DE10360931B4

DE10360931B4 - Wlan-Anfangsblockerfassung in analogen Radiovorstufen

Info

Publication number: DE10360931B4
Application number: DE10360931A
Authority: DE
Inventors: Wolfram Kluge; Thomas Hanusch; Matthias Tänzer
Original assignee: Advanced Micro Devices Inc
Current assignee: GlobalFoundries Inc
Priority date: 2003-12-23
Filing date: 2003-12-23
Publication date: 2005-10-13
Anticipated expiration: 2023-12-24
Also published as: DE10360931A1; US20050135290A1; US7295810B2

Abstract

WLAN-(drahtloser Nahbereichsnetzwerk)Empfänger zum Empfangen eintreffender Radiosignale, wobei der WLAN-Empfänger eine Signalverarbeitungseinheit zum Verarbeiten empfangener Signale aufweist, wobei die Signalverarbeitungseinheit umfasst:
eine Analogschaltung (1100) zum Ausführen einer analogen Signalverarbeitung; und
eine Digitalschaltung (1110) zum Ausführen einer digitalen Signalverarbeitung, wobei die Signalverarbeitungseinheit ferner umfasst:
eine Anfangsblockerfassungsschaltung (100–175, 900–980, 1000–1065, 1100) zum Detektieren eines Anfangsblocks in einem empfangenen Signal,
wobei die Analogschaltung die Anfangsblockerfassungsschaltung umfasst,
dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangsblockerfassungsschaltung ausgebildet ist, ein Anfangsblockerfassungssignal auf der Grundlage eines ersten Kriteriums und eines zweiten Kriteriums zu erzeugen, wobei das erste Kriterium definiert, dass ein Autokorrelationswert einen vordefinierten Anteil der empfangenen Leistung übersteigt, und wobei das zweite Kriterium definiert, dass der Autokorrelationswert einen vordefinierten Anteil der integrierten und verzögerten Empfangsleistung überschreiten muss.

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
Die vorliegende Erfindung betrifft WLAN-(drahtloses Nahbereichsnetzwerk)Empfänger und entsprechende Verfahren und integrierte Schaltungschips und betrifft insbesondere die Anfangsblockerfassung in derartigen Empfängern.

Ein drahtloses Nahbereichsnetzwert ist ein flexibles Datenkommunikationssystem, das als Ergänzung oder Alternative für ein verdrahtetes LAN implementiert ist. Unter Anwendung von Radiofrequenz- oder Infrarottechnologie übertragen WLAN-Systeme Daten und empfangen diese drahtlos, wobei der Aufwand für verdrahtete Verbindungen minimiert wird. Daher vereinigen WLAN-Systeme Datenverbund mit Anwendermobilität.

Heutzutage wird in den meisten WLAN-Systemen die Technologie mit Spektrumsaufweitung verwendet, d. h. eine Breitbandradiofrequenztechnik, die zur Verwendung in zuverlässigen und sicheren Kommunikationssystemen entwickelt wurde. Die Technologie mit aufgeweitetem Spektrum ist so gestaltet, dass die Bandbreiteneffizienz zu Gunsten der Zuverlässigkeit, Integrität und Sicherheit reduziert wird. Es werden zwei Arten von Radiosystemen mit aufgeweitetem Spektrum häufig verwendet: Systeme mit Frequenzsprung und Systeme mit direkter Sequenz.

