DE1537612B2 - Schaltung zur Nachbildung einer Halbleiterdiode mit verbesserten Eigenschaften - Google Patents

Description

Bei den heute bekannten Halbleiterdioden ist der Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung relativ groß. So beträgt er bei Halbleiterdioden aus Germanium mehr als 0,1 V. Bei Siliziumdioden, die wegen der höheren zulässigen Umgebungstemperatur und Sperrspannung vielfach an Stelle von Germanium-Dioden verwendet werden, ist der Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung sogar größer als 0,5 V. Noch höhere Werte ergeben sich für Halbleiterdioden aus Galliumarsenid und anderen Halbleitermaterialien. Dieser Spannungsabfall in Vorwärtsrichtung ist für viele Anwendungszwecke störend. Außerdem ist er auch stark temperaturabhängig, was ebenfalls eine unerwünschte Eigenschaft darstellt. Schließlich ist die Strom-Spannungs-Kennlinie der herkömmlichen Halbleiterdioden durch physikalische Gesetze bestimmt und daher in ihrer Kurvenform nur bedingt beeinflußbar, was bedeutet, daß auch der differentielle Innenwiderstand dieser in Vorwärtsrichtung gepolten Halbleitervorrichtung nur sehr bedingt beeinflußbar ist.

Aufgabe der Erfindung ist es daher, eine Schaltung zur Nachbildung einer Halbleiterdiode anzugeben, bei der die genannten Nachteile der herkömmlichen Halbleiterdioden weitgehend beseitigt sind. Eine Schaltung zur Nachbildung einer Halbleiterdiode durch zwei Transistoren ist bereits bekannt. Die bekannte Schaltung ist jedoch speziell auf die Erfordernisse von Tunneldioden ausgerichtet.

Dieses wird erfindungsgemäß dadurch erreicht, daß die Basiselektroden zweier Transistor-Verstärkerstufen miteinander verbunden und über einen Widerstand an den einen Pol der Betriebsstromquelle angeschlossen sind und daß der Emitter der ersten Transistor-Verstärkerstufe, der durch geeignete Wahl des Basis- und Emitterpotentials im Sperrzustand der Diodennachbildung gesperrt und im Durchlaßzustand leitend ist, mit einer Klemme verbunden ist, die der einen Elektrode einer herkömmlichen Diode (z. B. Kathode) entspricht, während der Emitter der zweiten, im Durchlaß- wie im Sperrzustand der Diodennachbildung leitenden Transistorstufe außer mit dem anderen Pol der Betriebsstromquelle noch mit einer weiteren Klemme verbunden ist, die der zweiten Elektrode (z. B. Anode) einer herkömmlichen Diode entspricht.

Nach einem weiteren Merkmal der Erfindung ist der Kollektor der zweiten Transistor-Verstärkerstufe mit deren Basis verbunden.

Entsprechend einer Weiterbildung der Schaltung gemäß der Erfindung wird der größte Teil des die Klemmen der Diodennachbildung durchfließenden Stromes von einem zusätzlichen Verstärker geliefert, dessen Eingang mit dem Kollektor der ersten Transistor-Verstärkerstufe und dessen Ausgang mit dem Emitter der ersten ' Transistor-Verstärkerstufe verbunden ist.

Eine vorteilhafte Ausgestaltung der Schaltung nach der Erfindung ist dadurch gekennzeichnet, daß eine der Klemme, die mit der zweiten Transistor-Verstärkerstufe verbunden ist, zuzuführende Bezugsspannung, z. B. von einem parallel zur Betriebsstromquelle liegenden Spannungsteiler P abgegriffen wird, so daß die durch den Spannungsteiler P gebildete Bezugsspannungsquelle nur mit dem geringen und quasi konstanten Emitterstrom der zweiten Transitorstufe und nicht mit dem starken, die Klemme 1 durchfließenden Strom belastet wird.

