DE102013226537B4

DE102013226537B4 - Leistungsversorgungssystem mit mehreren Verstärkerpfaden sowie Verfahren zur Anregung eines Plasmas

Info

Publication number: DE102013226537B4
Application number: DE102013226537.9A
Authority: DE
Inventors: Alexander Alt; Daniel Gruner; André Grede; Anton Labanc
Original assignee: Trumpf Huettinger GmbH and Co KG
Current assignee: Trumpf Huettinger GmbH and Co KG
Priority date: 2013-12-18
Filing date: 2013-12-18
Publication date: 2022-12-29
Anticipated expiration: 2033-12-19
Also published as: US10354839B2; WO2015091468A1; CN105830196A; US20160300695A1; US10026593B2; US20180323040A1; DE102013226537A1; CN105830196B

Abstract

Leistungsversorgungssystem (2, 20) mit einem ein Hochfrequenzleistungssignal erzeugenden Leistungswandler (3, 30), der zur Versorgung eines Plasma- oder Gaslaserprozesses mit Leistung mit einer Last (6) verbindbar ist, wobei der Leistungswandler (3, 30) zumindest eine Verstärkerstufe (40) mit einem ersten und einem zweiten jeweils einen Verstärker (42a, 43a) aufweisenden Verstärkerpfad (42, 43) aufweist, wobei der erste Verstärkerpfad (42) an seinem Ausgang ein erstes Verstärkerpfadausgangssignal ausgibt und der zweite Verstärkerpfad (43) an seinem Ausgang ein zweites Verstärkerpfadausgangssignal ausgibt, das eine gegenüber dem ersten Verstärkerpfadausgangssignal verschobene Phase aufweist, die ungleich, insbesondere größer, 0° und ungleich, insbesondere kleiner, 180° ist, wobei die Verstärkerpfade (42, 43) mit einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit (47) verbunden sind, die die Ausgangssignale der Verstärkerpfade (42, 43) zu einem Hochfrequenzleistungssignal koppelt, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Verstärker (42a, 43a) einen Feldeffekt- Transistor (60, T1, T2) aufweist, der in einem Halbleiterbaustein (61) realisiert ist, dessen Halbleiterstruktur überwiegend schichtweise aufgebaut ist, insbesondere in einem planaren Halbleiterbaustein realisiert ist, der einen Kanal (71) aufweist, wobei der Stromfluss im Kanal (71) überwiegend in laterale Richtung, d.h. im Wesentlichen parallel zu den Schichten der Halbleiterstruktur, erfolgt und dass die Verstärker (42a, 43a) ausgelegt sind, im linearen Bereich ihrer Kennlinie Leistung zu wandeln.

Description

Die Erfindung betrifft ein Leistungsversorgungssystem mit einem ein Hochfrequenzleistungssignal erzeugenden Leistungswandler, der zur Versorgung eines Plasma- oder Gaslaserprozesses mit Leistung mit einer Last verbindbar ist, wobei der Leistungswandler zumindest eine Verstärkerstufe mit einem ersten und einem zweiten jeweils einen Verstärker aufweisenden Verstärkerpfad aufweist, die mit einer Kopplereinheit, verbunden sind, der die Ausgangssignale der Verstärkerpfade zu einem Hochfrequenzleistungssignal koppelt.
Weiterhin betrifft die Erfindung ein Verfahren zur Anregung eines Plasmas mit einer Hochfrequenzleistung, bei dem zwei Verstärkerpfaden jeweils ein Analogsignal zugeführt und in dem Verstärkerpfad durch zumindest einen Verstärker zu einem Hochfrequenzsignal verstärkt wird, wobei die Hochfrequenzsignale einer Kopplereinheit, zugeführt werden, der die Hochfrequenzleistungssignale koppelt.
Die DE 10 2004 024 805 A1 beschreibt ein Verfahren zur Regelung der Ausgangsleistung einer Hochfrequenzverstärkeranordnung mit den Verfa hrensschritten :

a. Ermitteln einer eine in eine Last gelieferte Vorwärtsleistung beschreibende Größe und/oder einer eine von der Last reflektierte Rückwärtsleistung beschreibende Größe als Ausgangsleistung;
b. Ermitteln einer ersten Stellgröße aus den ermittelten die Vorwärtsleistung und/oder die reflektierte Leistung beschreibenden Größen und einer ersten und/oder einer zweiten Sollgröße;
c. Ermitteln einer eine Verlustleistung beschreibenden Größe;
d. Ermitteln einer zweiten Stellgröße aus der die Verlustleistung beschreibenden Größe und einer dritten Sollgröße;
e. Ansteuerung eines Verstärkergliedes mit der ersten oder zweiten Stellgröße;
f. Ansteuerung einer das Verstärkerglied versorgenden Stromversorgung mit der ersten oder zweiten Stellgröße.

Aus der US 2002/0057610 A1 ist ein vertikaler Leistungstransistor bekannt, bei dem die Hauptstromrichtung in vertikaler Richtung verläuft.
