DE1563898A1 - Niederfrequenzverstaerker - Google Patents

Description

.Bremen, d .-η 23. Juli 1966

Sch/Kl.-

O5.134 Varo/Square Modulation

!Niederfrequenzverstärker

Die Jrfindun ■ betrifft rinen Niederfrequenzverstärker oder phasendemodulierenden Wechselrichter zur Umwandlung von Gleichspannung in Wechselspannung, wobei aine feste Qder veränderliche Ausgangsfrequenz vorgegebener Wellenform bis herunter zur Frequenz Null vorliegen kann. Die Erfindung betrifft auch Servoverstärker und ist auf die Steuerung von Motorgeschwindigkeiten anwendbare

Die Wechselrichter herkömmlicher Art benutzen zwei Halbleiteranordnungen, die im Gegentakt mit der gewünschten Ausgangsfrequenz betrieben werden. Diese Halbleiteranordnungen

arbeiten in Verbindung mit einem in der Mitte angezapftem ο

ο Transformator zur Umwandlung der Gleichspannung in eine to*

⁰⁰⁾¹ rechteckförmige Wechselspannung, deren Amplitude der Eingangs-

^. gleichspannung proportional ist. Die rechteckförmige

Wechselspannung wird sodann mit Hilfe eines Filters in eine

Sinusspannung umgewandelt, indem das Filter mit einem kleinen Widerstand für die Grundwelle und einem hohen Widerstand für die Oberwellen versehen ist«

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■ Diese Art von Wechselrichtern hat mannigfache Nachteile, von denen die wichtigsten die große Raumbeanspruchunt; und das hohe Gewicht sind, insbesondere für niedrige Frequenzen. Dieser Nachteil ergibt sich insbesondere durch die magnetischen Teile des Wechselrichters wie Transformatoren und Filter, welche für die Ausjangsfrequenz des Wechselrichters bemessen werden müssen. Wenn veränderliche Ausgangsfrequenzen gefordert werden, so wachsen diese Nachteile mit dem Frequenzarbeitsbereich. Das Filter bereitet dabei die größten Schwierigkeiten, weil ein Filter, das einen sinusförmigen Ausgang mit kleinem Klirrfaktor haben soll, nicht über einen breiten Frequenzbereich arbeiten kann.

Da die meisten Wechselrichter eine Spannungsregelung im Ausgang erfordern, sind verschiedene Wege zur Regelung des Ausgangs beschritten worden. Einer der gebräuchlichsten Wege besteht darin, daß die Impulsbreite gesteuert wird, indem die Einschaltzeit der Halbleiteranordnung verändert wird, während die Arbeitsfrequenz erhalten bleibt· Dadurch ergibt sich eine Quasi-Rechtecksspannung am Eingang des

_o Filters und die Ausgangsgrundfälle des Filters ist eine

to Funktion von Amplitude und Impulsdauer der Quasi-Reeht-

-»■ ecksspannung· Diese Art der Regelung führt zur Entstehung tn

^ von Oberwellen und einer schwankenden Amplitude der Ausgangs-

_m spannung, wodurch sich neue Probleme für das Filter ergeben.

Das Verfahren hat den weiteren Nachteil, daß die Ausschaltperiode der Halbleiteranordnung eine hohe Ausgangsimpedanz

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des Viechseirichters mit sich bringt. Dieser Nachteil hoher Impedanz ist durch verschiedene Verfahren vermieden worden, von denen die Brückenschaltung des Wechselrichters das gebräuchlichste Verfahren ist; jedoch hat dieses Verfahren den Nachteil, daß zwei Balbleiteranordnungen auf der Primärseite des Transformators in Reihe liegen und dadurch die Gesamtverluste des Systems vergrößern.

Ein weiterer Mangel der bisher bekannten Wechselrichter ist die mangelnde Ansprechgeschwindigkeit. Die theoretische Ansprechb^enze für einen normalen Wechselrichter entspricht einer Periode, jedoch kann diese Grenze in Hinblick auf die Steuervorgänje praktisch nicht erreicht werden. Die maximale -Ansprechgeschwindigkeit, welche durch die gegenwärtig bekannten Wechselrichter erreicht werden kann, entspricht zwei bis drei Perioden der Ausgangsfrequenz und bei den üblicherweise benutzten Wechselrichtern sogar vier bis 10 Perioden.

Ein weiterer Mangel der gegenwärtig bekannten Wechselrichter

besteht in dem Fehlen der Möglichkeit einer genauen Regelung ο

° der Wechselspannung. Dieser Nachteil ergibt sich aus dem to

^ in solchen Wechselrichtern angewandten Regelverfahren· Das

>v. Verfahren arbeitet mit Gleichrichtung einer Ausgangswechselo

spannung und Filterung zur Erzeugung einer Gleichspannung, die

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eine Funktion der Ausgangswechselspannung ist. Diese Gleichrichtung und Filterung der Wechselspannung ergibt einen Mittelwert, den wahren oder quadratischen Mittelwert der Wechselspannung· Das würde keine Schwierigkeiten bereiten, wenn am Ausgang eine reine Sinusspannung zur Verfügung stünde] die Ausgangsspannung enthält jedoch verschiedene harmonische außer der Grundwelle und diese Oberschwingungen wechseln in ihrer Amplitude, wenn die Ausgangsspannung geregelt wird. Die mittlere Gleichspannung entspricht daher wegen der wechselnden harmonischen nicht dem quadratischen Mittelwert der Ausgangsspannung.

Ein weiterer Nachteil der meisten bisher bekannten Wechselrichter und insbesondere der Dreiphasenwechselrichter, ist die Phasenverschiebung im Ausgangsfilter. In den meisten Fällen hat dies geringe Bedeutung bei Einphasenwechselrichtern, während dies in Dreihpasenanordnungen, in denen die Belastung stark von den Phasenwinkeln zwischen den Dreiphasen abhängig ist, dies von wesentlicher Bedeutung sein kann. Wo daher eine Phasenkontrolle nicht angewandt wird, kann diese Phasenverschiebung 10° oder mehr betragen, was für viele Dreiphasenanordnungen unzulässig ist. Man ist daher gezwungen, zusätzliche Steuerkreise zur genauen Einhaltung der Phasenwinkel vorzusehen. Mit diesen Hilfsmitteln ist eine Phasenkorrektion auf zwei bis vier Grad möglich, jedoch vermindern diese Anordnungen die

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Verläßlichkeit des Systems durch die erforderlichen komplizierten Steuerstromkreise.