Weitere Einzelheiten der Erfindung ergeben sich' aus der Beschreibung bevorzugter Ausführungsbeispiele der Erfindung in Verbindung mit den Zeichnungen, von denen zeigt

Fig. 1 eine erste Schaltung nach der Erfindung,

F i g. 2 eine Schaltung mit gegenüber der Schaltung nach F i g. 1 verbesserten Eigenschaften,

F i g. 3 die Strom-Spannungs-Kennlinie einer Halbleiterdiode, die durch die Basis-Emitterstrecke eines Transistors gebildet wird, im Vergleich zur Emitterstrom-Basisspannungskennlinie dieses Transistors,

F i g. 4 die Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung nach Fig. 1,

F i g. 5 die Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung nach F i g. 2,

F i g. 6 eine weitere Schaltung gemäß der Erfindung,

F i g. 7 eine Schaltung mit zwei emittergekoppelten Transistoren Γ 5 und T 6, durch deren Verwendung an Stelle der Transistorstufe Γ 3 die Temperaturabhängigk&it der Spannungsverstärkung dieser Stufe eliminiert wird,

F i g. 8 die Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung nach F i g. 6,

F i g. 9 eine Variante der Schaltung nach F i g. 6,

Fig. 10 und 11 als Blockschaltbilder das Zusammenschalten der Schaltung nach der Erfindung mit einem Zweipol, um für den Innenwiderstand der Gesamtschaltung eine bestimmte gewünschte Charakteristik zu erzielen.

In F i g. 1 ist eine erste der erfindungsgemäßen Schaltungen mit verbesserten Diodeneigenschaften dargestellt. Die Schaltung enthält zwei NPN-Transistoren Π und T 2, deren Basiselektroden miteinander verbunden sind. Die Kollektoren der Transistoren Π und Γ 2 sind über die Kollektorwiderstände Rl und R3 mit dem Pluspol einer Betriebsstromquelle 4 verbunden, an den auch das eine Ende des den beiden Transistoren Tl und Γ 2 gemeinsamen Basiswiderstandes R 2 angeschlossen ist. Der Emitter des Transistors Tl ist mit einer Klemme 1 verbunden, die der Kathode einer üblichen Diode entspricht, während der Emitter des Transistors T 2 mit dem Minuspol der Betriebsstromquelle 4 und einer Klemme 2 verbunden ist, die der Anode einer herkömmlichen Diode entspricht.

Die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 1 ist folgende: Solange das Potential der Klemme 1 wesentlich positiver ist als das der Klemme 2, ist die Basis-Emitterspannung U_BEl des Transistors Tl wesentlich kleiner als die des Transistors Γ 2. Daher ist der Transistor Γ 2 leitend und der Transistor Γ1 gesperrt. Die Schaltung befindet sich im Sperrzustand. In diesem Zustand weist das mit den beiden Basiselektroden verbundene Ende des Basiswiderstandes R2 ein um etwa 0,8 V positiveres Potential auf als die Klemme 2. Sobald das Potential der Klemme 1 soweit abgesenkt wird, daß wegen der nun größer werdenden Basis-Emitterspannung U_{BE t} des Transistors Tl der Transistor Tl zu leiten beginnt, fließt ein immer größerer Teil des über den Basiswiderstand R 2 eingespeisten quasi konstanten Stromes auch in die Basis-Emitterdiode des Transistors T1, bis schließlich beide Transistoren etwa gleiche Emitterströme führen. Die Schaltung befindet sich jetzt im Durchlaßzustand.

Der Vorteil der Schaltung nach F i g. 1 gegenüber einer herkömmlichen Diode, die die gleichen Eigenschaften wie die Basis-Emitterdiode desTransistors

Π habe, besteht einmal, wie ein Vergleich der in F i g. 3 dargestellten Strom-Spannungs-Kennlinie der herkömmlichen Diode mit der in F i g. 4 wiedergegebenen Kennlinie der Schaltung nach F i g. 1 zeigt, in der verkleinerten Vorwärtsspannung.

Vergleicht man die Steilheit der beiden Kennlinien für gleiche Stromwerte, z. B. für 3mA, so ergibt sich eine größere Steilheit der Kennlinie für die Schaltung nach F i g. 1, was einem verringerten differentiellen Innenwiderstand dieser Schaltung gegenüber dem der herkömmlichen Diode entspricht. Durch den beim Leitendwerden des Transistors Π fließenden Emitterstrom verkleinert sich nämlich der zwischen den Klemmen 1 und 2 gemessene differentielle Innenwiderstand der Schaltung nach F i g. 1 gegenüber dem Innenwiderstand einer herkömmlichen Diode, die die Eigenschaften der Basis-Emitterstrecke des Transistors Π habe, bei gleichem Basisstrom etwa um den Stromverstärkungsfaktor β des Transistors T1.

