DE1203395B - Schaltung zur vertikalen magnetischen Strahlablenkung einer Elektronenstrahlroehre - Google Patents

Description

BUNDESREPUBLIK DEUTSCHLAND

DEUTSCHES

PATENTAMT

AUSLEGESCHRIFT

Int. α.:

HOIj

Deutsche Kl.: 21g-13/40

Nummer:
Aktenzeichen:
Anmeldetag:
Auslegetag:

N 22297 VIII c/21g
30. Oktober 1962
21. Oktober 1965

Die Erfindung betrifft eine vertikale Ablenkschaltung, die folgende Elemente umfaßt: eine Transistorverstärkerausgangsstufe; ein Aufladenetzwerk mit einem Kondensator für die Zufuhr einer sägezahnförmigen Steuerspannung an den erwähnten Transistor; einen Oszillator mit einem Entladekreis, der parallel zum Kondensator geschaltet ist, um diesen während der Rücklaufperioden periodisch zu entladen, und der als Schaltelement eine Halbleitervorrichtung enthält; eine Gleichstromkopplung von dem erwähnten Aufladenetzwerk zur Basis des Ausgangstransistors, die den Spannungspegel und die Wellenform der Speisespannung nahezu ungeändert übertragen kann; eine direkte, symmetrisch leitende Gleichstromverbindung von dem erwähnten Oszillatorkreis nach dem erwähnten Aufladenetzwerk, die einen Teil des erwähnten Entladekreises bildet, sowie Mittel, welche den erwähnten Entladekreis und die Gleichstromverbindung enthalten, um die Basisspannung des Ausgangstransistors am Anfang jedes Hinlaufs auf einem festen Spannungspegel festzulegen, wobei eine Restspannung gleich dem Spannungsabfall über den Entladekreis am Anfang des Schlags infolge des durch diesen Entladekreis am Ende des vorhergehenden Rücklaufs fließenden Stroms auftritt.

Eine solche Schaltungsanordnung ist aus der USA.-Patentschrift 2913 625 bekannt.

Die Gleichstromkupplung, die in dieser Patent-Schaltung zur vertikalen magnetischen
Strahlablenkung einer Elektronenstrahlröhre

Anmelder:

N. V. Philips' Gloeilampenfabrieken,

Eindhoven (Niederlande)

Vertreter:

Dipl.-Ing. E. E. Walther, Patentanwalt,

Hamburg 1, Mönckebergstr. 7,

Als Erfinder benannt:
Brian Emest Attwood,
Burstow, Surrey (Großbritannien)

Beanspruchte Priorität:

Großbritannien vom 2. November 1961 (39 267), vom 27. Juni 1962 (24 704) - -

Um diese Schwierigkeit zu beheben, enthalten nach der Erfindung die erwähnten Pegelfestlegemittel eine Rückstellwicklung, die in Reihe mit dem Entladekreis geschaltet ist und in die Rücklaufschrift beschrieben wird, hat verschiedene Vorteile, 30 impulse mit einer solchen Polarität und Amplitude d. h.: induziert werden, daß die Restspannung während

der Rücklaufperiode nahezu vollständig unterdrückt wird.

Ein weiterer Vorteil der Rückstellwicklung nach der Erfindung besteht darin, daß der Ausgangstransistor während des Rücklaufs besser gesperrt wird. Wenn lediglich ein Auflade- und ein Entladenetzwerk benutzt werden und das Aufladenetzwerk für Gleichstrom mit dem Ausgangstransistor ge-

ist, da der Widerstand des Entladekreises während 40 koppelt ist, erreicht die Spannung an der Eingangsdes Rücklaufs nicht Null ist. elektrode des Ausgangstransistors nicht den zum

Da zwischen dem Aufladenetzwerk und dem Aus- Sperren des Transistors während der Rücklaufgangstransistor eine Gleichstromkupplung vorgesehen periode erforderlichen Pegel. Indem für die Rückist, wird die erwähnte Restspannung auch dem Aus- Stellwicklung eine passende Anzahl von Windungen gangstransistor zugeführt, so daß sie den Ausgangs- 45 vorgesehen wird, kann die Amplitude des dieser transistor am Anfang jedes Hinlaufs steuert. Infolge- Rückstellwicklung entnommenen Impulses größer dessen fließt bereits ein Strom durch diesen Ausgangstransistor am Anfang jedes Hinlaufs, während
in dem betreffenden Augenblick gar kein Strom
fließen darf. Es tritt somit ein Verlust an Gleich- 50
Stromleistung auf, wodurch die Verlustleistung des
Ausgangstransistors vergrößert wird.