Ein weiterer Nachteil der vorbekannten Wechselrichter besteht darin, daß sie für Belastungen mit kleinem Leistungsfaktor nicht praktikabel sind· Bei kleinen Leistungsfaktoren ergeben sich Blindströme, die außer Phase mit der erzeugten rechteckförmigen Wechselspannung sind· Für die Blindströme stehen dann keine Strompfade zur Verfügung, so daß ein ordnungsgemäßer Betrieb nicht zustande kommen kann. Dies gilt insbesondere in Anlagen, in denen ein stark nacheilender oder voreilender Belastungsstrom vorliegt·

Die Unfähigkeit, unsymmetrische Belastungen in Dreiphasen zu bewältigen, stellt einen zusätzlichen weiteren Mangel der meisten bekannten Wechselrichter dar· Wo starke Unsymmetrie der Belastung vorliegt, ergeben sich große Phasenverschiebungen im Ausgang zwischen den einzelnen Phasen. Solche Phasenverschiebungen sind äußerst schwierig zu regeln und müssen in den meisten Systemen in kauf genommen werden, in denen eine unsymmetrische Belastung vorliegt.

Der phasendemodulierte Hochfrequenzwechselriohter oder Nieder frequenz Ve¹S tärker nach der vorliegenden Erfindung hat viele Vorteile gegenüber den bisher bekannten Anordnungen, von denen einige hier aufgeführt werden sollen:

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1·' Die Grundfrequenz wird nicht in den Ausgang des Transformators gegeben, wie"das bei phasenmodulierten Wechselrichtern der Pail ist. Infolgedessen ist eine erhebliche Herabsetzung von Größe und Gewicht des Transformators möglich, weil für Hochfrequenzbetrieb weniger SLsen erforderlich ist.

2. In der Dreiphasenausführung kommt keinerlei Blindkomponente auf den .Wechselrichter, wie sie bei Belastungen mit kleinem Leistungsfaktor an jeder Phase vorliegen. Entsprechend gelangen die Blindströme nicht zu den Schaltelementen, da alle Augenblickswerte der Dreiphasen auf der Sekundärseite des Wechselrichters zusammenkommen. Der Wechselrichter liefert seine Spannung ste-te in der Vorwärtsrichtung mit im wesentlichen gleichbleibender Größe, unabhängig vom Leistungsfaktor der Belastung. Dadurch ergeben sich ebenfalls erhebliche Einsparungen an Gewicht und Raumbeanspruchung·

j5. Die Ansprechzeit der Rückkopplung ist eine Funktion der Arbeitsfrequenz des Wechselrichters viel mehr als der Niederfrequenz am Ausgang, wodurch sich äußerst kurze Ansprechzeiten ergeben, in der Größenordnung von einigen Perioden der Trägerfrequenz oder hochfrequenten Verstärkerfrequenz.

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4. Der Ausgang folgt einer sinusförmigen Bezugsspannung mit hoher Genauigkeit über die ganze Periode, wodurch sich eine minimale Abweichung von der wahren Sinuswelle im Ausgang ergibt, als Ergebnis der äußerst kurzen Ansprechzeit.

5. In der Dreiphasenausführung ergibt sich eine sehr gute, beständige Phasensymmetrie unabhängig von der Eingangsspannung der Ausgangsbelastung infolge der kurzen Ansprechzeit·

6. Die Unterdrückung der Einschwingvorgänge ist ausgezeichnet als Ergebnis der sehr kurzen Ansprechzeit.

7. Durch die bilaterale Schaltung im Ausgang ergibt sich eine hohe Zuverlässigkeit, Außerdem werden dadurch Belastungen mit kleinem Leistungsfaktor zulässig·

8. Die Herabsetzung an Bauteilen erhöht die Zuverlässigkeit der Schaltung.

9· Jegliche Wellenform von Gleichspannung bis zu einer Grenzfrequenz, welche durch die Schaltfrequenz des Verstärkers bestimmt ist, kann verarbeitet werden, Bs ist möglich, Frequenzen bis l/p der Verstärkerfrequenz zu verarbeiten.

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10. Die Regelung ist eine direkte Funktion der Stabilität der Bezugsspannung, die z. B. 1 ^ betragen mag.

Das Wesen dieser Erfindung besteht darin, daß ein Wechselrichter oder Gleichspannungs- V/echselspannungsumformer mit Umschaltung in eine Rechtecksspannung arbeitet und eine Ausgangswechselspannung erzeugt, die durch seinen Ausgangstransformator auf die gewünschte Höhe gebracht wird. Dabei wird der Ausgang auf die gewünschte Ausgangsfrequenz durch synchronschaltende bilaterale Schaltungselemente phasendemoduliert. Die resultirende Ausgangsspannung am Phasendemodulator ist eine Rechtecksspannung mit der doppelten Frequenz der Wechselrichterarbeitsfrequenz, zeitmoduliert auf die gewählte Ausgan^sfrequenz. Ein Tiefpaßfilter beseitigt die Hochfrequenzkomponenten und die sich dabei ergebende Ausgangsspannung ist eine vorbestimmte Wellenform der demodulierten Frequenz. Frequenz und Phasen werden in diesem System bestimmt durch die augenblickliche Phasenbeziehung zwischen Wechselrichter und dem Phasendemodulator.

Demgemäß ist es eine wichtige Aufgabe dieser Erfindung, einen Schaltwechselrichter von geringem Gewicht und kleiner Raumbeanspruchung zu schaffen.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Wechselrichter zu schaffen, dessen Ausgangsfrequenz unabhängig

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von seinem Gewicht und seiner Abmessung ist.

Eine weitere Aufgabe der Erfindung besteht darin, einen Viechseirichter von wesentlich erhöhter Ansprechempfindlichkeit zu schaffen, welche unabhängig von der Ausgangsfrequenz des Wechselrichters ist.

Die Wechselspannungsregulierung des neuen Wechselrichters soll genau und unabhängig von der Verzerrung durch Harmonische sein.

Der neue Wechselrichter soll ferner stets eine niedrige Ausgangsimpedanz haben.

Es liegt weiterhin die Aufgabe zugrunde, einen Dreiphasenwechselrichter zu schaffen, in welchem die Phasenwinkel zwischen den einzelnen Phasen genau aufrechterhalten werden.

Der neue Wechselrichter soll ferner geeignet sein, Belastungen mit kleinem Leistungsfaktor bei voreilendem und nacheilendem Strom zu versorgen.

Ferner soll der Dreiphasenwechselrichter ohne innere Störung zur Versorgung unsymmetrischer Belastungen geeignet sein»

Zusätzlich soll der neue Wechselrichter sich durch hohe Wirksamkeit und Zuverlässigkeit auszeichnen und dabei die

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gewünschten Arbeitseigenschaften aufweisen, die mit den Wechselrichtern bekannter Bauweise nicht zu erzielen sind.

Insbesondere soll der neue Wechselrichter die Umwandlung von Gleichspannung in Viechselspannung mit hoher Genauigkeit von Amplitude, Frequenz und Phase bei Synchronismus mit einer inneren Steuerspannung gewährleisten und dasselbe auch bei Vorliegen einer äußeren Eingangsspannung und gegebenenfalls Steuerung von einer entfernten Stelle aus gewährleisten.