Der Standard, der drahtlose Nahbereichsnetzwerke definiert und regelt, die im 2.4 GHz-Spektrum arbeiten, ist der IEEE 802.11 Standard. Um höhere Datenübertragungsraten zuzulassen, wurde der Standard 802.11b Standard erweitert, der Datenraten von 5.5 und 11 Mbps im 2.4 GHz Spektrum ermöglicht. Es gibt auch noch andere Erweiterungen. Beispiele für diese Erweiterungen sind die IEEE 802.11a, 802.11b und 802.11g Standards. Die 802.11a Spezifikation gilt für drahtlose ATM (asynchroner Transfermodus) Systeme und wird beim Zugriff auf Knotenpunkte verwendet. Der 802.11 a Standard gilt für Radiofrequenzen zwischen 5 GHz und 6 GHz. Darin wird ein Modulationsschema verwendet, das als orthogonales Frequenzaufteilungsmultiplexverfahren (OFDM) bekannt ist, das Datengeschwindigkeiten bis 54 Mbps ermöglicht, aber häufig findet die Kommunikation bei 6 Mbps, 12 Mbps oder 24 Mbps statt. Der 802.11b Standard verwendet ein Modulationsverfahren, das als komplementäres Codeverschieben (CCK) bekannt ist, das hohe Datenraten ermöglicht und weniger für Interferenzen durch Mehrfachausbreitung anfällig ist. Der 802.11g Standard kann Datenraten bis zu 54 Mbps im 2.4 GHz-Frequenzband unter Anwendung der OFDM benutzen. Da sowohl der 802.11g und 802.11b Standard im 2.4 GHz-Frequenzband arbeiten, sind beide vollständig miteinander verträglich. Der 802.11g Standard definiert CCK-OFDM als optionalen Übertragungsmodus, der die Zugriffsmodi von 802.11a und 802.11b vereinigt und der Übertragungsraten von bis zu 22 Mbps unterstützen kann.

Unabhängig vom Übertragungsmodus muss ein WLAN-Empfänger die Anfangsblöcke in den empfangenen Signalen erfassen. Zu diesem Zwecke werden in konventionellen WLAN-Empfängern die eintreffenden analogen Signale in digitale Signale umgeformt und es wird ein gewisses Maß an digitaler Signalverarbeitung an den umgewandelten Signalen ausgeführt, um die Anfangsblöcke zu detektieren. Dies ist eine Vorgehensweise, die sich für gewöhnlich als geeignet erwiesen hat, wobei aber unter gewissen Umständen die konventionellen Anfangsblockerfassungsabläufe nicht ausreichend präzise und genau sind und manchmal uneffizient funktionieren. Ferner ist der Leistungsverbrauch, der bei der Erfassung von Anfangsblöcken in konventionellen Empfängern auftritt, relativ hoch.

US 5,802,101 offenbart einen Radioempfänger, der nach der Übertragung in einem Radiomodus betrieben wird, wobei ein Radiofrequenzsignal in ein Zwischenfrequenzsignal umgewandelt wird, das auf seinen Signalpegel hin überprüft wird. Wenn der Signalpegel höher als ein vorbestimmter Pegel ist, wird ein Empfangsmodus gestartet.

ÜBERBLICK ÜBER DIE ERFINDUNG

Es wird eine verbesserte Anfangsblockerfassungstechnik für WLAN-Empfänger bereitgestellt, die die Nachteile der konventionellen Lösungen überwinden kann.

Diese Aufgabe wird jeweils mit den Merkmalen der Ansprüche 1, 37, oder 38 gelöst.

KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Die begleitenden Zeichnungen sind in die Beschreibung eingearbeitet und bilden einen Bestandteil davon, um die Prinzipien der Erfindung zu erläutern. Die Zeichnungen sind nicht so zu betrachten, dass diese die Erfindung auf lediglich die illustrierten und beschriebenen Beispiele, wie die Erfindung ausgeführt und benutzt werden kann, einschränken. Weitere Merkmale und Vorteile gehen deutlicher aus der folgenden und detaillierteren Beschreibung der Erfindung hervor, wie sie auch in den begleitenden Zeichnungen dargestellt ist, wobei:
1 eine Blockansicht ist, die eine Anfangsblockerfassungseinheit gemäß einer Ausführungsform zeigt;
2 eine Blockansicht ist, die eine Signalspeichereinheit darstellt, um Ausgangssignale der Anfangsblockerfassungseinheit aus 1 zwischenzuspeichern, gemäß einer Ausführungsform;
3 ein schematisches Schaltbild ist, das eine Implementierung des Tiefpassfilters LPF1 ist, der in der Anfangsblockerfassungseinheit aus 1 verwendet wird, gemäß einer Ausführungsform;
4 ein schematisches Schaltbild ist, das eine Implementierung des Tiefpassfilters LPF2, der in der Anfangsblockerfassungseinheit aus 1 verwendet ist, gemäß einer Ausführungsform zeigt;
5a die Impulsantwort des Tiefpassfilters LPF1 zeigt;
5b die Frequenzcharakteristik des Tiefpassfilters LPF1 zeigt;
6a die Impulsantwort des Tiefpassfilters LPF2 zeigt;
6b die Frequenzcharakteristik des Tiefpassfilters LPF2 zeigt;
7 die Autokorrelation und das Leistungssignal nach dem Tiefpassfilter LPF1 zeigt;
8 die Autokorrelation und das Leistungssignal nach dem Tiefpassfilter LPF2 zeigt;
9 eine Blockansicht ist, die eine Anfangsblockerfassungseinheit für die CCK-Anfangsblockerfassung von Bandpasssignalen gemäß einer Ausführungsform darstellt;
10 eine Blockansicht ist, die eine Anfangsblockerfassungseinheit für die OFDM-Anfangsblockerfassung von Bandpasssignalen gemäß einer Ausführungsform darstellt;
11 eine Blockansicht ist, die die Implementierung der Anfangsblockerfassungstechnik der Ausführungsformen mittels analoger Schaltungstechnik zeigt; und
12 ein Flussdiagramm ist, das einen Signalverarbeitungsprozess mit einer Anfangsblockerfassung gemäß einer Ausführungsform darstellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG DER ERFINDUNG
Die anschaulichen Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung werden mit Bezug zu den Zeichnungen beschrieben, wobei gleiche Elemente und Strukturen durch gleiche Bezugszeichen belegt sind.
Unter Bezugnahme auf die Figuren und insbesondere auf 1 wird eine Anfangsblockerfassungseinheit gemäß einer Ausführungsform bereitgestellt. Die Anfangsblockerfassungsschaltung ist durch eine Analogschaltung verwirklicht und beruht auf Autokorrelation des empfangenen Signals. Die Anfangsblockerfassungseinheit aus 1 ist so ausgebildet, um OFDM-Anfangsblöcke zu erfassen, die aus zehn kurzen Symbolen bestehen, die jeweils 90.8 μs lang sind. Die Anfangsblockerfassungseinheit nutzt dies repetitive Signalstruktur, um den Anfangsblock zu erfassen und diesen von anderen Signalen zu unterscheiden.
Eine Verzögerungsleitung 100 ist vorgesehen, um die I/Q-Basisbandsignale mit einer 20 MHz Abtastrate abzutasten und die abgetasteten Signalwerte 0.8 μs zu speichern. Nach dieser Zeit werden die abgetasteten Signalwerte auf den Ausgang der Verzögerungsleitung geschaltet.
Ein komplexer Mischer 105 ist vorgesehen, der aus vier Mischerblöcken aufgebaut sein kann. Die Ausgangssignale des komplexen Mischers 105 repräsentieren das komplexe quantifizierte Autokorrelationssignal, das wie folgt berechnet werden kann: (I + jQ)(I' – jQ') = II' + QQ' + j(QI' – IQ')wobei I' und Q' die verzögerten Signale sind. Anzumerken ist, dass das verzögerte I' + jQ' als konjugiertes Signal behandelt wird.
