΓ ). Solch ein verbesserter Verstärkungsgewinn in der Nähe, aber nicht bei +ff für die Kurve 124 in Fig. 4 ergibt sich, weil die Amplitude des Bezugssignales f_o(t) am Schlaufenphasendetektor 10 eine konstante Amplitude ist, während es eine Phase, die von dem Eingangssignal E₁ sin {Ιύ jt+0) bestimmt wird, an der Anschlussklemme 12 hat. Bei einer solchen nicht linearen Arbeitsweise können viel schnellere Geschwindigkeiten des Phasenverriegelt bei Phasenverschiebungsfehlern bis zu + I78⁰ erreicht werden als duroh die übliche oder lineare Arbeitsweise erreicht werden kann. Idealerweise ist eine Quadratwellen-Gleichetromwellenform für den Gleiohstromauagang des Verstärkers in Abhängigkeit vom Phasenfehler erwünscht, wobei diese Punktion durch Hochverstärkung und Signalabkappen erzielt werden kann, wie das in der Technik allgemein bekannt ist.

. . 13 -

009810/1080

Wegen des Vermeidens von hoch abgestimmten Kreisen und der vergrösserten Verriegelungsgeschwindigkeit des beschriebenen Zweiphasendemodulators wird eine Breitbandvorrichtung erreicht, die höhere Bitgeschwindigkeiten der binär verschlüsselten Phasenmodulation handhaben kann.

Obwohl die Ausführungsform nach Fig. 1 so beschrieben und dargestellt wurde, dass sie einen Quadraturphasenverschieber 18 am Eingang zum zweiten Detektor 11 verwendet, ist es ohne weiteres klar, dass der Gedanke der Erfindung nicht darauf beschränkt ist, und dass dieser Phasenverschieber zwischen den Ausgang des SOO 1]5 und den dazugehörigen Eingang zum Modulator 19 dazwischengeschaltet werden kann. Wahlweise könnte ein Quadraturphasenverschieber 18 zwischen die Eingangsklemme 12 und den dazugehörigen Eingang zu jedem der Detektoren 10 und 11, wie in Fig. 2 gezeigt, dazwischengeschaltet werden.

Demgemäss wurde ein verbesserter Starrphasenschlaufendetektor mit einem breiten Bandbreitenansprechen und verbesserter Verriegelungsleistung erzielt.

Obwohl die Erfindung im einzelnen dargestellt und beschrieben wurde, sollte doch klar verstanden werden, dass diese Beschreibung nicht als Begrenzung angesehen werden soll, da der Geist und der Rahmen dieser Erfindung lediglich durch die beigefügten Ansprüche begrenzt sein soll.

- ^u 009810/1080

Claims (1)

1. Pa tentansprüche :

   1. Phasenstarrer Demodulator, dadurch gekennzeichnet, dass er einen ersten und zweiten phasenempfindlichen Detektor aufweist, wobex ein erster Eingang eines jeden der genannten Detektoren mit einer einzelnen gemeinsamen Eingangsklemme des genannten Demodulators gekuppelt ist, einen Spannungs-gesteuerten Oszillator, von dem ein Steuereingang mit einem Ausgang des genannten ersten phasenempfindlichen Detektors tiefpass gekuppelt ist, dessen Ausgang einem zweiten Eingang eines jeden der genannten phasenempfindlichen Detektoren zugeleitet wird, wobei jeder der ersten Eingänge oder der genannte zweite Eingang des phasenempfindlichen Detektors in gegenseitigem Zeitphasenquadraturverhältnls stehen und einen ausgeglichenen Modulator, der zwischen dem Ausgang des genannten spannongsgesteuerten Oszillator und einem Eingang in einen der phasenempfindlichen Detektoren dazwischengeschaltet ist und auf einen Ausgang des anderen des phasenempfindlichen Detektoren anspricht.

   2." Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Eingänge zu dem genannten phasenempfindlichen Detektoren gegenseitig in Phase sind, und wobei die zweiten Eingänge dazu von dem Oszillator in gegenseitigem Cäeit-Phasenquadraturverhältnis stehen.

   - 15 -

   009810/1080

   j5. Vorrichtung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass die ersten Eingänge zu den genannten Detektoren in gegenseitigem Zeit-Phasenquadraturverhältnis stehen und worin die zweiten Eingänge dazu von dem genannten Oszillator gegenseitig in Phase sind.

   4. · Vorrichtung nach den Ansprüchen 1, 2 oder 3, dadurch gekennzeichnet, dass der genannte Modulator mit dem Ausgang des anderen der genannten phasenempfindlichen Detektoren tiefpass gekuppelt ist.

   5. Vorrichtung nach Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Tiefpasskupplung des genanntenModulators in ihrer Amplitude beschnitten ist.

   6.. Vorrichtung nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass die genannte Tiefpasskupplung des Modulators in hoher Verstärkung abgekappt ist.

   7. Vorrichtung nach einem beliebigen der vorhergehenden Ansprüche mit einem Quadraturphasenverschieber an einem Eingang zu dem anderen phasenempfindlichen Detektor.

   8. Vorrichtung nach einem der vorhergehenden Ansprüche 1-6, dadurch gekennzeichnet, dass sie einen Quadraturphasenverschieber zwischen dem Ausgang des spannungsgesteuerten Oszillators und dem dazugehörigen Eingang des genannten Modulators hat.

   -16- 009810/1080

   9. Vorrichtung nach einem beliebigen der vorhergehenden Ansprüche 1-6 mit einem Quadraturphasenverschieber, der zwischen die einzelne gemeinsame Eingangsanschlussklemme des Demodulators und dem dazugehörigen Eingang von einem der genannten ersten oder zweiten phasenempfindlichen Detektoren dazwischen geschaltet ist.

   - 17 -

   009810/1080