Die Erfindung sei an Hand der Zeichnung näher veranschaulicht· Es zeigt:

Fig· 1 ein Blockdiagramm eines Einphasenwechselrichters nach der Irfindung,

Pig· 2 »im achejaatieche Darstellung der in der Schaltung nach Fig. 1 verwendeten Bezugsschaltung 9, Fig. 3 dit Ladekurve dts Kondensators 15 »üb FIg· 2,

Fig· 4 die von dem Oszillator hoher Frequenz 3 nach Fig· I abgegeben· Steuerspannung, die unter anderem zur periodischen Entladung des vorgenannten Kondensators 15 in Fig. 2 dient,

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B¹I^. 5 stellt die Punktion der Ladung und Entladung des Kondensators 15 ohne Mittel zur Linearisierung dar,

Fig. ο stellt dieselbe Punktion dar, die sich durch Linearisierung am Punkt ßj der Schaltung nach Fig. 2 ergibt,

Fig. 7 zeigt den sich aus der Spannung nach Fig. 6 in den Widerständen 19 und 20 der Fig. 2 ergebenden Stromverlauf,

Fig. 8 zeigt ein Spannungsdigramm mit Überlagerung des Auslöseströmes I der Tunneldiode 25 in Fig. 2 durch einen Steuerstrom I₀,

Fig. 9 zeigt ein Spannungsdiagramm zur Darstellung des aus Fig. 3 sich ergebenden neuen Auslösestromes, der Tunneldiode 25,

Fig. 10 ist ein Spannungsdiagramm zur Ableitung der Auslösepunkte der für die Tunneldiode 25 durch Überlagerung des Auslösestromes nach Fig. 9 mit dem Kondensatorstrom nach Fig. 7>

Fig. 11 zeigt die sich aus Fig. 10 ergebende Ausgangsspannung der Vergleichsschaltung 9 nach Fig. 1 und 2,

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...12

Fig. 12 zeigt die Form einer Bezugsspannung I_R aus dem Steueroszillator 12 in Fig. 1, die zur Bildung der Steuerspannung I„ nach Fig. 8 dient,

Fig. 15 zeigt die Form der Rückkopplungsspannung des Wechselrichters nach Fig. 1, die ebenfalls zur Bildung der Steuerspannung I_D nach 'Fig. 8 dient,

Fig. 14 zeigt ein Spannungsdiagramm zur Bildung der Steuerspannung I^ aus der Bezugsspannung I_R und der Rückkopplungsspannung I„,

Fig. 15 zeigt ein Diagramm zur Veranschaulichung des Einflusses einer Phasenverschiebung im Ausgang des Wechselrichters auf die Steuerspannung 1^,

Fig. 16 zeigt ausführlicher die Schaltung nach Fig. 1 zur Veranschaulichung der Phasenbeziehungen zwischen

dem Oszillator hoher Frequenz 3, der Vergleichs-Treiber
schaltung 9* den verstärkern 5 und 11, dem Leistungsverstärker 6, dem Phasendemodulator 7, den bistabilen Multivibratoren 4 und 10, dem Filter und dem Steueroszillator 12,

Fig. 17 zeigt nochmals wie Fig. 4 die Ausgangsspannung des Oszillators hoher Frequenz 3 als Steuerspannung für den bistabilen Multivibrator 4,

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Pig. 18 die Spannung am Ausgang des bistabilen Multivibrators 4 bei Punkt 47,

Pig· 19 die Spannung am Ausgang des bistabilen Multivibrators 4 am Punkt 49,

Fig. 20 die Ausgangsspannung an Punkt 62 des bistabilen Multivibrators 10, die sich aus dessen Ansteuerung durch die Spannung nach Fig. 11 ergibt,

Fig. 21 die entsprechende Ausgangsspannung an Punkt 64 des bistabilen Multivibrators 10,

Fig. 22 die aus der Spannung nach Fig. 18 durch Verstärkung abgeleitete Spannung am Punkt 54 des Transformators

Fig· 23 die aus der Spannung nach Fig. I9 durch Verstärkung abgeleitete Spannung an Punkt 55 des Transformators

Fig. 24 die durch Verstärkung aus der Spannung nach Fig. 20 an Punkt 57 des Treiberverstärkers 11 auftretende Spannung, '.

Fig. 25 die aus der Spannung nach Fig. 21 abgeleitete Spannung an Punkt 67 des Treiberverstärkers 11,

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Fig· 26 die am Ausgangspunkt 68 des· Phasendemodulators 7 durch Zusammenwirkung der Spannungen nach Fig. 22 bis 25 gebildete rechteckförmige Spannung und die aus dieser Spannung im Filter ό abgeleitete sinusförmige Ausgangsspannung,

Fig. 27 eine Hälfte der bilateralen Schalteinrichtung des Phasendemodulators 7 mit eingetragenem Stromverlauf,

Fig. 28 ein Blockschaltbild einer dreiphasigen Ausführung eines V/echselrichters nach der Erfindung,

Fig. 29 die sinusförmige Ausgangsspannung der Steueroszillators 12, entsprechend Fig. 12,

Fig. 30 die erste der drei aus der Ausgangsspannung des Steueroszillators 12 mit Hilfe des Phasenteilers 69 in Fig. 28 abgeleiteten Phasenspannungen an Punkt 7I,

Fig, 31 die zweite Phasenspannung an Punkt 72, Fig. 32 die dritte Phasenspannung an Punkt 73*

Pig· 33 das Schaltbild eines dreiphasigen Verstärkers,

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Fig. 34 das Bbckschaltbild einer' anderen Ausführungsform des Phasendemodulators mit stärkererUnterdrückung der harmonischen und kürzerer Ansprechzeit,

Fig. 35 Teilansicht des Phasendemodulators nach Fig. J>k mit den Verbindungen zwischen Transformator und Demodulator, ■

Fig· j?6 die Spannung am Ausgang des Verstärkers 78, Fig. 37 die Spannung am Ausgang des Verstärkers 79 und

Fig. 38 die rechteckförmige Spannung am Ausgang des Demodulators nach Fig. 35 ^an Punkt 87 und die sinusförmige Spannung am Ausgang des Filters 8 nach Fig. 35·