Auf die Berechnung des Autokorrelationssignals folgt dann eine Integration, wobei die Tiefpassfilter 115 und 120 Anwendung finden.
Die gefilterten Signale werden einem Gleichrichter 130 eingespeist, der die Größe A1 des komplexwertigen Eingangssignals berechnet. Dies kann so beschrieben werden, dass dies näherungsweise durch Aufsummieren der Absolutwerte der Real- und Imaginärteile bewerkstelligt wird: A1 = |Re()| + |Im()|
Ein zweiter Tiefpassfilter (LPF2) 135 liefert ein zusätzliches Autokorrelationssignal A2. Der Tiefpassfilter 135 besitzt eine längere Integrationszeit als die Tiefpassfilter 115, 120.
Als Referenz für die Komparatoren 160, 165, 170 werden Leistungssignale P1 und P2 erzeugt. Der Referenzweg verwendet die gleichen Tiefpassfilter (LPF1 und LPF2) 125, 140 wie der Autokorrelationssignalweg. Anzumerken ist, dass das Autokorrelationssignal und die Leistungssignale der vorliegenden Ausführungsform proportional zu der quadrierten Basisbandsignalgröße sind. Dies ermöglicht es, dass die Komparatorentscheidung unabhängig von der Signalamplitude wird.
Wie man aus 1 sehen kann, wird ein Anfangsblockerfassungssignal HD erzeugt, wenn die Ausgangssignale der beiden Komparatoren 165, 170 hochpeglig sind.
Der Komparator 165 vergleicht das Autokorrelationssignal A1 mit dem Leistungssignal P1, das mit einem konstanten Skalierungsfaktor α durch die Skalierungseinheit 145 gewichtet wird. Beide Signale besitzen die gleiche Amplitude (wenn das Rauschen vernachlässigt wird), so dass der Faktor α zu kleiner als 1 gewählt werden kann. Die Anfangsblockerfassung beruht daher auf dem Kriterium, dass A1 ≥ α·P1.
Die Abschneidefrequenz des LPF1 kann auf einen Wert gesetzt werden, bei welchem die Verzögerung des Komparatorausgangssignals im Vergleich zu dem Anfangsblockbeginn ungefähr 1.6 μs beträgt. Diese Verzögerung kann entsprechend dem Signal zu Rauschen-Verhältnis (SNR) variieren. Da diese Zeitkonstante nur eine unzureichende Glättung der Rauschenspitzenwerte unter Umständen bieten kann, so dass das Komparatorausgangssignal ein mal pro Millisekunde fluktuiert, kann ein weiteres Kriterium benutzt werden, um diese Art einer falschen Erfassung, die durch das Rauschen bedingt ist, zu unterdrücken.
Entsprechend diesem weiteren Kriterium wird das Komparatorausgangssignal bewertet, indem ferner das Autokorrelationssignal A1 mit dem Leistungssignal P2 verglichen wird, das durch den Tiefpassfilter 140 unter Anwendung einer längeren Zeitkonstante gemittelt wird. Der Tiefpassfilter 140 kann ferner eine weitere Verzögerung des Leistungssignals ermöglichen. Daher wird das Autokorrelationssignal A1 mit der Rauschleistung verglichen, die vorhanden war, bevor das Anfangsblocksignal auftrat. Um den Schwellwert zu überschreiten, wird die Basisbandsignalenergie so gewählt, dass diese geringfügig höher als die Rauschleistung ist. In der vorliegenden Ausführungsform wird das SNR auf ungefähr 2.5 dB festgelegt, um dieses Kriterium zu erfüllen.
Eine weitere Validisierung des HD-Signals kann erreicht werden, indem die längere Zeit gemittelten Signale A1 und P2 verglichen werden. Der gleiche Gewichtungsfaktor α kann hierbei verwendet werden, um das Leistungssignal P2 mittels der Skalierungseinheit 150 zu skalieren. Auf Grund der größeren Zeitkonstante des LPF2 kann die Verzögerung im Bereich von 4 μs bis 6 μs liegen. Daher liefert der Komparator 160 ein zweites Anfangsblockerfassungssignal HD2, das zu spät sein kann, um die AGC (automatische Verstärkungssteuerung) zu starten. Trotzdem kann das Signal HD2 verwendet werden, um die AGC zurückzusetzen, wenn diese eine gewisse Zeit nach dem Eintreffen des HD-Signals nicht hochpegelig ist.