Die DE 100 52 004 C1 offenbart ein Halbleiterbauelement, das folgende Merkmale aufweist:

einen Halbleiterkörper mit einer ersten Schicht eines ersten Leitungstyps und einer darüber liegenden zweiten Schicht des ersten Leitungstyps,
eine in der zweiten Schicht ausgebildete erste Anschlusszone, die an einer ersten Oberfläche des Halbleiterkörpers kontaktierbar ist, und eine die erste Anschlusszone umgebende Kanalzone eines zweiten Leitungstyps,
eine in der zweiten Schicht ausgebildete Kompensationszone des zweiten Leitungstyps,
eine in der zweiten Schicht ausgebildete zweite Anschlusszone des ersten Leitungstyps, die an der ersten Oberfläche des Halbleiterkörpers kontaktierbar ist.

Die US 2010/0171427 A1 offenbart eine Schutzschaltung zum Schutz von Hochfrequenzverstärkern.
Die DE 11 2008 000 120 B4 offenbart eine Plasmaversorgungseinrichtung zur Erzeugung einer Ausgangswechselleistung bei einer im Wesentlichen konstanten Grundfrequenz und zur Leistungsversorgung eines Plasmaprozesses.
Die WO 2009/012803 A1 offenbart ein Verfahren zur Ansteuerung zumindest eines Inverters in einer Plasmaleistungsversorgungseinrichtung.
Die DE 10 2009 039 980 A1 betrifft Systeme und Verfahren für einen Leistungsverstärker mit Ausgangsleistungssteuerung.
Die US 2013/0307055 A1 betrifft ein Elektronikbauteil, welches einen RF-LDMOS Transistor und einen Schutzschaltkreis für diesen RF-LDMOS Transistor aufweist.
Die US 2013/0146973 A1 offenbart eine angepasste Abschirmplatte für einen Feldeffekttransistor.
In einem oben genannten Leistungsversorgungssystem kann es zu schlagartigen Änderungen der angeforderten Leistung kommen, beispielsweise, wenn in der Plasmakammer ein Arc auftritt und entsprechend die gelieferte Leistung schlagartig reduziert werden muss.
Andererseits kann zum Zünden eines Plasmas eine andere Leistung erforderlich sein als zum Betreiben eines Plasmaprozesses. Bei der Änderung des Plasmazustandes ändert sich auch die Impedanz der Last. Auch hier erfolgt ein schlagartiger Wechsel der Last. Eine Impedanzanpassung kann häufig nicht schnell genug durchgeführt werden, so dass Leistung von der Last reflektiert wird. Diese reflektierte Leistung sollte nach Möglichkeit von den Verstärkern bzw. den Verstärkerpfaden fern gehalten werden, um eine Zerstörung oder Beschädigung des Leistungsversorgungssystems zu verhindern. Es ist zwar bekannt, sogenannte Zirkulatoren zu verwenden, um die reflektierte Leistung zu absorbieren. In dem genannten Frequenzbereich sind solche Zirkulatoren jedoch sehr groß bauend und können nicht mehr praktisch eingesetzt werden.
Wenn es zu schlagartigen Lastwechseln und auch zu schlagartiger Änderung der Soll-Leistung kommt, muss die Ausgangsleistung gesteuert werden. Dies kann beispielsweise dadurch geschehen, dass die Eingangsleistung eines Verstärkers variiert wird. Dabei ändert sich jedoch auch die Effizienz des Verstärkers. Bei kleinen Ausgangsleistungen wird der Verstärker im sogenannten Back-Off-Bereich betrieben. Das ist der Bereich, in dem der Verstärker nur einen Teil der maximal möglichen Ausgangsleistung am Ausgang zur Verfügung stellt. In diesem Back-Off-Bereich verringert sich die Effizienz des Verstärkers. Abhängig von der zu treibenden Last muss der im Verstärker eingesetzte Transistor deswegen deutlich mehr Verlustleistung abführen. Dadurch wird er deutlich wärmer. Bei Fehlanpassung verändert sich dieses Verhalten. Abhängig vom Lastwinkel bzw. Reflexionswinkel wird der Transistor entweder im Back-Off- oder im Sättigungsbereich wärmer. Dadurch ist die Steuerung der Ausgangsleistung über die Eingangsleistung bei Fehlanpassung nur bedingt möglich. Um eine Überhitzung des Transistors zu vermeiden, wurde oftmals empfohlen, die maximale Ausgangsleistung zu begrenzen. Das Herabsetzen der maximalen Ausgangsleistung löst dieses Problem aber nicht, da kritische Temperaturen bei großer Fehlanpassung und ungünstigem Lastwinkel auch bei kleinen und nicht nur bei größeren Leistungen auftreten.
Bisher war die einzige Möglichkeit, die Versorgungsspannung des Transistors zu regeln und dabei so zu reduzieren, dass bei reduzierter gesättigter Leistung des Verstärkers der gesamte Kennlinien-Bereich durchfahren werden kann. Wenn die Spannungsversorgung zu langsam ist, muss die Spannungsversorgung auch bei niedrigen Ausgangsleistungen auf relativ hohe Spannungen eingestellt bleiben. Dabei kann es bei plötzlichen Lastwechseln zu übermäßiger Erwärmung des Transistors im Verstärker kommen.
