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Die Erfindung betrifft einen Impulsfolgefrequenz-Diskriminator mit
einer Vergleichseinrichtung, mit dem es möglich ist, Impulse mit zwei unterschiedlichen
Folgezeiten zu unterscheiden und der sich infolge der Vermeidung von Spulen besonders
für die Ausführung in integrierter Technik eignet.
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In vielen technischen Fällen, z. B. bei der Datenübertragung, kommt
es darauf an, ein frequenzmodu liertes (frequenzumgetastetes) Signal zu demodulieren.
Für den Fall, daß z. B. das übertragene sinusförmige Signal jeweils eine von zwei
möglichen Frequnzen f1, f2 besitzt, besteht bei der Demodulation die Aufgabe, festzustellen,
ob die niedrigere Frequenz f2 oder die höhere Frequenz f1 vorliegt.
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Derartige Diskriminatoren sind in vielfältiger Form bekannt, z. B.
Flankendiskriminator, Ratiodetektor, Riegger-Kreis usw. Die Nachteile dieser Schaltungen
sind in den notwendigen nachgeschalteten Begrenzerverstärkern, die am Ausgang zwei
stabile Zustände bewirken sollen, und in der Verwendung von abgestimmten Schwingkreisen
bzw. gekoppelten Kreisen zu sehen. Die letztgenannten Schaltungsteile lassen sich
in einer integrierten, monolithischen Technik nicht herstellen.
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Da man am Ausgang der Demodulationsschaltung aber zum Erkennen der
übertragenen Information nur eine binäre Aussage benötigt, nämlich ob das Signal
die Frequenz fl oder f2 besitzt, kann man in einfacher Weise z. B. aus den Nulldurchgängen
der Schwingung je einen kurzen Impuls ableiten. Die Information ist hinreichend
durch die Folge der Nulldurchgangsimpulse fixiert.
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Die der Erfindung zugrunde liegende Aufgabe besteht nun darin, eine
Schaltung anzugeben, die die zeitliche Folge von Impulsen zu unterscheiden vermag,
d. h. die feststellt, ob zwei Impulse in der größeren Impulsfolgezeit trF
= t2, entsprechend der niedrigeren Frequenz f2, oder in der kleineren Impulsfolgezeit
trF = t1, entsprechend der höheren Frequenz f1, aufeinanderfolgen. Das Ergebnis
soll am Ausgang in der Form vorliegen, daß entsprechend den beiden möglichen Impulsfolgezeiten
jeweils einer von zwei stabilen Zuständen vorliegt. Die Folgezeit to, bei der die
Schaltung von einem zum anderen stabilen Zustand umschaltet, soll frei wählbar und
einstellbar sein.
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Erfindungsgemäß wird diese Aufgabe dadurch gelöst, daß die einzelnen
Impulse der Folge das Eingangssignal einer monostabilen Kippschaltung mit im Vergleich
zu ihrer Laufzeit (tss) sehr langen Erholzeit bilden, daß die während der Erholzeit
nach einer e-Funktion ansteigende Kollektorspannung des im stabilen Zustand gesperrten
ersten Transistors der monostabilen Kippschaltung die Eingangsgröße einer als Vergleichseinrichtung
wirkenden Schwellenwertschaltung bildet, wodurch .feststellbar ist, ob die zwischen
zwei Eingangsimpulsen ablaufende Erholzeit länger oder kürzer als eine kritische
Zeit (to) andauert, und daß dieses Vergleichsergebnis in einer Verriegelungsschaltung
mit zwei stabilen Zuständen speicherbar ist. Diese Verriegelungsschaltung ist dabei
gleichbedeutend mit einer bistabilen Kippschaltung.
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Als besonderer Vorteil dieser Schaltung ist anzusehen, daß sie völlig
ohne Spulen und nur mit einer äußerst geringen Anzahl von Kondensatoren realisiert
werden kann. Dadurch läßt sich in eleganter Weise die Realisierung in integrierter
Technik erreichen. Bekanntlich bedeutet es in dieser Technik keine besondere Schwierigkeit
und keinen großen Mehraufwand, eine größere Anzahl von Transistoren oder Dioden
vorzusehen. Diese sind im Gegenteil mit weniger Aufwand an Platz, Arbeitsgängen
und mit größerer Genauigkeit als Widerstände und Kondensatoren herzustellen. Die
Anzahl der Transistoren ist demnach kein gerechtfertigtes Maß mehr für die technische
Fortschrittlichkeit einer Schaltung, zumindest nicht in der monolithischen Technik.
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Einzelheiten der Erfindung sollen durch die folgende, näher ins einzelne
gehende Beschreibung eines Ausführungsbeispieles und die Zeichnungen deutlich werden.
Es zeigt F i g. 1 das Eingangs- und Ausgangsimpulsdiagramm zur Verdeutlichung der
Aufgabenstellung, F i g. 2 ein Ausführungsbeispiel des Impulsfolgefrequenzdiskriminators,
F i g. 3 und F i g. 4 Spannungszeitverläufe an verschiedenen Punkten der Schaltung.