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-Ib-

Fig. 1 ist das Blockschaltbild einer Einphasenausführung einer erfindungsgemäßen Schaltung eines Wechselrichters für die Umformung von Gleichspannung in Wechselspannung mit genauer Amplituden-, Frequenz- und Phasenbeziehung zu einer Bezugssteuerspannung. Der Wechselrichter besteht aus elf Funktionsblöcken. In einem Leistungsverstärker 6 erfolgt die Umformung einer Gleichspannung einer Gleichspannungsquelle 1 in eine rechteckförmige Wechselspannung. Der Leistungverstärker 6 wird von einem Oszillator mit hoher Frequenz J5 über einen bistabilen Multivibrator 4 und einen Treiberverstärker 5 gesteuert. Der Ausgang des Leistungsverstärkers 6 ist mit dem Eingang eines Phasendemodulators 7, welcher die Ausgangsfrequenz, Spannung und Phase baäbimmt, verbunden. An den Ausgang des Phasendemodulators 7 ist ein Filter 8 angeschlossen. Der Phasendemodulator 7 wird über einen bistabilen Multivibrator 10 und einen Treiberverstärker 11 von einer Vergleichsschaltung 9 gesteuert. In die Vergleichsschaltung 9 werden drei Spannungen eingespeist, eine erste Spannung vom Oszillator mit hoher Frequenz 2, eine zweite Spannung von einem Steueroszillator 12 und eine Spannung vom Ausgang des Filters 8. Eine Steuerelektronik-Stromversorgung 2, welche an die Gleichspannungsquelle 1 angeschlossen ist, erzeugt die Versorgungsspannung, insbesondere für den Oszillator mit hoh^aer Frequenz 3 und den Steueroszillator

Fig. 2 zeigt die Schaltung der Vergleichsschaltung 9. Die Vergleichsschaltung ist ein wesentlicher Bestandteil der Erfindung» Die Vergleichsschaltung 9 liefert Ausgangs-

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impulse, welche gegenüber der Ausgangsspannung des Oszillators / mit hoher Frequenz ~p verzögert sind.

Die Verzögerung ist eine Punktion des Spannungsunterschiedes zwischen den vom Steueroszillator 12 und vom Ausgang des Filters 8 in die Vergleichsschaltung eingespeisten Spannungen. Widerstand 14, Kondensator 15 und Widerstand 16 zusammen mit einer Diode 21, Widerstand 22, Widerstand 25 und NPN-Transistor 24 bilden einen Sägezahnspannungsgenerator. Wenn Widerstand 14 und Kondensator I5 an die Versorgungsspannung angeschlossen werden, so entsteht an Punkt yj an sich der in Fig· 3 dargestellte Spannungsverlauf. Der dargestellte Spannungsverlauf entspricht dem der Spannung eines Kondensators, der über einen Widerstand von einer Gleichspannungsquelle aufgeladen wird. In Fig» 4 dargestellte Ausgangsimpulse des Oszillators mit hoher Frequenz J> sind in Form einer Synchronisierschaltung mit der Basis des Transistors 24 an Punkt 35 verbunden. Wenn der Transistor 24 durch einen Impuls leitend wird, verbindet er den positiv aufgeladenen Anschluß des Kondensators I5 mit Masse. Durch die somit erzwungene Entladung des Kondensat or s wird der in Fig· J5 gezeigte Spannungsverlauf in einen sägezahnförmigen entsprechend Figo 5 abgewandelt. Um einen geradlinigeren Verlauf der in Abb· 5 gezeigten Spannung während der Aufladung des Kondensators I5 su erreichen, enthält die Sohaltung zusätzlich eine Konstantsst-roradlode 13, einen NPN-Transistor 17, einen Widerstand 19, einen PMP-Transistor l8 und eine Zener-Diode 32» Diese Bau« elemente sind in einer sogenannten "boot Strap¹¹ -Schaltung

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zusammenge schaltet· Dies bedeutet, daß die Spannung an Punkt

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eine Funktion der Spannung an Punkt 37 ist. Durch eine Verbindung von Punkt 37 mit der Basis des NPN-Transistors 17 wird eine Emitter-Basisschaltung gebildet. Aus dem gleichen Grunde ist die Spannung an Punkt 39 proportional der Spannung an Punkt 38· Die Diode 33* eine Zener-Diode, hält die Spannung zwischen den Punkten 36 und f\ konstant. Da diese Spannung konstant ist, ist auch der Strom durch den Widerstand inkonstant, wodurch sich der in Fig. 6 gezeigte lineare Spannungsverlauf am Kondensator 15 ergibt. Die Konstantstromdiode ist so ausgewählt, daß sie den Ladestrom für Kondensator 15 und einen Strom durch die ZenereDiode 33* durch den diese in einem günstigen Arbeitsbereich betrieben wird, liefert.

Durch die Proportionalität der Spannungen an Punkt 38 und 37 entsteht an den Widerständen 19 und 20 ebenfalls eine sägezahnförmige Spannung. Da die Spannung sägezahnförmig 1st, ist auch der Strom durch die Widerstände 19 und 20 wie in Fig. 7 gezeigt, sägezahnförmig. Dieser Strom fließt an Punkt 40. Eine Tunneldiode 25 weist in Abhangigkeit von dem durch Sie fließenden Strom einen negativen Innenwiderstand auf. Wenn der Strom einen bestimmten Wert I erreicht, ändert sich die Spannung V sprunghaft auf einen höheren, durch eine Widerstandsgerade im Kennlinienfeld vorgegebene Spannung· Die sich einstellende Spannung liegt in der Größenordnung von 5V · Beim

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Erreichen des Stromes I wird also eine abrupte Spannungserhöhung ohne eine Stromerhöhung bewirkt. Die abrupte Spannungserhöhung wird dazu verwendet, einen Transistor '29 anzusteuern. Ist, wie in Figo 8 dargestellt, ein sinusförmiger Strom Ip dem Strom I überlagert, so kann der Zeitpunkt der abrupten Spannungserhöhung wie in Pig. 9 dargestellt ermittelt werden. Es gilt hierfür die Formel I~ = I - I_ß, womit der Zei^tpunkt der abrupten Spannungsänderung eine Funktion des sinusförmigen Stromes ist. Der überlagerte sinusförmige Strom hängt von der Ausgangsspannung des Steueroszillators 12 und einer vom Ausgang des Wechselrichters rückgekoppelten Spannung ab. Die Ausgangsspannung des Steueroszillators an Punkt 41 ist über die Wicklung 42 eines Transformators 39 mit Punkt 4j5 verbunden. Die Spannung an Punkt 41 ist in Fig. 12 dargestellt. Wenn eine Spannung vom Ausgang des Wechselrichters zurückgekoppelt wird, erscheint die Spannung an Punkt 41 ebenfalls an Punkt 4^. Wenn Punkt 44 mit dem Ausgang des Wechselrichters verbunden ist, wird über Wicklung 45 in Wicklung 42 ein Strom bewirkt, welcher der Ausgangsspannung des Wechselrichters proportional ist. Dieser Strom ist in Fig. J3 als I„ dargestellt. Es fließen dann durch die Wicklung 42 zwei Ströme, ein Bezugsstrom I_R vom Steueroszillator 12 und ein Strom I , der der Ausgangsspannung des Wechselrichters proportional ist. Wie in Fig. 14 dargestellt, fließt somit ein resultierender Strom I_D an Punkt 4j, wobei I^ = I„ - I^.