Aufgabe der vorliegenden Erfindung ist es daher, ein Leistungsversorgungssystem bereit zu stellen, mit dem eine definierte Leistung an eine beliebige Last geliefert werden kann, insbesondere eine beliebige Last auch bei Fehlanpassung betrieben werden kann ohne den Transistor durch Überstrom, Überspannung oder übermäßige Verlustleistung zu beschädigen.
Gelöst wird diese Aufgabe erfindungsgemäß durch ein Leistungsversorgungssystem mit einem ein Hochfrequenzleistungssignal erzeugenden Leistungswandler, der zur Versorgung eines Plasma- oder Gaslaserprozesses mit Leistung mit einer Last verbindbar ist, wobei der Leistungswandler zumindest eine Verstärkerstufe mit einem ersten und einem zweiten jeweils einen Verstärker aufweisenden Verstärkerpfad aufweist, wobei der erste Verstärkerpfad an seinem Ausgang ein erstes Verstärkerpfadausgangssignal ausgibt und der zweite Verstärkerpfad an seinem Ausgang ein zweites Verstärkerpfadausgangssignal ausgibt, das eine gegenüber dem ersten Verstärkerpfadausgangssignal eine verschobene Phase aufweist, die ungleich, insbesondere größer, 0° und ungleich, insbesondere kleiner, 180° ist, wobei die Verstärkerpfade mit einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit, verbunden sind, die die Ausgangssignale der Verstärkerpfade zu einem Hochfrequenzleistungssignal koppelt, wobei zumindest ein Verstärker einen Feldeffekt-Transistor aufweist, der in einem Halbleiterbaustein realisiert ist, dessen Halbleiterstruktur überwiegend schichtweise aufgebaut ist, insbesondere in einem planaren Halbleiterbaustein realisiert ist, der einen im Halbleiterbaustein angeordneten Kanal aufweist, wobei der Stromfluss im Kanal überwiegend in laterale Richtung, d.h. im Wesentlichen parallel zu den Schichten der Halbleiterstruktur, erfolgt, und wobei die Verstärker ausgelegt sind, im linearen Bereich ihrer Kennlinie Leistung zu wandeln. Insbesondere kann der Halbleiterbaustein einen Steueranschluss und einen im Halbleiterbaustein unter dem Steueranschluss angeordneten Kanal aufweisen, wobei der Stromfluss im Kanal unterhalb des Steueranschlusses überwiegend in laterale Richtung, d.h. im Wesentlichen parallel zu den Schichten der Halbleiterstruktur, erfolgt.
Mit schichtweise aufgebauter Halbleiterstruktur oder planarer Struktur ist eine Struktur gemeint die in eine Richtung eine deutlich kleinere Ausbreitung aufweist als in zwei zu ihr orthogonalen Richtungen. Sie kann zum Beispiel quaderförmig sein mit einer Höhe, die deutlich geringer ist als die Abmessungen in Breite und Tiefe. Die Seitenansicht des planaren Halbleiterbausteins besitzt demnach deutlich kleinere Abmessungen im Verhältnis zur Sicht auf die Ober- oder Unterseite.
Mit lateraler Richtung ist hier eine Richtung gemeint, die im Wesentlichen parallel zur Fläche der planaren Ausbreitung also im obigen Beispiel zur Ober- oder Unterseite des Halbleiterbausteins bzw. zu den Schichten der Halbleiterstruktur ist.
Der Halbleiterbaustein kann einen ersten und einen zweiten Leistungsanschluss und den Steueranschluss aufweisen, wobei alle vorgenannten Anschlüssen auf einer ersten Seite des Halbleiterbausteins angeordnet sind.
Der Halbleiterbaustein kann zwischen einem Leistungsanschluss insbesondere dem Drain-Anschluss und dem Steueranschluss (Gate-Anschluss) an der den Anschlüssen zugewandten Seite des Halbleiterbausteins eine Drift-Zone aufweisen, die schwach negativ dotiert ist. Diese kann insbesondere größer sein als die Breite des Kanals unter dem Steueranschluss (Gate-Anschluss). Damit wird die Kapazität zwischen den Leistungsanschlüssen und die Kapazität zwischen Steueranschluss und dem genannten Leistungsanschluss (Drain) gering gehalten.
Mit dem erfindungsgemäßen Leistungsversorgungssystem können sehr viel größere Leistungsdichten in einem Transistor erzielt werden als mit herkömmlichen Transistoren. Die verwendeten Transistoren haben auf Grund der lateralen Struktur kleinere parasitäre Elemente. Insbesondere weisen sie eine geringere Kapazität zwischen Steueranschluss (Gate) und erstem und zweitem Leistungsanschluss (Source, Drain) und auch eine geringere parasitäre Kapazität zwischen den beiden Leistungsanschlüssen im ausgeschalteten Zustand auf. Der Halbleiterbaustein kann deswegen größer als Halbleiterbausteine herkömmlicher Transistoren realisiert werden. Es können mehr Halbleiterbausteine eng gepackt parallel geschaltet werden.