1. Eine Schaltungsanordnung ist praktisch unabhängig von Temperaturschwankungen;

2. die Empfindlichkeit der Schaltungsanordnung ist besser, und

3. die Speisequelle braucht weniger Strom zu liefern.

Es tritt nur die eine Schwierigkeit auf, daß eine Restspannung am Anfang des Hinlaufs vorhanden gemacht werden als der Wert der Restspannung, so daß der Ausgangstransistor während der Rücklaufzeit richtig gesperrt wird.

Eine mögliche Ausführungsform einer vertikalen Ablenkschaltung nach der Erfindung wird nachstehend an Hand der Zeichnungen näher erläutert.

509 718/366

3 4

Es zeigt Ablenkspule L_y gemeinsam mit der Drosselspule L_c

Fig. 1 eine erste Ausführungsform der Schaltungs- aufgenommen, die als eine zusätzliche induktive Be-

anordnung mit einem Transistorblockieroszillator mit lastung des Ausgangstransistors betrachtet werden

der in die Emitterleitung eingefügten Rückstellwick- kann,

lung, 5 In den Emitterkreis des Transistors Γ 3 ist ein

Fig. 2 die durch das Auflade- und Entladenetz- Widerstand RlS zur Rückkopplung eingefügt. An

werk erzeugte Spannung, erster Stelle ist diese Rückkopplung eine Stromrück-

F i g. 3 einen Blockieroszillator, wobei die Rück- kopplung für den Ausgangstransistor an sich, und Stellwicklung mit dem Kollektor des Transistors ver- über den Widerstand R16 ist sie eine Spannungsbunden ist, ¹⁰ rückkopplung nach dem Verbindungspunkt der Kon-

Fig.4 eine weitere Ausbildung der Schaltungs- densatoren C12 und C13. Die Rückkopplung über

anordnung, wobei eine Vierschichtendiode als den Widerstand R16 dient zur Verbesserung der

Schaltelement verwendet wird, und Linearität der Sägezahnspannung, welche durch das

Fig. 5 die Spannung über der induktiven Be- Auflade- und Entladenetzwerk erhalten wird,

lastung in dem Kollektorkreis des Ausgangstran- *5 Zunächst werden die Wicklung Lb3 und der

sistors. Emitterwiderstand R2, d. h. ein Widerstand mit

Nach F i g. 1 wird die Sägezahnspannung zur negativem Temperaturkoeffizienten zum Ausgleich Steuerung des Ausgangstransistors Γ 3 durch ein von Temperaturschwankungen in dem Transistor Tl, Aufladenetzwerk, das aus einem Widerstand R13 außer Betracht gelassen; es wird weiter unten das ■und Kondensatoren C12 und C13 besteht, und ein a° Auftreten der Restspannung V_n wie vorstehend er-Entladenetzwerk erzeugt, das aus einer Diode Dl wähnt, näher erläutert. Während der Rücklaufzeit und einem als Sperrschwinger geschalteten Transistor werden der Transistor Tl und die Diode Dl leitend Tl gemeinsam mit den Transformatorwicklungen gemacht, so daß die Kondensatoren C12 und C13 LbI und Lb2 und dem aus einem Widerstand Rl sich über die Diode Dl, den Transistor Tl und den und einem Kondensator Cl bestehenden Netzwerk as Widerstand Rl entladen können. Da diese Elemente besteht. Durch den Widerstand Rl kann die Fre- einen bestimmten Widerstandswert haben, können quenz der Sägezahnspannung verändert werden, die die Kondensatoren C12 und C13 sich nicht volldurch das erwähnte Auflade- und das Entladenetz- ständig entladen, so daß eine Restspannung V_r zuwerk erhalten wird. Durch den Widerstand Ä13 rückbleibt. Wenn nach der Rücklaufzeit der Trankann die Amplitude "dieser Sägezahnspannung ein- 3o sistor Tl und die Diode Dl wieder gesperrt werden, gestellt werden. Die Diode Dl ist zur Verbesserung werden die Kondensatoren C12 und C13 sich wieder der Aufladefunktion des Netzwerkes in den Kreis über den Widerstand R13 aufladen, und die dann aufgenommen, da sonst der Leckstrom des Tran- erzeugte Sägezahnspannung wird, wie in F i g, 2 darsistors Π während dessen Blockierzeit die Säge- gestellt, von der Restspannung V₁. ausgehen. Da der zahnspannung über den Kondensatoren C12 und 35 Punkt B gleichstrommäßig mit dem Transistor Γ3 C13 verzerren würde. gekoppelt ist, zieht dieser Transistor bereits einen