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Am Eingang E der Schaltung (F .i g. 1) liegt eine Reihe von negativen
Impulsen (es können natürlich auch positive Impulse sein), die jeweils im zeitlichen
Abstand t1 bzw. t2 aufeinanderfolgen. Der Ausgang A der Schaltung soll nun zwei
stabile Zustände einnehmen können, je nachdem an E eine Impulsfolge mit den Folgezeiten
t1 < to oder t2 > to anliegt. Die Zeit to ist die kritische Folgezeit,
bei der die Schaltung gerade umschlägt.
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Ein Ausführungsbeispiel der Schaltung ist in F i g. 2 dargestellt,
die einzelnen Schaltungsteile sind in an sich bekannter Weise konventionell aufgebaut;
die gesamte Schaltung arbeitet wie folgt: Ein wesentlicher Teil der Schaltung ist
die aus T3 und T4 bestehende monostabile Kippschaltung. Diese ist an sich konventionell
aufgebaut. Eine Besonderheit besteht allerdings darin, daß R4 sehr viel kleiner
als RS gewählt ist, wodurch die für die Laufzeit der monostabilen Kippschaltung
zuständige Zeitkonstante a = C2 # R4 sehr viel kleiner als die für die Erholzeit
zuständige Zeitkonstante z = C2 - RS wird. Die monostabile- Kippschaltung arbeitet
laut Impulsdiagramm F i g. 3 wie folgt: Am Eingang E liegt eine solche Spannung
an, daß der Emitterfolger T1 leitend ist, wodurch die Basisstufe TZ gesperrt ist.
T3 ist in Sättigung leitend, wodurch T4 gesperrt gehalten wird. Über die leitende
T3-Basis-Emitter-Diode wird C2 einseitig niederohmig mit Masse verbunden. Die T4-Kollektorspannung
wird demnach entsprechend der Zeitkonstanten C2 - Rs auf die Versorgungsspannung
+6 V zulaufen und, wenn der Ruhezustand genügend lange anhält, die -I-6 V schließlich
auch erreichen.
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Wird jetzt an den Eingang E ein negativer Impuls gelegt, so wird für
die Dauer des _Impulses_ T1 gesperrt und TZ leitend. Am Zustand von T3 und T4 ändert
sich nichts, jedoch, wird Q umgeladen. Die positive Rückflanke des Impulses wird
jedoch über Cl auf T4 übertragen, wodurch T4 leitend wird. Dadurch wird die Kollektorspannung
von T4 auf etwa 0 V heruntergezogen. Der negative Sprung am TO-Kollektor überträgt
sich über C2 auf die Basis von T3, wodurch T3 gesperrt wird. T4 wird dann über R3Dl
weiterhin in Sättigung leitend gehalten. Cl kann daher so klein gehalten werden,
daß die positive Rückflanke des Eingangsimpulses gerade eben T4 leitend macht und
die Rückkopplungsschleife über C2T@Dl aktiviert. Die Impulszeit tss der monostabilen
Kippschaltung wird daher nur durch C2 - R4, aber nicht durch Cl bestimmt.
Gerade dadurch paßt sich Cl besonders
gut an die Erfordernisse für
eine integrierte Herstellung an, denn der Kapazitätswert kann erstens sehr klein
sein und darf ruhig große Toleranzen haben. Nach dem negativen Spannungssprung am
TO-Kollektor und der T3-Basis läuft das T3-Basispotential, wie bei jeder monostabilen
Kippschaltung, mit der Zeitkonstanten C2- R4 wieder in positive Richtung, so lange,
bis T$ wieder leitend wird, wodurch TO wieder gesperrt wird. Die so entstehende
Zeit tss ist in F i g. 3 eingetragen.
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Sobald jedoch T3 wieder leitend und TO wieder gesperrt ist,
ist der Ruhezustand wiederhergestellt, so daß jetzt das TO-Kollektorpotential wieder
mit der Zeitkonstanten C2R5 in positive Richtung zu laufen beginnt. Dies geschieht
so lange, bis der nächste Eingangsimpuls den Vorgang sich wiederholen läßt.
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Wählt man nun R4 und R5 so aus, daß die Zeit tss der monostabilen
Kippschaltung extrem kurz gegenüber der Impulsfolgezeit tIF ist (und zwar wesentlich
kürzer als aus zeichnerischen Gründen in F i g. 3 dargestellt), dann ergeben sich
Verhältnisse, wie sie das Impulsdiagramm F i g. 4 zeigt: Solange die Eingangsimpulse
mit der kurzen Zeit t1 < to aufeinanderfolgen, kann die TO-Kollektorspannung
nur bis zur Höhe U1 < UB" auflaufen, sodann wird sie, wie oben dargestellt,
durch den nächsten Impuls wieder zurückgestellt. Erfolgt die Impulsfolge jedoch
mit der längeren Zeit t2 > to, dann kann die TO-Kollektorspannung bis zur
Höhe U2 > UB,; auflaufen, bis sie durch den nächsten Impuls wieder zurückgestellt
wird.