Mit dem erfindungsgemäßen Leistungsversorgungssystem können sehr viel größere Leistungen in einem Verstärker realisiert werden. Es müssen nicht mehrere Verstärker in einem Verstärkerpfad verwendet werden. Vielmehr können zwei Verstärkerpfade mit je einem Verstärker ausreichend sein. Insbesondere kann eine Leistung über 1000 W in einem einzigen Verstärker realisiert werden. Dies kann ohne Überhitzung der Bauteile selbst bei Fehlanpassung erfolgen. Das erfindungsgemäße Leistungsversorgungssystem arbeitet sehr viel stabiler als herkömmliche Leistu ngsverso rg u ngssysteme.
Unter einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit wird erfindungsgemäß eine Einheit verstanden, die einen Koppler und optional für einen oder mehrere Verstärkerpfade jeweils ein phasenlagenschiebendes Netzwerk aufweist, wobei die Eingangssignale der Kopplereinheit im bestimmungsgemäßen Betrieb eine Phasenlage zueinander aufweisen die nicht 0° und nicht 180° ist und insbesondere größer 0° und kleiner 180° ist. Beispielsweise können die Eingangssignale um 90° phasenverschoben sein. Eine Kopplereinheit, deren Eingangssignale einen Phasenversatz gegeneinander von 0° oder 180° aufweisen, wird im Sinne der vorliegenden Erfindung nicht als phasenlagenschiebende Kopplereinheit verstanden, da hier lediglich die Eingangssignale ohne weiteren Phasenversatz addiert werden.
Die phasenlagenschiebende Kopplereinheit kann ein 90° Hybrid-Koppler sein. Dieser erfüllt die Anforderungen optimal mit minimalem Bauteilaufwand.
Als phasenlagenschiebende Kopplereinheit wird auch eine Einheit verstanden, die ausgelegt ist, reflektierte Leistung, die von der Last durch den Koppler zu den Verstärkern geleitet wird, den Verstärkern mit unterschiedlicher Phase zurückzuführen. Bei Fehlanpassung teilt z.B. ein 90° Hybrid Koppler, an dessen Eingangsanschlüssen zwei Verstärker mit derselben Impedanz angeschlossen sind, die reflektierte Leistung um 90° phasenverschoben auf die beiden Verstärker auf.
Als phasenlagenschiebende Kopplereinheit wird auch eine Einheit verstanden, die eine erste Eingangsimpedanz an ihrem ersten Eingangsanschluss und eine zweite Eingangsimpedanz an ihrem zweiten Eingangsanschluss aufweist, und die ausgelegt ist, dass die Eingangsimpedanzen gleich sind, wenn keine reflektierte Leistung durch die Kopplereinheit zu den Eingangsanschlüssen geleitet wird und die ungleich sind, wenn reflektierte Leistung durch die Kopplereinheit zu den Eingangsanschlüssen geleitet wird.
Die Kopplereinheit kann, wie oben beschrieben, so ausgelegt sein, dass sie die zu ihrem Ausgangsanschluss reflektierte Leistung phasenverschoben ihren Eingangsanschlüssen weiterleitet, und damit an die Verstärker in den Verstärkerpfaden weiterleitet. Die Eingangsimpedanzen an der Kopplereinheit können sich dann ändern, können insbesondere unterschiedlich sein. Das kann zur Folge haben, dass die Ausgangsimpedanz des ersten Verstärkers einen anderen Wert annimmt als die Ausgangsimpedanz des zweiten Verstärkers.
Das wiederum kann die Eigenschaften der Kopplereinheit derart beeinflussen, dass sie die Leistung eines Verstärkers zum anderen Verstärker leitet, so dass sich die Verstärker gegenseitig beeinflussen. Die Impedanz der Verstärker kann negativ werden. Das kann bei bestimmten Lastzuständen dazu führen, dass der erste Verstärker im ersten Verstärkerpfad den zweiten Verstärker im zweiten Verstärkerpfad mit Leistung versorgt. Diese Eigenschaften führten in der Vergangenheit dazu, vom Einsatz einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit abzuraten. Es wurde befürchtet, dass man die Verstärker in instabile Zustände bringen würde und/oder die Transistoren überhitzen würde.
Experimente mit hohem Reflexionsfaktor haben gezeigt, dass das Gegenteil der Fall ist, wenn die oben beschriebene Transistorstruktur eingesetzt wird. Zwar erwärmen sich die Transistoren in den beiden Verstärkerpfaden unterschiedlich, jedoch ist die maximale Erwärmung der Transistoren bei keinem Lastzustand so hoch, wie bei Leistungsversorgungssystemen mit Kopplereinheiten, deren Eingangssignale eine Phasendifferenz von 0° aufweisen. Das kann damit zusammenhängen, dass sich auf Grund der niedrigeren Werte der parasitären Elemente des Transistors die Impedanz der Verstärker genau so verändert, dass sich die Transistoren mit der phasenlagenschiebenden Kopplereinheit im wärmsten Punkt deutlich geringer erwärmen als ohne eine solche.