.i.20

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Wie ohne weiteres ersichtlich ist, ergibt sich bei irgend» einer Änderung der Aus gangs spannung des V/echselrichters eine entsprechende Änderung des Stromes 1^. In Fig. 15 ist eine Kombination von Stromkurven zur Veranschaulichung einer Phasenverschiebung am Ausgang dargestellt, wobei der der Ausgangsspannung proportionale Strom I„ hinter dem der Ausgangsspannung des Steueroszillators proportionalen Bezugsstrom I_R zurück· bleibt. Dadurch ergibt sich eine Verschiebung des Stromes I_D, so daß er dem Bezugsstrom I_R vorauseilt. Dadurch wiederum wird der der Ausgangsspannung proportionale Strom I_p so verschoben, daß er wieder seine ursprüngliche Lage gemäß Fig. 15 einnimmt.

Der in Fig. 14 gezeigte Strom I^ ist der gleiche Strom I^ wie in Fig. 8. Wie bereits beschrieben, wird der Strom I_D dazu benutzt, den Strom I so zu verändern, daß sich ein neuer Stromverlauf I_T wie in Fig. 9 dargestellt ergibt.

Durch Kombination des Sägezahnstromes nach Fig. 7 mit dem neuen Auslösestrom I_T der Tunnel-Diode 25 wird der Umschaltpunkt der Tunnel-Diode 25 über den Strom I_T zur Ausgangsspannung des Wechselrichters (Strom I_p) in Beziehung gebracht.

Fig. 10 zeigt, das jedesmal, wenn die Vorderflanke des Sägezahnes die Kurve des Auslösestromes I₁- kreuzt, die Tunnel-Diode ihren Betriebszustand wechselt und in den negativen Widerstandsbereich übergeht. Hierdurch erfolgt jeweils ein abrupter Anstieg der Spannung an der Tunnel-Diode. Dieser abrupte Spannungsanstieg steuert den NPN-

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Translstor 29 vom nichtleitenden in den leitenden Zustand,

Ein NPN-Transistor 31 ist so geschaltet, daß, wenn NPN-Transistor 29 leitend wird, Transistor jl gesperrt wird. Ebenso wird Transistor 3I leitend, wenn Transistor 29 gesperrt wird. Somit entsteht der in Fig. 11 dargestellte Spannringsverlauf an Punkt 46. Diese Spannung wird dazu verwendet, den bistabilen Multivibrator 10 anzusteuern.

Widerstand 27 und Diode 26 sind mit der Basis des Transistors verbunden. Hierdurch wird bei Entladung des Kondensators durch den Oszillator mit hoher Frequenz 3 über den Entladestrom des Kondensators 15 Transistor 29 gesperrt und die Tunnel-Dbde 25 in ihren positiven Widerstandsbereich zurückgeführt.

Widerstand 28 begrenzt den Basisstrom von Transistor 29. Die Basis von Transistor 3I ist über Widerstand 30 an die Versorgungsspannung B₊ angeschlossen. Hierdurch wird Transistor 31 leitend, wenn Transistor 29 gesperrt ist. Der Basisstrom von Transistor 31 wird durch Widerstand 30 begrenzt. Der Widerstand 30 ist so bemessen, daß der Transistor 31 für die Aufladung der Trigger-Kondensatoren im bistabilen Multivibrator 10 hinreichend angesteuert wird. Diode 32 stellt, wenn Transistor 29 leitend ist, für eine Stromrichtung einen niederohmigen Stromweg gegen Masse dar. Punkt 46 ist mit zwei Trigger-Kondensatoren im bistabilen Multivibrator 10 verbunden. Bei Leitendwerden von Tranaistor 31 erfolgt die Aufladung der

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Trigger-Kondensatoren im bistabilen Multivibrator 10. Wenn Transistor 29 leitend und Transistor 3I gesperrt ist, ist Punkt 46 über die Diode p2 und den Transistor 29 mit Masse verbunden. Hierdurch werden die Trigger-Kondensatoren im bistabilen Multivibrator 10 entladen, und der bistabile Multivibrator schaltet um. Der Emitter von Transistor 31 ist über Widerstand 34 mit Masse verbunden· Hierdurch wird die Sperrung von Transistor 31 sichergestellt, wenn Transistor 29 leitend ist·

In Fig. 17 bis 26 (vergl. auch Pig. 16) ist die zeitliche Zuordnung der Ausgangsspannungen des Oszillators mit hoher Frequenz 3* des bistabilen Multivibrators 4, des Treiberverstärkers 5, des Leistungsverstärkers 6, des Phasendemodulators 7, des Filters 8, der Vergleichsschaltung 9, des bistabilen Multivibrators 10 und des Treiberverstärkers gezeigt. Da für den Steueroszillator 12 alle üblichen Oszillator-Schaltungen« soweit sie eine sinusförmige Spannung mit kleinem Klirrfaktor erzeugen,- wie z.B. der Wien-Brücken-Oszillator, der Hartley-Oszillator oder der Colpitts-Oszillator, verwendet werden können, ist er nur als Funktionsblock dargestellt..Vom bistabilen Multivibrator 4, dem Treiberstärker 5, dem Leistungsverstärker 6, dem PhasendemoduÄor 7, dem Filter 8, dem bistabilen Multivibrator 10 und dem Treiberverstärker 11 sind die Schaltungen angegeben, um «to& die Phasenbeziehungen zwischen elektrischen Größen an verschiedenen Punkten der Schaltung besser erläutern zu können. Alle dargestellten Schaltungen sind bekannt. Der bistabile Multivibrator 4, in bekannter Schaltung, wird vom

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Ausgang des Oszillators mit hoher Frequenz entsprechend Abbildung 17 gesteuert. Der Verlauf der Ausgangsspannungen des bistabilen Multivibrators 4 ist in den Figuren 18 und gezeigt. Pig. 18 zeigt den Verlauf der Spannung an Punkt 47* dem Kollektor eines NPN-Transistors 43, Fig. I9 zeigt den Verlauf der Spannung an Punkt 49, dem Kollektor eines NPN-Transistors 5ö. Diese Spannungen werden durch einen Gegentaktverstärker üblicher Schaltung verstärkt und dienen zur Ansteuerung von Treiberverstärker 5· Die NPN-Transistoren 51 und 52 des Le istungsverstärkers 6 werden vom Ausgang des Treiberverstärkers angesteuert. Im Leistungsverstärker 6 erfolgt eine weitere Verstärkung dieser Spannung, wonach am Ausgang des Transtrformat or s. 53 zwei rechte ckförmige Wechselspannungen entsprechend Pig. 22 und 23 auftreten.

Fig. 22 zeigt den Spannungsverlauf an Punkt 54, Fig. 25 zeigt den Spannungsverlauf an Punkt 55. Diese rechteckförmigen Wechselspannungen werden in den Phasendemodulator 7 eingespeist, welcher aus zwei bilateralen Schaltern besteht. Der Zweok des Phasendemodulators besteht darin, bilaterale Schaltvorgänge zu ermöglichen, durch welche ein Stromfluß, gesteuert durch eine Steuerspannung, in beiden Richtungen gewährt wird.

