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Schaltungsanordnung zur Korrektur des aussteuerungsabhängigen Phasenwinkels
bei magnetischen Modulatoren Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung zur
Korrektur des aussteuerungsabhängigen Phasenwinkels bei aus spannungssteuernden
Magnetverstärkern in Gegentaktschaltung mit Wechselspannungszugang bestehenden magnetischen
Modulatoren, die zur Umformung von kleiner Gleich- in Wechselspannung dienen.
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In der Regelungstechnik werden im steigenden Maße Dreipunktregler
eingesetzt, bei denen die verschiedenen Eingänge galvanisch getrennt sind.
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Es sind Regler bekannt, die aus einem, magnetischen Vorverstärker,
zwei magnetischen Kippverstärkern und zwei Schaltrelais bestehen. Je nach Polarität
der Summe der Eingangsgleichströme
bringt der ausgesteuerte magnetische Vorverstärker einen der beiden magnetischen
Kippverstärker zum Kippen, der das zugehörige Schaltrelais schaltet. Diese Anordnung
hat den Nachteil, daß drei relativ aufwendige Magnetverstärker benötigt werden und
durch die Reihenschaltung von Vor- und Kippverstärkern die Zeitkonstante vergrößert
wird. Einen wesentlich geringeren Aufwand benötigt folgende Anordnung. Sie besteht
nach F i g. 1 aus einem Modulator Mo
(magnetischer Mischverstärker), Wechselstromverstärker
Ve und phasenempfindlichen Demodulator De.
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Im Modulator Mo wird die Summe der galvanisch getrennten Eingangsgleichströme
in eine Wechselspannung umgeformt, im weiteren Steuerwechselspannung Ust genannt;-
deren Phasenlage sich bei Umkehr der Polarität der Eingangsgleichströme
um 180° ändert. Der Wechselspannungsverstärker Ve verstärkt die Steuerwechselspannung
Ust, die im phasenempfindlichen Demodulator De das Schalten der darin enthaltenen
Schaltrelais A,B steuert.
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Es wird das Schaltrelais geschaltet, bei dem die positive Halbwelle
der Betriebsspannung UB mit der negativen Halbwelle der Steuerwechselspannung
Ust (F i g. 2) koinzidiert: Da die positiven Halbwellen der Betriebsspannung
UB der beiden Schaltrelais um 180° gegeneinander verschoben sind, können
somit die Schaltrelais A,B in Abhängigkeit von der Polarität der Eingangsgleichströme
geschaltet werden (F i g. 2).
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Sind die Eingangsgleichströme
gleich Null, so ist die Steuerwechselspannung gleich Null und beide Schaltrelais
abgefallen. Bei dieser Anordnung ist Voraussetzung, daß der Phasenwinkel cp zwischen
der negativen Halbwelle der Steuerwechselspannung Ust und einer der um 180° gegeneinander
verschobenen positiven Halbwellen der Betriebsspannung UB der beiden Schaltrelais
A,B klein ist. Der Phasenwinkel 99 ist jedoch von der Aussteuerung des Modulators
Mo abhängig und kann bis zu 80° betragen, so daß bei schneller Umkehr der Polarität
und ab einem bestimmten Betrag der Eingangsgleichströme
z. B. nicht das zuerst angezogene Schaltrelais A abfällt und das Schaltrelais
B anzieht, sondern Schaltrelais A weiter angezogen bleibt, weil die jetzt
um 180° verschobene negative Halbwelle der Steuerwechselspannung auf Grund der Phasenverschiebung
um, den Winkel 99 auch mit der positiven Halbwelle der' Betriebsspannung
UB des Schaltrelais A koinzidiert (F i g. 3) und somit einen falschen
Steuerbefehl an das Stellglied gibt, welches dadurch nicht der Störung im Regelkreis
entgegenwirkt, sondern diese verstärkt, was zur Zerstörung der zu regelnden Anlage
führen kann.
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Aufgabe der Erfindung ist die Korrektur des aussteuerungsabhängigen
Phasenwinkels cp der bekannten Schaltungsanordnung nach F i g. 1.
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Diese Aufgabe wird gemäß der Erfindung gelöst durch einen parallel
zum Ausgang des Modulators angeordneten spannungsabhängigen Halbleiter (Diode od.
ä.), durch welchen mittels Kurzschluß der positiven Halbwellen der Ausgangswechselspannung
des Modulators einerseits die Breite der negativen Halbwelle auf 90°
eingeschränkt und andererseits
die aussteuerungsabhängige Phasenverschiebung
des Modulators zwischen Betriebswechselspannung und der Ausgangswechselspannung
beseitigt wird.
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Dabei wird also in einer Phasenkorrekturschaltung Ph ein spannungsabhängiger
Halbleiter (Diode od. ä.) parallel zum Ausgang des Modulators Mo
geschaltet,
der die positiven Halbwellen der Steuerwechselspannung Ust kurzschließt und die
aussteuerungsabhängige Phasenverschiebung korrigiert. Die Anordnung wird an Hand
der F i g. 4 und 5 beschrieben.
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Die Summe der Eingangsgleichströme
wird dem Modulator Mo zugeführt, der sie in eine Wechselspannung, die Steuerwechselspannung
Ust, umformt, deren Phasenlage sich bei der Umkehr der Polarität der Eingangsgleichströme
um 180° ändert.