Ein häufiger Grund für Instabilität liegt in der sehr schnellen Änderung der Impedanz der Last, z.B. des Plasmaprozesses. Die Laständerung erfolgt dabei so schnell, dass weder ein zwischen Leistungsversorgungssystem und Last geschaltetes Impedanzanpassungsnetzwerk auf die Laständerung schnell genug reagieren kann, noch eine Leistungsregelung des Leistungsversorgungssystems. Die schnelle Laständerung produziert reflektierte Leistung, die in die Verstärker reflektiert wird. Diese verändert wie oben beschrieben die Impedanz der Verstärker. Die Verstärker liefern nach dem schnellen Lastwechsel damit nicht mehr die gleiche Leistung wie vor dem Lastwechsel. Bei einem Leistungsversorgungssystem mit phasenlagenschiebender Kopplereinheit, insbesondere mit einem 90° Hybrid Koppler, ist die Änderung der Leistung pro Änderung des Lastzustands aber viel geringer als er bei einem Leistungsversorgungssystem ohne eine solche Kopplereinheit oder mit nicht-phasenschiebenden Eigenschaften. Deswegen verhält sich ein Leistungsversorgungssystem mit phasenlagenschiebender Kopplereinheit stabiler. Die Stabilisierung mit der phasenlagenschiebenden Kopplereinheit alleine hat sich aber als noch nicht ausreichend herausgestellt. Erst mit Einsatz des oben beschriebenen Transistors wurde die besonders hohe Stabilität, wie sie für Plasmaprozesse notwendig ist, erreicht und gleichzeitig eine Überlastung der Transistoren in Fehlanpassungszuständen vermieden.
Der Vorteil der Verwendung einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit liegt darin, dass die beiden Verstärkerpfade, die an die Kopplereinheit angeschlossen sind, bei Fehlanpassung unterschiedliche Impedanzen sehen. Außerdem wird bei Fehlanpassung Leistung nicht an die Verstärkerpfade zurückgeliefert sondern kann in einen Absorbtionswiderstand abgeleitet werden. Dadurch, dass die Verstärkerpfade unterschiedliche Impedanzen sehen, werden die Transistoren der Verstärker bei Fehlanpassung im Gegensatz zum gleichphasigen Kombinieren unterschiedlich warm, wobei sich der Wärmere der beiden Transistoren selbst ohne Regelung der Versorgungsspannung etwa 45% weniger erwärmt als im Vergleich zur Verwendung üblicher Kombinierer.
Ein Verstärker, insbesondere jeder Verstärker, kann an seinem Ausgang eine Ausgangsimpedanz aufweisen, die ungleich der Eingangsimpedanz der Kopplereinheit ist. Dann reflektiert der Verstärker einen Großteil der an ihn geleiteten reflektierten Leistung zurück zur Kopplereinheit, die die Leistung dann in einen Absorptionswiderstand leitet. Der Vorteil eines solchen Leistungsversorgungssystems ist, dass der Anteil der stehenden Wellen zwischen Last und Verstärker reduziert wird. Der häufig genannte Nachteil eines solchen Leistungsversorgungssystems ist, dass viel Leistung im Absorbtionswiderstand in Wärme umgewandelt wird, und der Widerstand entsprechend groß und mit guter Kühlung ausgestaltet werden muss. Das würde ein solches Leistungsversorgungssystem teuer machen. Der höhere Aufwand wird jedoch durch eine sehr viel höhere Stabilität und Zuverlässigkeit ausgeglichen.
Ein Verstärker, insbesondere jeder Verstärker, kann so ausgelegt sein, dass sich seine Ausgangsimpedanz verändert, wenn sich die Impedanz, in die er seine Leistung liefert, ändert. Das kann beispielsweise dann der Fall sein, wenn reflektierte Leistung zum Verstärker geleitet wird. Insbesondere kann sich die Eingangsimpedanz der an die Verstärker angeschlossenen Kopplereinheit ändern, wenn sich die Lastimpedanz ändert, die an den Ausgang der Kopplereinheit angeschlossen ist.
Mit dem erfindungsgemäßen Leistungsversorgungssystem ist es möglich, die Transistoren der Verstärker sowohl in Sättigung, d.h. im vollständig leitenden Zustand, bzw. Kompression, d.h. bei mit steigender Eingangsleistung sinkender Verstärkung, als auch an jedem Punkt im linearen Bereich ihrer Kennlinie betrieben werden können. Insbesondere können die Transistoren der Verstärker in Kompression mit einem Kompressionsgrad größer zwei betrieben werden. Dadurch ist es möglich, dass das Leistungsversorgungssystem eine definierte Leistung in jede beliebige Last und somit auch bei Fehlanpassung versorgen kann, ohne sich dabei über vorgegebene Grenzen zu erwärmen.