Wie vorstehend erwähnt, muß das Aufladenetz- gewissen Strom am Anfang des Hinlaufs, was durch

werk für Gleichstrom mit dem Ausgangstransistor die neigende Linie der Sägezahnspannung in Fig. 2

gekoppelt werden, und zu diesem Zweck wird der angedeutet wird. Der den Ausgangstransistor Γ3

Punkt B des Aufladenetzwerkes direkt mit der Basis 40 durchfließende Strom muß jedoch am Anfang des

des Verstärkertransistors Tl verbunden. Dieser Ver- Hinlaufs Null sein, da sonst Gleichstrom verloren-

stärkertransistor ist als Emitterfolgetransistor ge- geht, so daß die Verlustleistung des Transistors Γ 3

schaltet, und zu diesem Zweck ist der Widerstand erhöht wird. Aus Fig. 2 ist weiter ersichtlich, daß

RlS in den Emitterkreis des Transistors Tl auf ge- die erhaltene Steuerspannung den Ausgangstransistor

nommen. Der Emitter des Verstärkertransistors Tl 45 T 3 während der Rücklaufzeit nicht hinreichend

ist wieder direkt mit der Basiselektrode des Aus- sperrt.

gangstransistors Γ3 verbunden, wodurch die Gleich- Um diese Schwierigkeiten zu beseitigen, ist die

Stromkopplung zwischen dem Aufladenetzwerk und Rückstellwicklung Lb 3 in den Emitterkreis des

dem Ausgangstransistor erhalten wird. Transistors Tl aufgenommen. Diese Rückstellwick-

Wie anfangs erwähnt, ist einer der Vorteile der 50 lung ist magnetisch mit den Transformatorwicklun-Gleichstromkupplung der, daß die Schaltungsanörd- genL&l und Lb derart gekoppelt, daß ein Spannung praktisch unabhängig von Temperaturschwan- nungsimpuls mit einer Polarität erzeugt wird, die der kungen ist. Dies wird dadurch erreicht, daß die der Restspannung V_x. entgegengesetzt ist. Diese beiden Transistoren Tl und T 3 durch eine Span- Spannung stellt somit sicher, daß keine Restspannung an ihren Basen gesteuert werden. Die Steilheit 55 nung bei der dem Transistor Γ 3 zugeführten Steuer-Cd ijd V_b) der Transistoren Tl und Γ 3 bedingt so- spannung vorhanden ist und der Ausgangstransistor mit deren Verstärkung. Die Steilheit eines Tran- Γ 3 am Anfang des Hinlaufs nicht von Strom durchsistors ist weniger abhängig von der Temperatur als flössen wird, während außerdem eine gute Sperre des der Faktor α = i_c/i_b. Um jedoch sicherzustellen, daß Transistors Γ3 sichergestellt wird,
auch der Transistor T 3 durch eine Spannung ge- 60 Unter Umständen ist es möglich, den Sperrsteuert wird, ist der Verstärkertransistor Tl als schwinger so aufzubauen, daß die Rückstellwicklung Emitterfolgetransistor geschaltet, so daß die Aus- Lb 3 gleichzeitig als Rückkopplungswicklung wirkt gangsimpedanz dieses Transistors bedeutend niedri- und die Wicklung Lb 1 entfallen kann,
ger ist als die Eingangsimpedanz des Transistors T3, Fig. 3 zeigt einen Sperrschwinger, der gegenüber wodurch die Spannung über dem Widerstand R14 65 dem Sperrschwinger nach Fig. 1 etwas abgeändert die Steuerung des Transistors Γ 3 bedingt. In den ist. Die Rückstellwicklung Lb 3 ist in diesem Fall Kollektorkreis des Ausgangstransistors T 3 ist die zwischen der Anode der Diode D1 und dem Kollek-Reihenschaltung des Koppelkondensators C_y und der tor des Transistors Tl eingeschaltet. Die Wirkungs-

Claims (1)