Verschiedenartige, bilaterale Schalter können zu diesem Zweck

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Anwendung finden. Im dargestellten Beispiel sind bilaterale Schalter mit NPN-Transistoren vorgesehen. PNP-Transistoren oder andere Halbleiter-Bauelemente können aber ebenso gut wie NPN-Transistoren verwendet werden.

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Fig. 27 zeigt einen bilateralen Schalter mit Darstellung der möglichen Rbhtungen des Stromflusses. Wenn NPN-Transistor 56 durch eine Steuerspannung am Punkt 57 leitend wird, so kann Strom in einer der beiden Richtungen 58 oder 59 fließen. Die Steuerspannung für die beiden bilateralen Schalter entsteht im bistabilen Multivibrator 10, der seinerseits durch Impulse von der ,Vergleichsschaltung 9 gesteuert wird. Der bistabile Multivibrator 10, in bekannter Schaltung, ist über Leitungen 60 und 61 mit dem bistabilen Multivibrator phasenstarr gekoppelt. Diese Phasenkopplung ist notwendig, um die richtige Phasenbeziehung zwischen dem Ausgang des Transformators 5P und den Steuerspannungen für die Transistoren im Phasendemodulator 7 zu erhalten. Der bistabile Multivibrator 10 wird vom Ausgang der Vergleichsschaltung j ähnlich wie der bistabile Multivibrator 4 vom Ausgang des Oszillators mit hoher Frequenz 2 gesteuert; d. h· der bistabile Multivibrator 10 schaltet bei jeder negativen Flanke um, so daß der leitende Ausgang gesperrt und der gesperrte Ausgang leitend wird. Dabei sichert die Phasenkopplung über die Leitungen 6o und 6l die richtige Phasenbeziehung zwischen dem bistabilen

Multivibrator 10 und dem bistabilen Multivibrator 4. Dies ο

,_ ist wesentlich für die richtige Arbeitsweise des V/echselrichters.

Die Atfgangsspannungen des bistabilen Multivibrators IO sind in Fig. 20 und 21 dargestellt, wobei Fig. 20 den Spannungs-

verlauf am Punkt 62, Kollektor des NPN-Transistors 63 und Fig. 21 den Spannungsverlauf an Punkt 64, Kollektor des NPN-Transistors 65 dar-stellt. Die Ausgangsspannungen des bistabilen Multivibrators 10 werden im Treiberverstärker 11 soweit

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verstärkt, daß sie zum Ansteuern des Phasendemodulators 7 mit seinen Transistoren 56 und 66 ausreichen. Die Ausgangsspannung des Treibersverstärkers 11, die mit der Basis des Transistors 56 an Punkt 57 verbunden ist, ist in Fig. 24 dargestellt. Die Ausgangsspannung, die mit der Basis abs Transistors 66 an Punkt 67 verbunden ist, ist in Fig. 25 dargestellt.

Fig. 16 und die Diagramme der Figuren 22 - 25 veranschaulichen die verschiedenen Phasenbeziehungen zwischen den Ausgangsspannungen des Transformators 53 vom Leistungsverstärker 6 und den Steuerspannungen für die beiden Leistungstransistoren 56 und 66 im Phasendemodulator 7· Die Entstehung der in Fig. 26 gezeigten Ausgangsspannung des Phasendemodulators 7 wird durch die Betrachtung einiger Zeitintervalle erläutert. Im ersten Zeitintervall, von Null bis Tl ist der Leistungstransistor 56 leitend und Punkt 54 positiv. Während dieses Zeitintervalls ist Punkt 68 positiv. Zum Zeitpunkt Tl wird Transistor 56 gesperrt und Transistor 66 leitend. Hierdurch erscheint die negative Spannung von Punkt 55 an Punkt 68. Die negative Spannung verbleibt an Punkt 68 während des Zeit·*

ο Intervalls Tl bis T2. Zum Zeitpunkt T2 wird Punkt 55 positiv, ο

<° während der Transistor 66 leitend bleibt. Hierdurch wird 00

^ Punkt 68 positiv. Punkt 68 bleibt positiv während des ο Zeitintervalls T2 bis T^, währenddessen die Transistoren 56

^¹ und 66 umschalten, wonach wiederum Transistor 56 leitend ist. Hierdurch wird wiederum eine negative Spannung an Punkt 68 erzeugt, da Punkt 54 negativ ist. Die Weiterverfolgung dieser Schaltfolge zeigt, daß somit der *ln Fig. 26 dargestellte

Spannungsverlauf erzeugt wird. Ein Vergleich von B¹Ig, 26 mit Fig. 11 zeigt, daß FIc. 26 die verstärkte Version von Fig. 11 ist. Da der Spannun^sverlauf in Fi^. 11 von einer sinusförmigen Spannung abgeleitet wird, ist es offensichtlich, daß am Ausgang eines nachgeschalteten Tiefpaßfilters, wie Filter 8, wiederum eine sinusförmige Spannung entsteht. An den Ausgangsklemmen des Filters ό erscheint die in Fig. 26 gestrichelt eingezeichnete sinusförmige Spannung. Diese sinusförmige Spannung hat die gleiche Phasenlage und Frequenz wie der in Fig. 9 dargestellte Strom.

Eine dreiphasige Version des oben beschriebenen einphasigen Wechselrichters ist im Blockschaltbild Fig. 28 dargestellt. Der Hauptunterschied zwischen dem dreiphasigen Wechselrichter und dem einphasigen Wechselrichter besteht in einem zusätzlichen Phasenteiler 69 und einem anderen Leistungsverstärker anstelle des Leistungsverstärkers 6 in Fig. 1. Der Phasenteiler 69 wird vom Steuer-Oszillator 12 angesteuert. Am Ausgang des Phasenteilers 69 entstehen drei sinusförmige Spannungen, 71, 72 und 75* die jeweils 120° phasenverschoben sind. Diese Spannungen sind in den Figuren 30, 31 und 32 dargestellt.

Die Eingangsspannung des Phasenteilers 69 ist in Fig. 29 ο

gezeigt. Fig. 30 zeigt die Spannung Jl₉ Phase A. Fig. 3I

-». zeigt die Spannung 72, Phase B. Fig. 32 zeigt die Spannung

"^ 73, Phase C. Jede der drei Spannungen Jl₉ J2 und 73 steuern ο

^ die zugehörige Vergleichsschaltung in der gleichen Weise wie vorstehend 4±e für den einphasigen Wechselrichter beschrieben

27 BAD ORIGINAL

Die verschiedenen Punktionsblöcke in Fig· 2o sind wie in Pig. 2 bezeichnet, wobei lediglich die Zusätze A, B und C die Zugehörigkeit zu den Phasen A, B und C angeben.