Als weiterer Vorteil kommt hinzu, dass ein Leistungsversorgungssystem mit phasenlagenschiebender Kopplereinheit und der oben genannten Transistortechnologie im Back-Off-Bereich bei höheren Versorgungsspannungen betrieben werden kann. Er kann damit bei kleinen Ausgangsleistungen viel schneller geregelt werden, da die Ausgangsleistung mit der Eingangsleistung geregelt werden kann. Zusätzlich kann eine phasenlagenschiebende Kopplereinheit mit Absorptionswiderstand für ein schnelles Pulsen zwischen zwei Ausgangsleistungen oder zum Modulieren der Ausgangsleistung genutzt werden, wenn die Phasen der beiden Verstärkerpfade gegeneinander verändert werden. Dann fließt ein Teil der Leistung nicht zum Ausgang des Leistungsversorgungssystems, sondern zum Absorptionswiderstand
Für Plasmaprozesse ist manchmal ein Hochfrequenzleistungssignal erwünscht, dass mit einer Modulations- oder Pulsfrequenz, die niedriger ist als die Frequenz des Hochfrequenzleistungssignals, moduliert oder gepulst ist. Dies kann mit dem Leistungsversorgungssystem besonders gut realisiert werden. Insbesondere ist hierfür eine phasenlagenschiebende Kopplereinheit von Vorteil. Um das Hochfrequenzleistungssignal zu modulieren oder zu pulsen kann mit der Modulationsfrequenz oder mit dem Pulssignal die Phase der Hochfrequenzsignale zwischen den Verstärkerpfaden verstellt werden. So kann besonders schnell gepulst oder moduliert werden.
Der Vorteil der Verwendung eines Feldeffekt- Transistors liegt darin, dass er linearer arbeitet und stabiler bei hohen Frequenzen arbeitet. Dadurch, dass sämtliche Steueranschlüsse auf derselben Seite des Halbleiterbausteins realisiert sind, kann dieser einfach angeschlossen werden. Insbesondere kann gewählt werden, welcher der Anschlüsse direkt auf die gegenüberliegende Seite des planaren Halbleiterbausteins geführt wird. Wird der Anschluss auf die gegenüberliegende Seite geführt, der im bestimmungsgemäßen Betrieb des Transistors mit Masse verbunden wird, so kann eine direkte Masseankopplung des Anschlusses vorgesehen werden. Gegenüber bekannten Hochfrequenz-Leistungs-MOSFET Strukturen, z.B. einer VDMOS-Struktur, bei denen üblicherweise der Drain-Anschluss auf der der Massefläche zugewandten Seite angeordnet war, hat diese Variante die folgenden Vorteile:

- Sehr gute Wärmeableitung möglich, weil kein elektrischer Isolator zwischen Massefläche und Leistungsanschluss angeordnet werden braucht;
- Geringe kapazitive Kopplung zwischen dem Leistungsanschluss, der vom Verstärker gegenüber Masse im bestimmungsgemäßen Betrieb des Transistors auf schnell wechselndes Potential gebracht wird;
- Geringere induktive Last zwischen Masse und dem Leistungsanschluss, der im bestimmungsgemäßen Betrieb des Verstärkers mit Masse verbunden sein soll.

Damit ist es möglich, höhere Leistungen bei höheren Frequenzen an Lasten zu betreiben, deren Impedanz sich sehr schnell ändert, ohne die Transistoren zu überhitzen.
Außerdem ist es möglich, solche Halbleiterbausteine mit einer Keramik- oder Kunststoffverkapselung (Packaging) zu versehen. Weiterhin haben solche Transistoren bei hohen Strömen einen negativen Temperaturkoeffizienten, so dass der Transistor bei Erhöhung seiner Temperatur automatisch dergestalt geregelt wird, dass seine Wärmeentwicklung abnimmt. Dadurch wird die Zuverlässigkeit der Transistoren erhöht.
Die Verstärkerpfade können identisch aufgebaut sein. Dadurch lässt sich das Leistungsversorgungssystem besonders einfach herstellen.
An der der ersten Seite gegenüberliegenden Seite des Halbleiterbausteins kann ein Leistungsanschluss vorgesehen sein, der mit dem ersten Leistungsanschluss durch den Halbleiterbaustein hindurch elektrisch leitend verbunden ist. Insbesondere kann der Source-Anschluss somit an die Rückseite des Halbleiterbausteins gelegt werden, wodurch sich eine einfachere Kontaktierung ergibt. Insbesondere können Bonddrähte zur Kontaktierung des Source-Anschlusses vermieden werden, so dass ein Anschluss mit geringer Induktivität realisiert werden kann.