1. 5 6

   weise dieser Rückstellwicklung ist gleich der der während dieser Wert sogar noch größer ist, wenn der Rückstell wicklung Lb 3 nach Fig. 1, da die Rück- Wert des Widerstands RlS niedriger ist. Es fließt Stellwicklung Lb 3 nur die passende Anzahl von auch ein unnützer Gleichstrom durch T 2, aber Windungen zu haben braucht und die Entladebahn dessen Wert ist erheblich niedriger,
   der Kondensatoren C12 und C13 aufgenommen ist. 5 Es sei bemerkt, daß der Emitterwiderstand RlS Eine andere Ausführungsform der Schaltungs- nicht stets von wesentlicher Bedeutung ist, aber, wie anordnung nach der Erfindung ist in F i g. 4 darge- vorstehend erwähnt, ist dessen Anwendung vorteilstellt. Der Sperrschwinger ist hier durch eine Vier- haft.

   schichtendiode O ersetzt, die als Schaltelement be- Obgleich alle Figuren einen Verstärkertransistor nutzt und durch Synchronisierimpulse an der ίο Γ 2 zeigen, wird es einleuchten, daß er weggelassen Klemme 5 gesteuert wird. Diese Vierschichtendiode O werden kann, wenn die Verstärkung des Ausgangswird jeweils durch einen der Klemme S zugeführten transistors T 3 hinreichend hoch ist, um die erImpuls leitend gemacht, wodurch sich die Konden- wünschte Amplitude des Sägezahnstroms durch die satoren C12 und C13 entladen, welche über den Ablenkspule L₃, zu erzielen. Ohne den Transistor Widerstand R13 aufgeladen worden sind. Da kein 15 Γ2 kann die Basis des Transistors Γ3 direkt mit Sperrschwinger in der Schaltung vorhanden ist, ist dem Punkt B verbunden werden,
   die Rückstellwicklung Lb 3 mit der Drosselspule L_c Durch die Erniedrigung oder die Unterdrückung in dem Kollektorkreis des Ausgangstransistors Γ 3 von V_r wird nicht nur der unnütze Gleichstrom durch gekoppelt. Die über der Belastung L_c erzeugte Γ 2 erniedrigt oder unterdrückt, sondern ergibt sich Spannung ist in F i g. 5 dargestellt. Aus dieser Figur so auch der zusätzliche Vorteil, daß die Einwirkung ergibt sich, daß ein Impuls während der Rückläufzeit von Änderungen der Toleranzen von Einzelteilen tl-t2 erzeugt wird, der in die RückstellwicklungLb3 und der Transistoren und des Gleichstroms (infolge induziert wird, die in diesem Fall magnetisch mit der V₁) auf vernachlässigbare Werte herabgemindert Drossel L_c gekoppelt und zwischen dem Konden- wird, infolge der bereits geringen Kollektorströme sator C12 und der Vierschichtendiode O eingeschal- 25 beim Nähern der Sperrspannung infolge der Biegung tet ist. Es wird einleuchten, daß der erwünschte der V_6e//_e-Kennlinien des Verstärker- und Ausgangs-Impuls durch passende Wahl der Windungszahl der transistors. Dies ist besonders wichtig bei der Serien-Wicklung Lb3 und des erwünschten Wickelsinnes herstellung von Fernsehempfängern, da individuelle erzielt werden kann, so daß die Polarität des Impul- Instramentalprüfung der richtigen Wirkung nicht ses der Polarität der Restspannung V₁. entgegen- 30 notwendig ist. Es genügt die übliche Höhe der gesetzt ist. »Halte- und Linearitätseinstellungen« visuell einzu-

   Beispielsweise folgen weiter unten einige Werte stellen.

   für die in der Schaltungsanordnung benutzten Einzel- Bei der Schaltungsanordnung nach F i g. 2 könnte,

   teile nach F i g. 4 für die vertikale Ablenkung in wenn V₁. auf Null herabgesetzt ist, eine Nichtlineari-

   einem 405- oder 625-Zeilen-Fernsehempfänger mit 35 tat der Abtastung unter bestimmten Verhältnissen

   einer Ablenkung von 110° und einer Strahlbeschleu- auftreten, wenn ein Ausgangstransistor mit einem

   nigungsspannung von 16 kV. sehr hohen I_c „-Leckstrom benutzt wird und eine

   sehr hohe Temperatur auftritt. Sogar unter diesen

   Hochspannung(V_cc) ... 15kV äußerst schweren Bedingungen werden nicht mehr

   Transistor T 2 Mullard OC 81 40 als 5% des Anfangs der Abtastung verzerrt. Da eine