Die in F i g. 4 wiedergegebene Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung nach F i g. 1 gibt den Zu- -^ sammenhang zwischen dem die Klemmen 1 und 2, J die der Kathode und der Anode einer herkömmlichen Diode entsprechen, durchfließenden Strom und der zwischen diesen Klemmen bestehenden Spannung U₂₁ wieder. Der die Klemmen 1 und 2 durchfließende Strom ist der Emitterstrom I_E1 des Transistors T1. In der F i g. 3 ist er gestrichelt als Funktion der Basis-Emitterspannung U_BEl eingetragen. Die zwischen den Klemmen 2 und 1 bestehende Spannung U₂₁ ergibt sich auf Grund der Kirchhoffschen Maschenregel Σ U=O als Differenz der beiden Basis-Emitterspannungen U_{BE 1}—U_BEz. Man erhält somit die Strom-Spannungs-Kennlinie für die Schaltung nach Fig. 1, indem man von der zu einem bestimmten Stromwert des Emitterstromes I_El gemäß der gestrichelten Strom-Spannungs-Kennlinie nach F i g. 3 gehörenden Basis-Emitterspannung U_{BE ±} die dann am Transistor Tl vorhandene Basis-Emitterspannung U_BE „ subtrahiert und über dieser Spannungsdifferenz d'en zugehörigen Stromwert I_{E t} aufträgt.

Auf Grund der Tatsache, daß in der Schaltung - nach F i g. 1, wie bereits erwähnt, im Durchlaß- _) zustand durch den Transistor Γ 2 ein etwa gleich großer Emitterstrom l_{E 2} fließt wie der vom Transistor Π in die angeschlossene äußere Schaltung gelieferte Emitterstrom I_{E 1;} läßt sich durch geeignete Dimensionierung der Schaltung immer erreichen, daß bei einem verlangten Emitterstrom I_{E ±} die Spannung U₂₁ praktisch null Volt beträgt. "

Ein zweiter Vorteil der Schaltung nach F i g. 1 besteht darin, daß nur ein Bruchteil des Stromes, der in die an die Klemmen 1 und 2 angeschlossene äußere Schaltung geliefert wird, über den Widerstand R 2 fließt. Infolgedessen wirken sich durch die äußere Schaltung bedingte Schwankungen des in ihr fließenden Stromes auch nur zu einem Bruchteil, nämlich als um den Kehrwert des Stromverstärkungsfaktors β des Transistors Π reduzierte Schwankungen seines Basisstromes aus. Da die Schwankungen des Basisstromes des Transistors TX infolge des über den Widerstand R 2 fließenden quasikonstanten Stromes gegensinnige Schwankungen des Basisstromes des Transistors Γ 2 zur Folge haben, ändert sich daher das Potential des Verbindungspunktes 5 der beiden Basiselektroden mit dem Widerstand R 2 nur entsprechend den Schwankungen des Basisstromes. Das Potential des Punktes 5 sollte jedoch möglichst wenig schwanken, weil sich sonst der Bezugspunkt für die Basis-Emitterspannung des Transistors T1 und damit das Emitterpotential, d. h. das Eingangspotential verschieben würde.

Eine gegenüber der Schaltung nach F i g. 1 weiter verbesserte Schaltung ist in F i g. 2 dargestellt. Die Schaltung nach F i g. 2 unterscheidet sich dadurch von der nach Fig. 1, daß der Kollektor des Transistors Π direkt mit dem Pluspol der Betriebsstromquelle 4 verbunden ist. Der Kollektor des Transistors Γ 2 ist jetzt an das untere Ende des Basis Widerstandes R 2 angeschlossen.

Die Schaltung nach F i g. 2 weist einmal ein günstigeres Hochfrequenzverhalten als die Schaltung nach F i g. 1 auf, da infolge der Gegenkopplung vom Kollektor des Transistors Γ2 auf dessen Basis der Transistor Γ 2 nicht im Sättigungsbereich arbeiten kann.