Die elektrische Verbindung des ersten Leistungsanschlusses mit dem Leistungsanschluss an der gegenüberliegenden Seite innerhalb des Halbleiterbausteins kann durch eine p⁺-dotierte Zone realisiert sein, die sich von der einen Seite des Halbleiterbausteins auf die andere Seite des Halbleiterbausteins erstreckt. Durch diese hoch dotierte Zone kann die elektrische Leitfähigkeit des Halbleiterbausteins in diesem Bereich erhöht werden. Für eine p-Dotierung werden Fremdatome eingebracht, beispielsweise implantiert, die als Elektronenakzeptoren dienen. Für die Änderung der elektrischen Leitfähigkeit bei gängigen Halbleiterbauelementen aus Silizium kommen für p-Gebiete die Elemente aus der dritten Hauptgruppe, wie beispielsweise Bor, Indium, Aluminium oder Gallium zum Einsatz. Silizium ist das meist verwendete Basismaterial für Halbleiterbauelemente. Ein Siliziumkristall besteht aus vierwertigen Siliziumatomen. Die vier Valenzelektronen (Außenelektronen) eines jeden Siliziumatoms bauen vier Atombindungen zu den Nachbaratomen auf und bilden dadurch die Kristallstruktur. Dies macht alle vier Elektronen zu Bindungselektronen. Bei der p-Dotierung werden dreiwertige Elemente, die sogenannten Akzeptoren, in das Siliziumgitter eingebracht und ersetzen dafür vierwertige Siliziumatome. Ein dreiwertiges Element hat drei Außenelektronen für Atombindungen zur Verfügung. Für die vierte Atombindung im Siliziumkristall fehlt ein Außenelektron. Diese Elektronenfehlstellen werden als Loch oder Defektelektron bezeichnet. Bei Anlegen einer Spannung verhält sich dieses Loch wie ein frei beweglicher positiver Ladungsträger und kann Strom leiten. Dabei springt ein Elektron - angetrieben durch das äußere Feld - aus einer Atombindung heraus, füllt ein Loch und hinterlässt ein neues Loch. Von einer p+-dotierten Zone (hochdotierte Zone) spricht man bei Siliziumkristallen bei einem Verhältnis von mindestens einem Akzeptoratom zu 10⁴ Siliziumatomen.
Der Halbleiterbaustein kann eine Unterseite aufweisen, die mit einer elektrisch leitenden Platte verbunden ist, wobei die erste Schicht der Unterseite p+ oder p-dotiert ist. Durch diese Maßnahme wird ein geringer elektrischer Widerstand am Übergang zwischen elektrisch leitender Platte und der Unterseite des Halbleiterbausteins realisiert.
Der Verstärker kann einen LDMOS-Transistor aufweisen. LDMOS steht für „laterally diffused metal oxide semiconductor“. Das sind MOSFETs, die bisher vor allem GHz-Bereich Anwendung fanden. Beim Einsatz in Verstärkern zu Erzeugung einer Leistung, die einem Plasmaprozess zuführbar ist, hat sich gezeigt, dass sich diese Transistoren in LDMOS Technologie sehr viel zuverlässiger verhalten als vergleichbare herkömmliche MOSFETs. Dies kann auf eine sehr viel höhere Strombelastbarkeit zurückzuführen sein. Insbesondere bei Versuchen mit mehreren Verstärkerpfaden bei Frequenzen von 1 MHz bis 200 MHz, insbesondere bei 3,4 MHz, 13 MHz, 27 MHz, 30 MHz bis 90 MHz und 162 MHz haben diese Transistortypen eine besonders hohe Zuverlässigkeit gezeigt. Ein weiterer Vorteil dieser Transistortypen gegenüber herkömmlichen MOSFETs besteht darin, dass die gleichen Transistoren für die genannten Frequenzen (1 MHz bis 200 MHz) einsetzbar sind. Damit lassen sich nun mit einer sehr ähnlichen oder auch mit einer gleichen Topologie Verstärker und Leistungsversorgungssysteme aufbauen, die bei Frequenzen über mehrere Dekaden im Bereich von 1 MHz bis 200 MHz einsetzbar sind. Das sind Frequenzen, wie sie in Plasmaprozessen und zur Gaslaseranregung oft benutzt werden. Herkömmliche MOSFETs haben bei diesen Frequenzen betrieben an Plasmaprozessen oftmals Probleme, wenn zu viel in den Plasmaprozess gelieferte Leistung zurück reflektiert wird. Deswegen musste die erzeugte Leistung oft begrenzt werden, um die reflektierte Leistung nicht über eine kritische Grenze ansteigen zu lassen. Damit ließen sich die Plasmaprozesse nicht immer sicher zünden oder im gewünschten Leistungsbereich betreiben. Außerdem wurden aufwendige regelbare Impedanzanpassungsschaltungen und Kombinierer vorgesehen, um diese Nachteile zu beheben. LDMOS-Transistoren sind nun besonders vorteilhaft einsetzbar, wenn mit reflektierter Leistung in erheblichem Maß zu rechnen ist, wie dies beispielsweise bei der Versorgung von Plasmaprozessen der Fall ist. In Verbindung mit der oben erwähnten phasenlagenschiebenden Kopplereinheit besteht der Vorteil der LDMOS-Transistoren darin, dass sehr viel höhere reflektierte Leistungen von den Transistoren aufgenommen werden können. Dadurch werden die Anforderungen an zusätzliche zwischen Leistungsversorgungssystem und Last geschaltete Impedanzanpassungsnetzwerke niedriger und es können bei diesen Impedanzanpassungsnetzwerken Kosten für Bauteile und Regelung eingespart werden.