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Im Verstärker Ve wird die Steuerwechselspannung Ust verstärkt und
in einem Demodulator De zur Steuerung der beiden Schaltrelais A, B
verwendet. Die beiden Schaltrelais A, B liegen über Dioden Die, Dia
im
Emitterkreis eines Transistors Tr. Die positive Halbwelle der Betriebsspannung
UB wird einmal über Schaltrelais A, Diode Di, an den Emitter des Transistors
Tr gelegt und um 180° verschoben über Schaltrelais B, Diode Dis. Die
verstärkte Steuerwechselspannung Ust des Modulators Mo liegt an der Basis
des Transistors Tr. Je nach Polarität der Eingangsgleichströme
hat die Steuerwechselspannung Ust eine bestimmte Phasenlage. Koinzidiert die negative
Halbwelle der Steuerwechselspannung Ust an der Basis des Transistors Tr mit der
positiven Halbwelle der Betriebsspannung UB über Schaltrelais A, so
wirkt der Transistor Tr als Schalter und schaltet das Schaltrelais A über
Transformator Tf, T1, Schaltrelais A,
Diode Dis, Emitter und Kollektor des
Transistors Tr, Transformator Tf, T$ ein. Ändern die Eingangsgleichströme
ihre Polarität, dann ändert die Steuerwechselspannung Ust ihre Phasenlage um 180°,
und die negative Halbwelle der Steuerwechselspannung Ust an der Basis des Transistors
Tr koinzidiert mit der positiven Halbwelle der Betriebsspannung UB über Transformator
Tf T3, Schaltrelais B, Diode Dis, Emitter und Kollektor des Transistors
Tr und Transformator Tf, T", so wird das Schaltrelais B geschaltet. Sind
die Eingangsgleichströme
gleich Null, so ist auch die Steuerwechselspannung gleich Null, und die Schaltrelais
A, B sind abgefallen.
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Die Kondensatoren Ca, Cb über den Schaltrelais A, B
dienen
zum Halten des jeweiligen Schaltrelais während der gesperrten negativen Halbwelle
der Betriebsspannung. Der Modulator Mo besteht vorzugsweise aus einem an
sich bekannten spannungssteuernden Magnetverstärker in Gegentaktschaltung mit Wechselspannungsausgang.
Die Steuerwechselspannung Ust (Ausgangswechselspannung) hat keine reine Sinusform,
sondern stellt die Differenz zweier Spannungsflächen von Sinuskurven dar, deren
Form und Größe von den Eingangsgleichströmen JE abhängig sind.
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Weiterhin kann der Modulator Mo als eine von der Aussteuerung mit
den` Eingangsgleichströmen
abhängige Induktivität betrachtet werden, während die Schaltrelais A, B eine annähernd
konstante Induktivität aufweisen. Aus diesem Grund besitzt die Steuerwechselspannung
Ust schon eine Phasenverschiebung gegen die Betriebsspannung. Mit Hilfe des RC-Gliedes
RC wird diese Phasenverschiebung so korrigiert, daß bei kleiner Steuerwechselspannung
Ust aus Verstärkungsgründen der Phasenwinkel p etwa 150° beträgt, wobei als Phasenwinkel
p die Zeitdifferenz zwischen ir und der Lage der Spannungsflächendifferenz betrachtet
wird (F i g. 5). Gleichzeitig dient das RC-Glied RC zur Glättung der Steuerwechselspannung
Ust. Mit zunehmender Aussteuerung des Modulators Mo sinkt dessen Induktivität,
was eine Änderung des Phasenwinkels 9p zur Folge hat, wobei gleichzeitig die Spannungsfläche
des Steuerwechselstromes vergrößert und zusätzlich zur Betriebsspannung verschoben
wird. Bei Vollaussteuerung des Modulators Mo beträgt die Spannungsfläche
der Steuerwechselspannung Ust bis zu 180°. Dies hat zur Folge, daß die negative
Halbwelle der Steuerwechselspannung Ust mit beiden der um. 180° verschobenen positiven
Halbwellen der Betriebsspannung UB am Transistor Tr koinzidieren kann und
bei schneller Polaritätsumkehr der Eingangsgleichströme,
nicht das zuerst angezogene Schaltrelais, z. B. A, abfällt und das andere, z. B.
B, anzieht, sondern das erste Schaltrelais A gezogen bleibt.
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Erfindungsgemäß wird dieser Fehler durch Parallelschalten eines spannungsabhängigen
Halbleiters Dil (Diode od. ä.) zu dem RC-Glied RC am Ausgang des Modulators
Mo beseitigt. Dieser spannungsabhängige Halbleiter Dil schließt die positive
Halbwelle der Steuerwechselspannung Ust kurz.
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Während der negativen Halbwelle der Steuerwechselspannung Ust ist
der wirksame Widerstand des Halbleiters Di, sehr groß und hat auf den Modulator
Mo keinen Einfluß. Der wirksame Widerstand des Halbleiters Di, der während
der positiven Halbwelle der Steuerwechselspannung niedrig und von der Größe der
Steuerwechselspannung abhängig ist, bildet somit einen niedrigen Abschlußwiderstand
des Modulators Mo. Dieser parallel zum Modulator Mo geschaltete spannungsabhängige
Halbleiter Di, übt während der positiven Halbwelle der Steuerwechselspannung eine
solche Rückwirkung auf den Modulator Mo aus, daß erstens die Breite der Spannungsfläche
der negativen Halbwelle der Steuerwechselspannung verkleinert und die Höhe vergrößert,
zweitens die aussteuerungsabhängige Phasenverschiebung verkleinert wird und somit
die negative Halbwelle der Steuerwechselspannung jeweils nur mit einer positiven
Halbwelle der Betriebsspannung UB am Transistor Tr koinzidieren kann (F i
g. 5).