Außerdem sind bei der Schaltung nach F i g. 2 Schwankungen des Potentials des Verbindungspunktes 5 der Basiselektroden mit dem Widerstand R 2 und damit Schwankungen der Basis-Emitterspannung U_{BE 2} des Transistors 2 auf Grund von Schwankungen des in die angeschlossene äußere Schaltung fließenden Stromes durch die Gegenkopplungsverbindung unterdrückt. Dies erklärt sich so: Der quasikonstante Strom, der durch den Widerstand R 2 fließt, fließt zum größten Teil (etwa zu 98 %) in den Kollektor des Transistors T 2. Ein kleiner Rest des den Widerstand R 2 durchfließenden Stromes fließt in die Basen der Transistoren ΤΊ und Γ 2. Benötigt die Basis des Transistors Tl auf Grund einer Erhöhung des in der angeschlossenen äußeren Schaltung fließenden Stromes mehr Basisstrom, so erhält die Basis des Transistors Γ2 entsprechend weniger Basisstrom. Dadurch wird das Potential des Punktes 5 vorübergehend geringfügig abgesenkt. Damit wird der Transistor Γ 2 weniger leitend, der Kollektorstrom sinkt etwas ab. Das hat aber zur Folge, daß der für die beiden Basen übrigbleibende Teil des quasikonstanten Stromes durch R2 ansteigt, so daß der Basisstrom für den Transistor Γ 2 wieder ansteigt und das Potential des Punktes 5 praktisch wieder den ursprünglichen Wert annimmt. Die von der äußeren Schaltung indirekt verursachte Erhöhung des Basisstromes des Transistors Tl wurde also bei dieser verbesserten Schaltung nach F i g. 2 nach dem Einschwingen des Regelvorgangs im Wesentlichen durch eine entsprechende Reduzierung des Kollektorstromes des Transistors Γ 2 ausgeglichen.

Die durch die Gegenkopplung bei der Schaltung nach F i g. 2 erzielte Stabilisierung des Potentials am Verbindungspunkt 5 der beiden Basiselektroden mit dem Widerstand R₀ und dem Kollektor des Transistors Γ 2 verkleinert in vorteilhafter Weise den differentiellen Innenwiderstand der Gesamtschaltung. Der verringerte differentielle Innenwiderstand der Schaltung nach F i g. 2 spiegelt sich in der größeren Steilheit der zugehörigen Kennlinie der F i g. 5 wieder. Vergleicht man diese Kennlinie mit der in Fig. 4 dargestellten Kennlinie der Schaltung nach Fig. 1, so erkennt man diesen Steilheitszuwachs. Gegenüber der in F i g. 3 wiedergegebenen Diodenkennlinie ist die Steilheit der Kennlinie nach F i g. 5 etwa um den Faktor 3 besser, was einem gegenüber einer Diode mit einer Kennlinie nach F i g. 3 auf ein Drittel verringerten differentiellen Innenwiderstand entspricht.

In F i g. 6 ist eine weitere Schaltung, bei der die Schaltung nach der Erfindung angewendet wird, dar-

gestellt. Der wesentliche Unterschied dieser Schaltung mit verbesserten Diodeneigenschaften gegenüber der nach F i g. 2 besteht darin, daß sie einen zusätzlichen Verstärker enthält, durch den der Innenwiderstand dieser Schaltung gegenüber der nach F i g. 2 weiter verringert wird. Wählt man die Verstärkung des Verstärkers genügend hoch, so läßt sich dadurch der Innenwiderstand der Schaltung auf Kosten ihrer Grenzfrequenz sehr weitgehend, d. h. bis auf wenige mß verringern. Die Schaltung unterscheidet sich von der nach F i g. 2 noch dadurch, daß der Kollektor des Transistors 1 und die mit ihm verbundene Klemme 3 über den Kollektorwiderstand Al an den Pluspol einer Betriebsstromquelle 6 angeschlossen sind. Der Widerstand R1 weist einen verhältnismäßig hohen Ohmwert auf, z. B. 20 kQ, damit schon bei kleinen Kollektorströmen des Transistors Tl ein großer Spannungsabfall am Widerstand R1 auftritt und damit möglichst wenig Basisstrom über ihn in den Transistor Γ 3 hineinfließt und dieser Transistor nicht zu sehr im Sättigungsbereich arbeitet. Sonst würde die Ansprechzeit dieser Transitorstufe wegen der Speicherzeit der in der Basis gespeicherten Minoritätsträger zu groß werden. Andererseits darf der Wert des Widerstandes auch nicht zu groß gewählt werden, weil bei zu kleinem Basisstrom für den Transistor T 3 dessen Kollektorpotential zu positiv wird und damit der Transistor T 4, wie das noch erläutert wird, zu bald leitend würde. Der den beiden Transistoren Π und Γ2 gemeinsame Basiswiderstand besteht in dieser Schaltung aus der Reihenschaltung eines Festwiderstandes R_{2 b} mit einem Abgleichwiderstand R_{2 a}. Mit letzterem wird der Schnittpunkt der in F i g. 8 dargestellten Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung nach F i g. 6 mit der Stromachse innerhalb bestimmter Grenzen festgelegt.