D. h. die Vergleichsschaltung 9A, der bistabile Multivibrator 1OA, der Treiberverstärker HA, der Phasendemodulator 7A und das l/ilter Sk gehören alle zur Phase A und erzeugen die Phasenspannung A als eine Punktion der Ausgangsspannung «' des Phasenteilers 69, Phase A, Jl. Da diese Baugruppen, die ebenfalls in Fig. 1 gezeigt sind, in der gleichen V/eise arbeiten wie vorstehend beschrieben, wird die Beschreibung der Arbeitsweise hier nicht wiederholt¹.

Der Leistungsverstärker 70 unterscheidet sich vom Leistungsverstärker 6 nur dadurch, daß er die dreifache Anzahl von Ausgängen aufweist. Der Leistungsverstärker 70 ist in Fig· 33 dargestellt. Die Ausgangswicklungen des Transformators 74 sind wie folgt verbunden: Eine Ausgangswicklung ist mit dem Phasendemodulator JA verbunden und liefert die Leistung für die Ausgangsphase A. Eine Ausgangswieklung J6 1st mit dem Phasendemodulator 7E verbunden und liefert die Leistung für die Ausgangsphase B. Eine Wicklung 77 ist mit co dem Phasendemodulator 7ΰ verbunden und litfert die Leistung cn für die Ausgangsphase C. Da, wie bei der Beschreibung der Arbeitsweise des einphasigen Wechselrichters gezeigt, die Aus-_σ> gangsspannung des beschriebenen Wechselrichters identisch ist mit der Bezugsspannung, sind hier die Ausgänge der Phasen A, B und C identisch mit den Bezugsspannungen wie in Fig. 30, 31 und 32 dargestellt. ...28

Eine andere Ausführungsform des Phasendemodulators mit einem geringeren Klirrfaktor der Ausgangsspannung und einer kürzeren Regelzeit ist im Blockschaltbild Fig. ^4 dargestellt. Diese Ausführungsform kann sowohl für einphasige als auch dreiphasige Wechselrichter verwendet werden. Sie wird am Beispiel eines einphasigen Wechselrichters beschrieben. Zwei Leistungsverstärker 78 und 79* werden mit einer 90⁰-Phasenverschiebung betrieben. Die 90°-Phasenverschiebung wird von einem bistabilen Multivibrator 80 erzeugt, welcher die bistabilen Multivibratoren 8l und 82 ansteuert. Der bistabile Multivibrator 80 ist ein Prquenzteiler bekannter Art. Ferner sind zwei Phasendemodulatoren 90 und 85 vorgesehen, die über Treiberverstärker 5 von 4«e· ihnen zugeordneten bistabilen Multivibratoren 84 und 85 angesteuert werden. Der bistabile Multivibrator 84, welcher den Phasendemodulator 'JO steuert, ist in der gleichen Weise wie für den einphasigen Wechselrichter nach Fig. 1 beschrieben, phasenstarr mit dem bistabilen Multivibrator 8l gekoppelt. Der bistabile Multivibrator 85, welcher den Phasendemodulator 83 steuert, ist phasenstarr mit dem bistabilen Multivibrator 82 gekoppelt. Die Ausgänge der Phasendemodulatoren 90 und 83 sind

ο vor dem Filter 8 in Reihe geschaltet.

^ Der Schaltungsauszug in Fig. 55 veranschaulicht die Ver-

bindungen wischen den Phasendemodulatoren 30 und 85 und tn

^m den Transformatoren der Leistungsverstärker 78 und 79. Fig. 36 zeigt die Ausgangsspannung des Phasenmodulators

•jO, und Fie. 27 zeigt die Ausgangsspannung des Phasendemodulators Oj jeweils vor der Addition der beiden Spannungen in der Serienschaltung. Fig. ^8 zeigt die resultierende Spannung am Eingang des Filters an Punkt Of, d.h. nach der Addition in der Södenschaltung aber vor der Filterung. Die resultierende Ausgangsspannung am Ausgang des Filters an Punkt S3 ist ebenfalls in Fig. J3 in Form einer gestrichelten Linie gezeigt.

Aus den Figuren jj6, 37 und 3'd ist eine Verringerung der Folgezeit und des Klirr-faktors, bedingt durch die genauere seitliche Modulation der in Fig. 38 gezeigten resultierenden Spannung ersichtlich. Ferner ist zu bemerken, daß die Sehaltfrequenz an Punkt 87 im wesentlichen doppelt so hoch ist wie die Schaltfrequenzen in Fig. 30 und 37· Es ist offensichtlich, daß der einphasige Wechselrichter nach Fig. 34 ebenfalls in einer dreiphasigen Anordnung verwendet werden kann.

Es ist selbstverständlich-auch möglich, anstelle des Steuer-

_o Oszillators 12 in Fig. 1 und 2 eine äußere Bezugsspannung zu

to verwenden. Die Ausgangsspannung des Wechselrichters ist dann

-* eine Funktion der äußeren Bezugsspannung. Da die äußere cn -

Q Bezugsspannung den I-Punkt der Tunnel-Diode 25 nach Fig. 2

cn bestimmt, stimmt die Ausgangsspannung des Wechselrichters

in Phasenlage, Amplfcude und Frequenz mit der äußeren Bezugsspannung überein. Hierdurch ergibt sich die Möglichkeit,

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- 30 -

den Wechselrichter aus größerer räumlicher Entfernung durch irgendeine äußere Spannung, die verstärkt werden soll, zu steuern. Infolgedessen ist der Wechselrichter eine ideale Stromversorgung für die Umformung von Gleichspannung in Wechselspannung, die durch eine Regelspannung oder Bezugsspannung steuerbar ist, für Verbraucher wie z. B. Synchronmotoren oder andere, deren Versorgungsspannung in einem direkten Verhältnis zu einer Regelspannung oder Bezugsspannung stehen muß·

,Patentansprüche

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Claims (1)

1. F a bent ansprüche

   Niederfrequenzverstärker, dadurch jekennzeichnet* daß er

   a) mit einer Gleichspannungsquelle (1) versehen ist, und

   b) einem Wechselrichter mit Wechseltreiber (2) und Leistungsverstärker (5) zur Umformung der Gleichspannung aus der Gleichspannun^quelle (1) in rechteckförmige Wechselspannung (Fig. 22, 2J>)> und

   c)-.einer Schaltung (Demodulator 7) am Ausgang des vers-tärkers (6) zur Steuerung von Frequenz, Amplitude und Phase der Ausgangsspannung (Fig. 26), und

   d) einer mit dem Wechseltreiber (J) des Wechselrichters gekoppelten Schaltung (Vergleichsschaltung 9) zur

   ' Erzeugung einer abgeleiteten Steuerspannung (Fig. 11) für den Demodulator (7) aus einer Bezugsspannung (Fig. 12), und

   e) einem Steueroszillator (12) zur Erzeugung der Bezugsspannung (Fig. 12) als Steuerspannung für die Vergleichsschaltung (9)

   versehen ist. ^ ^v

   Ο098Ί5/0856 2

   2. Verstärker nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dai3 an den Demodulator (γ) ein Tiefpaßfilter (8) mit sinusförmiger Ausbauesspannung (Fig. 26) angeschlossen ist.

   j5. Verstärker nach Anspruch 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung (9) drei Einjage aufweist, deren erster mit dem Ausgang den Wechseltreibers (j>) des Wechselrichters, deren zweiter mit dem Ausgang deu Steueroszillators (12) und deren dritter mit dem Ausgang des Filters (ö) verbunden ist.