In der vorliegenden Ausführungsform werden die Skalierungsfaktoren α und β, die in den Skalierungseinheiten 145, 150, 155 verwendet werden, zu α = 0.5 und β = 1.0 gewählt.
Die Anfangsblockerfassungssignale HD und HD2, die von der Anfangsblockerfassungseinheit aus 1 oder einer anderen Ausführungsform erzeugt werden, können durch die in 2 gezeigte Schaltung zwischengespeichert werden.
Die Signalspeicherungseinheit aus 2 umfasst zwei RS-Flip-Flop-Vorrichtungen 200, 205, die jeweils eines der Anfangsblockerfassungssignale an einem S-Anschluss empfangen. Das zwischengespeicherte HD-Signal wird dann mittels der Einheit 210 um T_HD2 verzögert. Aus der ansteigenden Flanke des verzögerten Signals wird ein Auto-Reset-Puls erzeugt, wenn das gespeicherte HD2-Signal tiefpegelig ist. Der Wert von T_HD2 kann eine Verzögerungszeit von 8 μs sein, um das HD2-Signal zu verifizieren.
3 und 4 zeigen schematisch Schaltungsdiagramme der Tiefpassfilter LPF1 (3) und LPF2 (4). Wie man aus den Figuren entnehmen kann, sind die Tiefpassfilter Filter zweiter Ordnung mit zwei realen Polstellen. Dies stellte sich als ein guter Kompromiss zwischen einer geringen Gruppenverzögerung und einer geringen Abschneidefrequenz heraus. In den Filtern der 3 und 4 ist das Verhältnis der Abschneidefrequenzen auf 4.667 festgelegt. Ferner ist anzumerken, dass die Tiefpassfilter der 3 und 4 ohne Verstärker vorgesehen sind.
5a und 6a zeigen die Impulsantwort der Tiefpassfilter LPF1 und LPF2, die in den 3 und 4 dargestellt sind. Die 5b und 6b zeigen entsprechende Frequenzcharakteristiken.
Die Tiefpassfilter LPF1 und LPF2 können zurückgesetzt werden. Ein Zurücksetzen des LPF1 kann erreicht werden, indem die Spannung an der Kapazität auf Null gebracht wird. Der LPF2, wenn dieser in der gleichen Weise zurückgesetzt würde, würde zu einer langen Abtastzeit von ungefähr 10 μs führen, bis die Ausgangsspannung die mittlere Rauscheingangsspannung repräsentiert. Um diese Einschwingzeit zu verkürzen, können die Widerstände für eine Zeitdauer von ungefähr 2 μs nach dem AGC-Reset kurzgeschlossen werden. Während dieser Zeit werden die Kondensatoren an der Ausgangsspannung des LPF1 vorgeladen, was einen guten Startpunkt für die lange Mittelungsphase bildet.
Ein Zurücksetzen der Anfangsblockerfassungseinheit kann bei einem AGC-Reset ausgeführt werden, beispielsweise wenn die AGC eingeschaltet wird oder wenn der Empfänger nach einem erfolgreichen Lesevorgang zurückgesetzt wird, und kann beispielsweise bei einem Modus umschalten von dem PLL (Phasenverriegelungsschleife) Modus in den Sender/Empfängermodus (der für gewöhnlich ein Empfängermodus ist).
Um das Verhalten der Anfangsblockerfassung darzustellen, zeigen 7 und 8 die Ergebnisse einer Simulation. Wie im Folgenden beschrieben ist, zeigt diese Simulation, dass die Verwendung von mehr als einem Komparator 160, 165, 170 in der Anordnung aus 1 die Anfangsblockerfassung durch das Reduzieren falscher Detektionen verbessern kann.
In der Simulation wurde das Eingangssignal als ein Rauschen von 10 ms Dauer festgelegt. Das Anfangsblocksignal startet bei 9990 μs, um einen einzelnen Anfangsblockerfassungszyklus zu beobachten.
7 zeigt das Rauschen nach den LPF1-Blöcken 115, 120. Man erkennt, dass beide Rauschsignale so überlappen, dass der Vergleich A1 > α·P1 eine falsche Anfangsblockerfassung kennzeichnet, was in dem unteren Graphen dargestellt ist. Dies tritt ungefähr ein mal pro Millisekunde auf. In diesem Falle würde die Tiefpassfilterabschneidefrequenz auf 140 kHz festgelegt.