Der Eingang des die Transistoren Γ 3 und Γ 4 enthaltenden zweistufigen Zusatzverstärkers ist an die mit dem Kollektor des Transistors Π verbundene Klemme 3 angeschlossen, während der Ausgang des Verstärkers an die mit dem Emitter des Transistors Tl verbundene Klemme 1 angeschlossen ist, die der Kathode einer herkömmlichen Diode entspricht. Der Emitter der Transistorenstufe Γ 3 ist mit dem Minuspol einer Betriebsstromquelle 7, ihr Kollektor mit einer Klemme 8 und der Basis der nachfolgenden Transistorstufe Γ 4 sowie über den Kollektorwiderstand R 4 mit dem Pluspol der Betriebsstromquelle 7 verbunden. Der Kollektor der Verstärkerstufe T 4 ist über den Kollektorwiderstand R 5 mit dem Pluspol der Betriebsstromquelle 6 verbunden, während der Emitter mit der Ausgangsklemme 1 der Schaltung verbunden ist.

Die Wirkungsweise der Schaltung nach F i g. 6 ist folgende: Im Sperrzustand der Schaltung leiten die Transistoren Γ 2 und Γ 3, während die Transistoren Π und Γ 4 gesperrt sind. In diesem Zustand beträgt die Kollektor-Emitterspannung U_CE3 des Transistors Γ3 etwa 0,3 V, während seine Basis-Emitterspannung£7_ߣ3 etwa 0,75 V beträgt. Der Transistor Γ 3 arbeitet somit im Sättigungsbereich. Bei geeigneter Wahl der Betriebsstromquellen 6 und 7 bleibt der Transistor T 4 sicher gesperrt. Sobald das Potential der Klemme 1 der Schaltung wesentlich negativer wird als das des Verbindungspunktes 5, wird, wie das schon von der Beschreibung der Schaltungen nach den F i g. 1 und 2 bekannt ist, auch der Transistor Π leitend. Beide Transistoren Π und Γ2 führen jetzt etwa gleiche Emitterströme. Durch den beim Leitendwerden des Transistors Π fließenden Kollektorstrom wird der Basis des Transistors Γ 3 ein Teil des über den Widerstand Rl eingespeisten Basisstromes entzogen. Dieser Transistor wird daher beim Leitendwerden des Transistors Tl weniger leitend, wodurch sein Kollektorpotential ansteigt. Sobald dieses Kollektorpotential etwa 0,5 bis 0,6 Volt positiver wird als das Potential am Punkt 1 der Schaltung, beginnt der Transistor Γ 4 zu leiten.

Der nach dem Leitendwerden des Transistors TA aus der Klemme 1 herausfließende Strom wird zu mehr als 99% von dem Transistor TA geliefert. Daher weist die in F i g. 8 gezeigte Strom-Spannungs-Kennlinie der Schaltung nach Fi g. 6, die wieder den die Klemmen 1 und 2 durchfließende Strom in Abhängigkeit von der zwischen diesen Klemmen bestehenden Spannung darstellt, nach dem Leitendwerden des'Transistors Γ 4 einen fast senkrecht verlaufenden Teil auf, der den äußerst geringen differentiellen Innenwiderstand dieser Schaltung erkennen läßt. Der obere Knick der Kennlinie ist durch die Strombegrenzung bedingt, die der Widerstand RS bewirkt.