   4. Verstärker nach Anspruch 1 ois 3* dadurch gekennzeichnet, daß der Wechselrichter (3) aus einem Hochfrequenzoszillator besteht und über einen bistabilen Multivibrator und Treiberverstärker (5) mit dem Leistungsverstärker (υ) verbunden ist.

   5. Verstärker nach Anspruch 1 bis h, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung (9) eine Ausgangsspannung als abgeleitete Steuerspannung (Fig. 11) liefert, die gegenüber der Spannung (Fig. 17) vom Hochfrequenzoszillator (3) um eine Zeit verschoben ist, welche eine Funktion der Differenz der Bezugsspannung (Fig. 12) aus dem Steueroszillator (12) und der Ausgangsspannung (Fig. 13, 26) des Tiefpaßfilters (8) ist.

   009615/0856

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   ο. Verstärker nach Anspruch 1 bis 5, dadurch gekennzeichnet, daß die an den Leistungsverstärker (J) angeschlossene Schaltung (?') zur Steuerung von Frequenz, Amplitude und Phase der Ausgangsspannung (Fig. 2β) als Phasendemodulator ausgebildet ist.

   7· Verstärker nach Anspruch 1 bis o, dadurch gekennzeichnet, daß die Vergleichsschaltung (9) über einen zweiten bistabilen Multiviorator (10) und einen zweiten Treiberverstärker (11) mit dem Phasendemodulator (7) verbunden ist, und daß in der Vergleichsschaltung (9) die Ausgangsspannung (Fig. l~j) am Filter (8) und die Bezugs spannung (Fig. 12) vom Steueroszillator (12) verglichen und die Differenz dieser Spannungen weggeregelt wird, um eine mit Verzögerung behaftete Steuerspannung zu erzeugen, die über den zweiten Multivibrator (10) und zweiten Treiberverstärker (11) den Phasendemodulator (7) zur Stabilisierung der Ausgangsspannung (Fig. 26) steuert.

   8. Verstärker nach Anspruch 1 bis ¹J, dadurch gekennzeichnet, daß der Phasendemodulator (7) mit zwei biafcateileH bilateralen Schaltern (5O, 66) zur Schaffung von Stromwegen in beiden Richtungen für das Steuersignal versehen ist.

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   J*

   9· Vera &Ui¹ ker nach Anspruch 8, dadui'ch. jekennzeichnot, dui3 jeder jilaterale Schalter einen HPN-Tranui^üoi· und drei Dioden enthält, wobei die erste und zweiGe Diode mit ihren Anoden verounden, die erste und dritte Diode mit ihren Kachoden verounden, die Kachode der sueiöen Diode mit der Ano-de der dritten Diode verbunden, der Kollei;toi· des Transistors mit den Kathoden der ersten und dritten Diode, der Emitter mit den Anoden der ersten und zweiten Diode und dem zweiten Trei^erverstärker (11) und dem liefpaiifilter (3) verbunden, die Jasis mit dem zv/eiten Treiberverstärker (11) verbunden und der Leistungsverstärker (o) zwischen Kathode der zweiten und Anode der dritten Diode angeschlossen ist.

   10. Verstärker nach Anspruch 1 bis9, gekennzeichnet durch Ausbildung in Dreiphasenanordnung, wobei aus der Bezugsspannung (Fig. 29) des Steueroszillators (12) durch einen Phasenteiler (69) drei um 120° gegeneinander verscho-bene 3ezuaSspannunjen(Fij. 30, 31* 32) abgeleitet werden.

   11. Verstärker nach Anspruch 10, dadurch gekennzeichnet, daß für jede der drei Ausgangsspannungen ein Tiefpaßfilter (8a, 83, 8c) vorgesehen ist.

   12· Verstärker nach Anspruch 10 und 11, dadurch gekennzeichnet, daß drei Vergleichsschaltungen (9A, 9B, 9C) vorgesehen sind und daß die erste Vergleichsschaltung (9A) mit den drei Eingängen wie bei der einphasigen Ausführung versehen ist,

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   . während die beiden anderen Vergleichsschaltungen (93, 9C) nur mit zwei Eingängen für ihre Bezugsspannungen (7'ti, 'Ci) und die Ausgangapannungen von den zugehörigen Filtern (S3, Gc) versehen sind, und daß in allen drei Vergleichs schaltungen Verzügerungen, ihrer Ausgangsspannungen gegenüber ihren 3ezugsspannungen erzeugt werden, welche von der Differenz der Bezugsspannungen und der Ausgangsspannungen der Filter entsprechen.

   lj>. Verstärker nach Anspruch 12, dadurch gekennzeichnet, daß drei Phasendemodulatoren {Jk, Ϊ3, 7C) vorgesehen sind, Vielehe mit den zugehörigen Tiefpaßfiltern (8A, 8b, 8C) und den zugehörigen Vergleichsschaltungen (9A, 9B, 9C)

   j· ^m

   verbunden sind.

   14. Verstärker nach Anspruch IJ, dadurch gekennzeichnet, daß die drei Vergleichsschaltungen (9A, 9B, 9C) über getrennte bistabile Multivibratoren (lOA, 1OB, IOC) und Treiberverstärker (HA, HB, HC) mit den ihnen zugeordneten Phasendemodulatoren (7A, 7B, 7C) so verbunden sind, daß eine Stabilisierung der Ausgangsspannungen stattfindet,

   15. Verstärker nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, daß jeder Phasendemodulator (7A, 7B, 7C) zwei bilaterale Schalter für einen Stromfluß in oeiden Richtungen enthält.

   009815/0856

   Jo

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   Ic. Niederfrecuenzverovärker- uit einem "./ecihüelr'ichtcx'' >;ur* U;;iformunj von GIeicr:-rj',nr:un_ in eine ^'ecJiUe-j'ci-ftr'Vrrni ^ './οαίι£6ΐ:;_Λ.εηηυη_-, ^e^er.n/.oi^hnet; ά λχ-c';, einen Aur;_jan.__-:;-

   (Yc;, 79) ^i ^ oiriern PhaGenden.oduio. co j (_y0,

   (RLo· >3), die ui^ der doppelten Aroeitsfx^ecuen:·. dot: Wechselrichtern durci^odulieri; iot.

   " . 00981 B/08S6 bad