Weitere Simulationen mit kleineren Abschneidefrequenzen zeigten, dass keine falschen Detektionsereignisse innerhalb von 10 ms für Abschneidefrequenzen unterhalb 100 kHz (wobei die gleiche Filterschematik angenommen wird) auftraten.
8 zeigt die Signale A2, P2 an dem Ausgang beider Tiefpassfilter LPF2. Man erkennt, dass der Abstand ausreichend groß ist, um eine zuverlässige Entscheidung zu treffen. In diesem Falle wurde die Tiefpassfilterabschneidefrequenz auf 31 kHz festgelegt.
Es sei nun auf die 9 und 10 verwiesen; es sind Bandpasssignalversionen für CCK- und OFDM-Anfangsblockerfassung gemäß einer Ausführungsform dargestellt. Wie man aus 9 erkennen kann, sind zwei Autokorrelationsstufen 900, 905 und 915, 920 vorgesehen, die jeweils eine Verzögerungsleitung 900, 915 und einen Mischer 905, 920 umfassen. Ein nicht linearer Signaltransformator 910 kann zwischen den Stufen vorgesehen sein, um eine gewisse Signalsättigung oder Begrenzung zu ermöglichen.
In 11 ist ein Überblicksblockdiagramm dargestellt, das zeigt, dass der WLAN-Empfänger (oder Sender/Empfänger) der Ausführungsformen eine Analogschaltung 1100 und eine Digitalschaltung 1110 aufweist. Die Anfangsblockerfassungseinheiten der zuvor erläuterten Ausführungsformen sind in dem Analogteil einer integrierten Schaltung (IC) oder auf einem analogen (Radio-)IC im Falle einer Anordnung mit zwei Chips angeordnet. Die Anfangsblockerfassungssignale HD und HD2 werden der Digitalschaltung 1110 zugeführt. Die Digitalschaltung kann u. a. einen Analog/Digital-Wandler (ADC) 1120 und einen digitalen Signalprozess (DSP) 1130 aufweisen.
Wenn die Anfangsblockerfassung in dem Analogschaltungsteil 1100 ausgeführt wird, können die Anfangsblockerfassungsschaltungen der Ausführungsformen verwendet werden, gewisse Teile der Digitalschaltung 1110 zu aktivieren, wenn ein Anfangsblock detektiert wird. Insbesondere können der ADC 1120 und der DSP 1130 reaktiviert werden. Dies reduziert deutlich die Leistungsaufnahme des WLAN-Empfängers, da diese Leistung konsumierenden Einheiten nicht betrieben werden müssen, wenn es keine zu verarbeitenden Signale gibt.
Es wird also eine Anfangsblockerfassungstechnik für WLAN-Signalpakete bereitgestellt, die eine Integration in den analogen Radioeingangsbereich ermöglicht. Das Anfangsblocker fassungssignal kann verwendet werden, um stromintensivere Teile, etwa den ADC 1120 und den DSP 1130, zu reaktivieren. Ferner kann das Erfassungsschema der Ausführungsformen deutlich die Rate für Falschdetektion reduzieren.
Die Schaltungen entsprechend den Ausführungsformen können durch CMOS (komplementäre Metalloxidhalbleiter)-Techniken verwirklicht werden.
Obwohl die Erfindung in Bezug auf physikalische Ausführungsformen entsprechend der Erfindung beschrieben ist, erkennt der Fachmann, dass diverse Modifizierungen, Variationen und Verbesserungen der vorliegenden Erfindung angesichts der obigen Lehre in Anbetracht der angefügten Patentansprüche durchgeführt werden können, ohne von dem Grundgedanken und dem beabsichtigten Schutzbereich der Erfindung abzuweichen. Insbesondere sind jene Bereiche, von denen angenommen wird, dass der Fachmann mit diesen vertraut ist, hierin nicht beschrieben, um die hierin beschriebene Erfindung nicht unnötigerweise zu verdunkeln. Daher ist es selbstverständlich, dass die Erfindung nicht durch die speziellen anschaulichen Ausführungsformen, sondern lediglich durch den Umfang der angefügten Patentansprüche beschränkt ist.