Fügt man eine Bezugsspannungsquelle zwischen der Klemme 2 und dem Erdpotential einer Schaltung, die die Diodennachbildung enthält, ein, so läßt sich die Kennlinie der Schaltung nach F i g. 6 längs der Spannungsachse nach links oder rechts verschieben. Entsprechendes gilt auch für die Kennlinien der Schaltungen nach F i g. 1 und 2.

Da die Basis-Emitterspannung der Transistorstufe Γ 3 temperaturabhängig ist, ist auch der Ansprechpunkt des Verstärkers noch geringfügig temperaturabhängig. Verwendet man an Stelle des Transistors Γ 3 und seine Kollektorwiderstandes R 4 die Schaltung nach F i g. 7, die zwei emittergekoppelte Transistoren Γ 5 und Γ 6 enthält, indem man den Verbindungspunkt der KollektorwiderständeR6 und Rl an den Pluspol und das untere Ende des Emitterwiderstandes R8 an den Minuspol der Betriebsstromquelle 7 anschließt, und den Punkt 9 mit dem Punkt 5 oder einer anderen geeigneten Bezugsspannungsquelle verbindet, so läßt sich die Temperaturabhängigkeit des Ansprechpunktes des Verstärkers eliminieren. Die Elimination ist hauptsächlich durch die gegensinnige Polung der beiden Basis-Emitterdioden der Schaltung nach F i g. 7 bedingt.

Die Wirkungsweise dieser verbesserten Schaltung ist folgende: Im Sperrzustand der Schaltung, d. h. solange kein Strom aus der Klemme 1 herausfließt, sind die Transistoren Tl und Γ 4 gesperrt, während die Transistoren T 2, T 5 leiten und der Transistor T 6 schwach leitend ist. Sobald das Potential an der Klemme 1 beim Absinken das der Klemme 2 annähert, wird auch der Transistor Π leitend. Die Transistoren Γ1 und Γ 2 führen dann etwa gleiche Emitterströme. Durch den beim Leitendwerden des Transistors Π an dessen Kollektorwiderstand R1 auftretenden Spannungsabfall wird der Transistor Γ 5 weniger leitend, so daß der Transistor T 6 einen Teil des Stromes, der vorher durch den Transistor T 5 floß, übernimmt, bis beide Transistoren Γ 5 und T 6 gleich stark leiten. Durch die Stromreduzierung im Transistor Γ 5 steigt dessen Kollektorpotential an, so daß der Transistor Γ 4 leitend wird und einen Strom zur Klemme 1 schickt.

Während bei den Schaltungen nach den F i g. 1, 2 und 6 der aus der Klemme 1 herausfließende Strom nach dem Durchfließen der angeschlossenen äußeren Schaltung wieder über die Klemme 2 zur Betriebsstromquelle der Diodennachbildung zurückfließt, und damit auch eine zwischen die Klemme 2 und das Erdpotential eingefügte Bezugsspannungsquelle belastet, ist diese Belastung der Bezugsspannungsquelle durch den aus der Klemme 1 herausfließenden Strom bei der Schaltung nach F i g. 9 vermieden. Hier wird die Bezugsspannung von einem parallel zur Betriebsstromquelle 6 liegenden Spannungsteiler P abgegriffen, dessen Abgriff mit der Klemme 2 verbunden ist. Das Schaltbild nach F i g. 9 läßt erkennen, daß der aus der Klemme 1 herausfließende Strom nach dem Durchfließen der äußeren Schaltung, die als Block 11 dargestellt ist, an der Klemme 10 in die Betriebsstromquelle zurückfließt und die Bezugsspannungsquelle nicht belastet.

Die geringe Temperaturabhängigkeit, die allen beschriebenen Schaltungen eigen ist, ist hauptsächlich durch die gegensinnig geschalteten Basis-Emitterdioden der Transistoren Π und Γ 2 bedingt. Erzeugt man diese beiden Transistoren in monolithischer Technik durch einen gemeinsamen Diffusionsprozeß und sorgt man durch eine geeignete Dimensionierung der Schaltung für nahezu gleiche Emitterströme in beiden Transistoren, dann erhält man einmal eine nahezu vollkommene Temperaturkompensation und zum anderen sehr kleine Fertigungsstreuungen der Vorwärtsspannung. Der in der Schaltung nach F i g. 6 vorgesehene Abgleichwiderstand R 2 α wird damit für die meisten Anwendungsfälle entbehrlich.