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Die Höhe der TO-Kollektorspannung wird nun in einfacher Weise durch
den Stromübernahmeschalter T5T8 abgefühlt (Schwellenwertschaltung). Durch den einstellbaren
Spannungsteiler R6R7R8 wird die Referenzspannung UBe (an der Basis von To) gebildet.
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Solange die TO-Kollektorspannung UCO = T5-Basisspannung UB5
kleiner als die Referenzspannung UBe an der T6-Basis ist, solange also Uc4
= UB5 < UBe, ist T5 gesperrt und T8 leitend. Ist dagegen Uc4
= UB5 > UBe, dann ist T5 leitend und Tg gesperrt. Der Umschaltpunkt
ergibt sich bekanntlich, wenn UB.5 = UB o,
sofern T5 und Tg vom gleichen
Typ sind, so daß man die Basis-Emitter-Spannungsabfälle als etwa gleich voraussetzen
darf (UBE5 = UBEC).
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Am T5-Kollektor tritt demnach eine Impulsfolge auf, wie sie in F i
g. 4 gezeigt ist: Bei schneller Eingangsimpulsfolge t1 bleibt T5 dauernd gesperrt;
bei langsamer Eingangsimpulsfolge t2 wird T5 periodisch leitend, wodurch T5-Kollektorimpulse
auftreten.
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T7 und T8 bilden zusammen einen Verriegelungskreis. Setzt man zunächst
voraus, daß der Verriegelungskreis ausgeschaltet ist, d. h. T7 und T8 sind beide
gesperrt (T8 ist ein PNP-Transistor), dann wird dieser Zustand so lange andauern,
wie auch T5 gesperrt bleibt. Der Ausgang A wird dann etwa 0 V haben.
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Sobald aber T5 leitend wird, wird durch den T5-Kollektorimpuls auch
T8 leitend, wodurch auch T7 leitend wird. Der Verriegelungskreis ist damit eingeschaltet,
und der Ausgang A hat ein Potential von etwa +6 V. T5 kann jetzt wieder gesperrt
werden; der Verriegelungskreis bleibt trotzdem eingeschaltet, da T7 und T8 sich
gegenseitig im EIN-Zustand halten. Ein einmaliger kurzer T5-Kollektorimpuls wird
demnach über T7T8 gespeichert.
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Für die Dauer eines jeden negativen Impulses am Eingang E wird T1
gesperrt und dadurch T2 leitend. Der leitende T2 sperrt den Verriegelungs-Rückkopplungstransistor
T7. Der Verriegelungskreis T7T8 wird also für die Dauer eines jeden negativen Eingangsimpulses
in seine AUS-Stellung zurückgestellt.
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Solange aber die lange Zeit t. > to vorhanden ist, ist T6 während
des Rückstellvorgangs noch leitend, wie aus F i g. 4 hervorgeht. Die Rückstellung
der TO-Kollektorspannung = T5-Basisspannung erfolgt nämlich, wie oben beschrieben,
erst mit der Rückflanke des Eingangsimpulses. Demnach wird zwar T7 über T2 während
der Dauer eines jeden Eingangsimpulses gesperrt, aber T8 bleibt leitend, da während
dieser Zeit gerade T5 leitend ist. T5 wird dagegen erst wieder abgeschaltet (Rückflanke
von E), wenn T7 schon wieder leitend ist. T8 bleibt damit so lange leitend und der
Ausgang A bleibt so lange auf etwa +6 V, wie eine Eingangsimpulsfolge t2
> to vorliegt.
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Ändert sich jedoch die Eingangsimpulsfolge erneut auf die kurze Zeit
t1 < to, dann wird mit dem nächsten Eingangsimpuls, der T7 über T2 sperrt, auch
T8 gesperrt werden, da T5 zu diesem Zeitpunkt (wegen der kurzen Zeit < to) auch
noch gesperrt ist. Der Verriegelungskreis wird damit endgültig auf seine Ruhelage,
die AUS-Stellung, zurückgestellt werden.
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Man sieht, daß die gestellte Forderung erfüllt ist: Der Ausgang A
bleibt in einem stabilen Zustand (etwa 0 V), solange am Eingang E eine schnelle
Impulsfolge mit Zeiten t1 < to anliegt. Sobald die Impulsfolge die kritische
Folgezeit to überschreitet, schaltet der Ausgang A auf seine andere stabile Lage
(etwa -I-6 V) um und bleibt so lange in dieser Lage stehen, wie die Folgezeit t2
> to anhält. Unterschreitet die Impulsfolgezeit erneut die kritische Zeit to, dann
schaltet A wieder auf etwa 0 V zurück. Die genaue Länge der kritischen Zeit to kann
am Potentiometer R7 eingestellt werden.