   Transistor Γ 3 Mullard OC 28 Fernsehbildröhre gewöhnlich mit einer Toleranz von

   Widerstand R13 2 k Ohm ->% abgetastet wird, ist diese Nichtlinearität nicht

   -iTfj χ j π -«-· -i on ™_ sichtbar. Diese Nichtlinearität ist auf den Leckstrom

   Widerstand R14 180 Ohm _{durch deQ Basiskreis des} Ausgangstransistors zurück-

   Widerstandi?15 3,3 Ohm ₄₅ zuführen, wodurch der Emitter von T2 negativ vor-

   Widerstand R 16 50 Ohm gespannt wird (dies erfolgt somit nicht beim Fehlen

   Kondensator C12 100 μΗ für 110° des Transistors Γ2). Wenn es unter kritischen Ver-

   Ablenkung hältnissen unannehmbar erscheint, daß diese NichtKondensator C13 .25 uH für 100° linearität in einem Empfänger auftritt, kann ein einAblenkung ⁵° f^acnes Brückennetzwerk verwendet werden, um den „ j , y-, innn τ- Emitter von Γ 2 positiv zu machen, so daß wieder

   Kondensator C₃, 1000 μΡ Leitfähigkeit erzielt wird. Ein solches i?C-Netzwerk

   Drosselspule L_c 200 mH bei 400 mA, ^rd _zwi_schen dem Verbindungspunkt von Cl und

   0,95 Ohm R1 _un(j dem Emitter von T 2 eingeschaltet und kann

   Spule L_y 21 mH, 9 Ohm 55 aus einem Kondensator von 10 μΡ in Reihe mit

   Wicklung Lb3 20 Windungen, einem Widerstand von 820 Ohm bestehen.

   etwa 0,5 Ohm Patentansprüche:

   In diesem Fall sind die Werte von V₁. und V_m 1. Schaltung zur vertikalen magnetischen

   etwa 0,3 V bzw. 1,5 V (der Wert V_m ist die mittlere 60 Strahlablenkung einer Elektronenstrahlröhre, die

   Spannung der Sägezahnspannung nach F i g. 2). in Kombination folgende Elemente umfaßt: eine

   Obgleich der Wert (in diesem Fall 0,3 V) der Rest- Transistorverstärkerausgangsstufe; ein Aufladespannung V₁, klein ist im Vergleich zu der Ampli- netzwerk mit einem Kondensator für die Zufuhr tude der Sägezahnspannung, ist diese Spannung groß der sägezahnförmigen Steuerspannung an diesen genug, um einen erheblichen unnützen Gleichstrom 65 Transistor; einen Oszillator mit einem Entladedurch den Transistor Γ 3 fließen zu lassen. Dieser kreis, der parallel zum Kondensator geschaltet unnütze Gleichstrom kann z. B. 15 bis 20% des ist, um diesen während der Rücklaufperioden Gesamtkollektorstroms des Transistors Γ 3 betragen, periodisch zu entladen, und der mit einer als

   Schaltelement verwendeten Halbleitervorrichtung versehen ist; eine Gleichstromkopplung von dem erwähnten Aufladenetzwerk her nach der Basis des Ausgangstransistors, die den Spannpegel und die Wellenform der Speisespannung praktisch ungeändert übertragen kann; eine direkte, symmetrisch leitende Gleichstromverbindung des erwähnten Oszillatorkreises mit dem erwähnten Aufladenetzwerk, die einen Teil des erwähnten Entladekreises bildet, und Mittel, die den erwähnten Entladekreis und die Gleichstromverbindung enthalten, zum Festlegen der Basisspannung des Ausgangstransistors am Anfang jedes Hinlaufs auf einem festen Spannungspegel, wobei eine Restspannung gleich dem Spannungsabfall über den erwähnten Entladekreis am Anfang des Hinlaufs infolge des durch diesen Entladekreis fließenden Stroms am Ende des vorhergehenden

   Rücklaufs auftritt, dadurch gekennzeichnet, daß die erwähnten Pegelfestlegemittel eine Rückstellwicklung enthalten, die in Reihe mit dem Entladekreis geschaltet ist und in die Rücklaufimpulse von solcher Polarität und die Amplitude induziert werden, daß die Restspannung während der Rücklaufperiode mindestens nahezu unterdrückt wird.

   2. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, daß die Rücklaufimpulse in die Rückstellwicklung aus dem Kollektorkreis der Ausgangsstufe induziert werden,

   3. Schaltungsanordnung nach Anspruch 1, wobei der Oszillatorkreis durch einen Transistorsperrschwinger mit einem Transformator gebildet wird, dadurch gekennzeichnet, daß die Rückstellwicklung magnetisch mit diesem Transformator gekoppelt ist.

   Hierzu 1 Blatt Zeichnungen

   509 718/366 10.65 © Bundesdruckerei Berlin