Grundsätzlich kann, wie das in den Fig. 10und 11 angedeutet ist, allen beschriebenen Schaltungen 12 ein passiver Zweipol Z (einfachstes Beispiel: reeller Widerstand) oder ein aktiver Zweipol Z der Klemme 1 oder der Klemme 2 vorgeschaltet werden, um für den Innenwiderstand der Kombination eine bestimmte gewünschte Charakteristik zu erzielen, die im wesentliehen durch den der Diodennachbildung vorgeschalteten Zweipol bedingt ist. Ebenso ist es möglich, die erfindungsgemäße Diodennachbildung in einen Vierpol einzubauen.

Die Bezugsspannung C/_ßer, die der Klemme 2 der Schaltungen zugeführt wird, kann beliebig gewählt werden. Sie kann daher auch die Ausgangsspannung eines Regelverstärkers sein. Damit läßt es sich erreichen, daß das Übergehen der Diodennachbildung vom Sperr- in den Durchlaßzustand und umgekehrt 5» einer vorgegebenen Regelfunktion folgt, um z. B. der Temperaturabhängigkeit anderer Bauelemente oder Schaltungen oder deren Spannungsempfindlichkeit zu begegnen.

Von den vielen Anwendungsmöglichkeiten der Diodennachbildung gemäß der Erfindung seien besonders genannt die Verwendung in sehr genau arbeitenden Begrenzerschaltungen, in Differentialverstärkern, in elektronischen Sicherungen und Regelverstärkern.

Claims (4)

Patentansprüche:

1. Schaltung zur Nachbildung einer Halbleiterdiode mit gegenüber einer herkömmlichen Halbleiterdiode verbesserten Eigenschaften und einstellbarer Diodenkennlinie,dadurch gekennzeichnet, daß die Basiselektroden zweier Transistor-Verstärkerstufen (Tl, Γ2; Fig. 1) miteinander verbunden und über einen Widerstand (R2) an den einen Pol der Betriebsstromquelle (4) angeschlossen sind und daß der Emitter der ersten Transistor-Verstärkerstufe (Tl), die durch geeignete Wahl des Basis- und Emitterpotentials im Sperrzustand der Diodennachbildung gesperrt und im Durchlaßzustand leitend ist, mit einer Klemme (1) verbunden ist, die der einen' Elektrode einer herkömmlichen Diode (z. B. der Kathode) entspricht, während der Emitter der zweiten, im Durchlaß- wie im Sperrzustand der Diodennachbildung leitenden Transistorstufe außer mit dem anderen Pol der Betriebsstromquelle (4) noch mit einer weiteren Klemme (2) verbunden ist, die der zweiten Elektrode (z. B. Anode) einer herkömmlichen Diode entspricht.

2. Schaltung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß der Kollektor der zweiten Transistor-Verstärkerstufe mit deren Basis verbunden ist.

3. Schaltung nach einem der Ansprüche 1 und 2, dadurch gekennzeichnet, daß der größte Teil des die Klemmen (1 und/oder 2) durchfließenden Stromes von einem Verstärker (Γ3, Γ 4) geliefert wird, dessen Eingang mit dem Kollektor der ersten Transistor-Verstärkerstufe (Γ1) und dessen Ausgang mit dem Emitter der ersten Transistor-Verstärkerstufe (Π) verbunden ist.

4. Schaltung nach Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, daß eine der Klemme (2), die mit dem Emitter der zweiten Transistorstufe (Γ2) verbunden ist, zuzuführende Bezugsspannung von einem parallel zur Betriebsstromquelle (6) liegenden Spannungsteiler (P) abgegriffen wird, so daß die durch den Spannungsteiler (P) gebildete Bezugsspannungsquelle nur mit dem geringen und quasi konstanten Emitterstrom der zweiten Transistorstufe (T 2) und nicht mit dem starken, die Klemme (1) durchfließenden Strom belastet wird.

Hierzu 1 Blatt Zeichnungen 009 548/317