Claims

WLAN-(drahtloser Nahbereichsnetzwerk)Empfänger zum Empfangen eintreffender Radiosignale, wobei der WLAN-Empfänger eine Signalverarbeitungseinheit zum Verarbeiten empfangener Signale aufweist, wobei die Signalverarbeitungseinheit umfasst: eine Analogschaltung (1100) zum Ausführen einer analogen Signalverarbeitung; und eine Digitalschaltung (1110) zum Ausführen einer digitalen Signalverarbeitung, wobei die Signalverarbeitungseinheit ferner umfasst: eine Anfangsblockerfassungsschaltung (100–175, 900–980, 1000–1065, 1100) zum Detektieren eines Anfangsblocks in einem empfangenen Signal, wobei die Analogschaltung die Anfangsblockerfassungsschaltung umfasst, dadurch gekennzeichnet, dass die Anfangsblockerfassungsschaltung ausgebildet ist, ein Anfangsblockerfassungssignal auf der Grundlage eines ersten Kriteriums und eines zweiten Kriteriums zu erzeugen, wobei das erste Kriterium definiert, dass ein Autokorrelationswert einen vordefinierten Anteil der empfangenen Leistung übersteigt, und wobei das zweite Kriterium definiert, dass der Autokorrelationswert einen vordefinierten Anteil der integrierten und verzögerten Empfangsleistung überschreiten muss.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Analogschaltung mit der Digitalschaltung verbunden ist, um ein Anfangsblockerfassungssignal an die Digitalschaltung zu liefern, wenn ein Anfangsblock detektiert wird.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 2, wobei die Digitalschaltung so angeordnet ist, um zumindest teilweise in zwei Funktionsmodi zu arbeiten, wobei einer der mindestens zwei Funktionsmodi weniger Leistung aufnimmt als der andere der Funktionsmodi, wobei die Digitalschaltung ausgebildet ist, zwischen den Funktionsmodi in Reaktion auf das Anfangsblockerfassungssignal hin- und herzuschalten.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 3, wobei die Digitalschaltung so ausgebildet ist, um in den anderen der mindestens zwei Funktionsmodi in Reaktion auf das Anfangsblockerfassungssignal überzugehen.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 3, wobei die Digitalschaltung, die in zwei Funktionsmodi betreibbar ist, mindestens einen Analog/Digital-Wandler (1110) zum Umwandeln empfangener analoger Radiosignale in digitale Signale umfasst.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 3, wobei die Digitalschaltung, die in zwei Funktionsmodi betreibbar ist, einen digitalen Signalprozess (1130) umfasst.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 1, der mit dem IEEE 802.11g Standard verträglich ist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ausgebildet ist, OFDM (orthogonale Frequenzaufteilungsmultiplex) Anfangsblöcke zu detektieren.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ausgebildet ist, CCK (Komplementärcodeverschiebungs-)Anfangsblöcke zu detektieren.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 1, wobei die digitale Verarbeitungseinheit als CMOS (komplementärer Metalloxidhalbleiter) ausgeführt ist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 1, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung eine Verzögerungsleitung (100, 900, 910, 1000) zum Verzögern der eintreffenden Radiosignale aufweist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 11, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ferner eine Mischereinheit (105, 905, 920) zum Mischen der eintreffenden Radiosignale mit den verzögerten eintreffenden Radiosignalen umfasst, um ein autokorreliertes Mischerausgangssignal zu erzeugen.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 12, wobei das Mischerausgangssignal ein komplexes Mischerausgangssignal ist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 12, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ferner einen ersten Integrator (115, 120, 930, 1015) umfasst, um das Mischerausgangssignal zu integrieren.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 14, wobei der erste Integrator ein passiver Tiefpassfilter zweiter Ordnung ist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 14, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ferner eine Gleichrichtereinheit (130) aufweist, um ein Signal zu erzeugen, das den Absolutwert des integrierten Mixerausgangssignals repräsentiert.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 16, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ferner einen Referenzweg zum Erzeugen eines Referenzleistungssignals auf der Grundlage des eintreffenden Radiosignals aufweist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 17, wobei der Referenzweg einen zweiten Integrator (120, 935, 1020) mit Integrationseigenschaften, die den Integrationseigenschaften des ersten Integrators entsprechen, aufweist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 17, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ferner einen ersten Komparator (165, 970, 1055) zum Vergleichen des Signals, das den Absolutwert des integrierten Mixerausgangssignals repräsentiert, mit einem gewichteten Referenzleistungssignal, aufweist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 19, wobei das Referenzleistungssignal mit einem Skalierungsfaktor von ungefähr 0.5 gewichtet ist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 19, wobei der erste Komparator so ausgebildet ist, um ein erstes Steuersignal auszugeben, wenn das für den Absolutwert des integrierten Mischerausgangssignals repräsentative Signal gleich oder größer als das gewichtete Referenzleistungssignal ist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 21, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung so ausgebildet ist, um ein Anfangsblockerfassungssignal für die Digitalschaltung auf der Grundlage des ersten Steuersignals bereitzustellen.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 22, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ferner einen dritten Integrator (125, 940, 1025) zum Integrieren des für den Absolutwert des integrierten Mischerausgangssignals repräsentativen Signals umfasst.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 23, wobei der dritte Integrator eine längere Integrationszeit als der erste Integrator aufweist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 24, wobei der Referenzweg einen vierten Integrator (140, 945, 1030) mit Integrationseigenschaften entsprechend den Integrationseigenschaften des dritten Integrators aufweist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 25, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ferner einen zweiten Komparator (170, 975, 1060) zum Vergleichen des für den Absolutwert des integrierten Mischerausgangssignals repräsentativen Signals mit einem Ausgangssignal des vierten Integrators aufweist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 26, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ausgebildet ist, um das Anfangsblockerfassungssignal auch auf der Grundlage eines Ausgangssignals des zweiten Komparators bereitzustellen.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 25, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ferner einen dritten Komparator (160, 965, 1050) zum Vergleichen eines Ausgangssignals des dritten Integrators mit einem gewichteten Ausgangssignal des vierten Integrators aufweist, um ein zweites Anfangsblockerfassungssignal bereitzustellen.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 28, wobei das Ausgangssignal des vierten Integrators mit dem gleichen Skalierungsfaktor gewichtet, ist, der zum Gewichten des Referenzleistungssignals verwendet wird.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 28, wobei die Digitalschaltung eine Signalzwischenspeichereinheit zum Zwischenspeichern des Anfangsblockerfassungssignals und des zweiten Anfangsblockerfassungssignals umfasst, wobei die Signalzwischenspeichereinheit ausgebildet ist, dass diese automatisch zurückgesetzt werden kann.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 30, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ausgebildet ist, dass diese zurückgesetzt wird, wenn ein AGC-(automatische Verstärkungssteuerung) Reset auftritt.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 30, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ausgebildet ist, dass diese zurückgesetzt wird, wenn der WLAN-Empfänger von einem PLL (Phasenverriegelungsschleife) Modus in einen Empfängermodus geschaltet wird.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 1, wobei das eintreffende Radiosignal ein komplexes Signal ist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 1, wobei das eintreffende Radiosignal ein Bandpasssignal ist.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 34, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung mehrere Autokorrelationsstufen (900, 905; 915, 920) aufweist, die jeweils eine Verzögerungsleitung und einen Mischer enthalten.
WLAN-Empfänger nach Anspruch 35, wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung einen nicht linearen Signaltransformator (910) zwischen den Autokorrelationsstufen aufweist.
Integrierter Schaltungschip zum Verarbeiten von Signalen, die von einem WLAN-(drahtlosen Nahbereichsnetzwerk-)Empfänger erhalten werden, wobei der integrierte Schaltungschip umfasst: eine Analogschaltung (1100) zum Ausführen einer analogen Signalverarbeitung; und eine Digitalschaltung (1110) zum Ausführen einer digitalen Signalverarbeitung, wobei der integrierte Schaltungschip ferner umfasst: eine Anfangsblockerfassungsschaltung (100–75, 900–980, 1000–1065, 1100) zum Detektieren eines Anfangsblocks in einem empfangenen Signal, wobei die Analogschaltung die Anfangsblockerfassungsschaltung umfasst, und wobei die Anfangsblockerfassungsschaltung ausgebildet ist, ein Anfangsblockerfassungssignal auf der Grundlage eines ersten Kriteriums und eines zweiten Kriteriums zu erzeugen, wobei das erste Kriterium definiert, dass ein Autokorrelationswert einen vordefinierten Anteil der empfangenen Leistung übersteigt, und wobei das zweite Kriterium definiert, dass der Autokorrelationswert einen vordefinierten Anteil der integrierten und verzögerten Empfangsleistung überschreiten muss.
Verfahren zum Betreiben eines WLAN- (drahtlosen Nahbereichsnetzwerk) Empfängers zum Verarbeiten eintreffender Radiosignale, wobei das Verfahren umfasst: Ausführen (1200, 1210) einer analogen Signalverarbeitung; und Ausführen (1220, 1230) einer digitalen Signalverarbeitung, wobei das Verfahren ferner umfasst: Detektieren (1200, 1210) eines Anfangsblocks in einem empfangenen Signal, wobei das Ausführen der analogen Signalverarbeitung das Erfassen des Anfangsblocks beinhaltet, und wobei ein Anfangsblockerfassungssignal auf der Grundlage eines ersten Kriteriums und eines zweiten Kriteriums zu erzeugen, wobei das erste Kriterium definiert, dass ein Autokorrelationswert einen vordefinierten Anteil der empfangenen Leistung übersteigt, und wobei das zweite Kriterium definiert, dass der Autokorrelationswert einen vordefinierten Anteil der integrierten und verzögerten Empfangsleistung überschreiten muss.