Der Verstärkerpfad kann zwischen Verstärker und Kopplereinheit ein Ausgangsnetzwerk aufweisen, das zumindest eine planare Induktivität aufweist, die über ein Dielektrikum mit einer kühlmitteldurchströmten Masseplatte thermisch und kapazitiv gekoppelt ist. Durch das Ausgangsnetzwerk kann die Ausgangsimpedanz des Verstärkerpfads optimal an die Eingangsimpedanz der Kopplereinheit angepasst werden. Somit können Verlustleistungen vermieden werden. Überhitzungen können dadurch vermieden werden, dass die planare Induktivität auf einer kühlmitteldurchströmten Masseplatte angeordnet ist.
Die Kopplereinheit kann eine erste und eine zweite planare Induktivität aufweisen, die über ein Dielektrikum einer kühlmitteldurchströmten Masseplatte thermisch und kapazitiv gekoppelt sind und zugleich miteinander kapazitiv und induktiv gekoppelt sind. Die Induktivitäten können dabei mehr als zwei Windungen aufweisen und ohne ferritische Elemente ausgebildet sein. Somit kann auf einfache Art und Weise die Induktivität gering gehalten werden.
Die planaren Induktivitäten können Leiterbahnbreiten aufweisen, die schmaler sind als 15 mm. Auf diese Weise kann Platz gespart werden und die kapazitive Kopplung zwischen den Leiterbahnen und Masse niedrig gehalten werden. Bei einem Hybrid-Koppler können mehrere Leiterbahnen parallel in einer Ebene angeordnet werden. Dadurch erhöht sich die induktive Kopplung zwischen den Leiterbahnen und es werden keine Ferrite benötigt. Die Verluste in den Induktivitäten können reduziert werden, wenn kein Ferrit zwischen Kühlkörper und Trägermaterial für die Leiterbahnen angeordnet werden muss.
Eine kompakte Bauweise ergibt sich, wenn die Induktivitäten der Kopplereinheit und die Induktivität des Ausgangsnetzwerks zumindest abschnittsweise auf einer Lage einer Leiterplatte angeordnet sind.
Die Induktivitäten der Kopplereinheit können zumindest abschnittsweise in einer Ebene angeordnet sein, wobei der planare Halbleiterbaustein des Transistors in der gleichen oder in einer parallelen Ebene dazu angeordnet ist. Insbesondere kann der Halbleiterbaustein so ausgerichtet sein, dass der Kanal, in der der laterale Strom durch den Halbleiterbaustein fließt, in der gleichen oder in einer parallelen Ebene dazu ausgerichtet ist. Dadurch können Kopplungen vom Ausgang zum Eingang des Verstärkers reduziert werden.
Die Induktivität des Ausgangsnetzwerks kann zumindest abschnittsweise in einer Ebene angeordnet sein, wobei der planare Halbleiterbaustein des Transistors in der gleichen oder in einer parallelen Ebene dazu angeordnet ist. Insbesondere kann der Halbleiterbaustein so ausgerichtet sein, dass der Kanal, in der der laterale Strom durch den Halbleiterbaustein fließt, in der gleichen oder in einer parallelen Ebene dazu ausgerichtet ist. Durch die oben erwähnten Maßnahmen kann die Kopplung von einem Verstärkerpfad zum anderen Verstärkerpfad reduziert werden. Dies ist wichtig, da die beiden Verstärkerpfade nicht in gleicher Phasenlage liegen. So kann eine Abschirmung zwischen den Verstärkerpfaden eingespart werden. Dadurch ist es möglich, dass beide Verstärkerpfade auf derselben Leiterplatte angeordnet werden. Dadurch werden Produktionskosten gespart.
Wenn eine noch größere Leistung erzeugt werden soll, können mehrere Verstärkerstufen vorgesehen sein, wobei jeweils zwei Verstärkerpfade der Verstärkerstufen, insbesondere direkt ohne Zwischenschaltung anderer Kopplungsvorrichtungen, mit einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit, insbesondere mit einem 90° Hybrid-Koppler, verbunden sind.
Zumindest ein Verstärkerpfad kann einen Push-Pull-Verstärker aufweisen. Dadurch ist es möglich, jede Halbwelle des zu verstärkenden Signals durch einen eigenen Transistor zu verstärken. Dadurch wird die Temperatur jedes Verstärkers auf zwei Transistoren verteilt und es ergibt sich ein Ausgangssignal mit weniger Oberwellen als z.B. bei einem Klasse E Verstärker mit nur einem Transistor pro Verstärker oder mehreren Transistoren pro Verstärker, die mit allen Anschlüssen parallel geschaltet sind. Ein Push-Pull-Verstärker lässt sich besser abstimmen, weil die Oberwellen, die durch ihn erzeugt werden, leichter gefiltert werden können. Er eignet sich zudem für einen weiten Frequenzbereich.
Es kann eine einstellbare Spannungsversorgung vorgesehen sein, die mit dem zumindest einen Verstärker verbunden ist und diesen mit einer Spannung versorgt. Bei der Spannungsversorgung kann es sich insbesondere um eine Gleichspannungsversorgung handeln, die den Verstärker mit einer DC-Leistung bzw. DC-Spannung versorgen kann. Durch die Spannungsregelung kann insbesondere auf langsame Änderungen des Sollwerts der Ausgangsleistung reagiert werden. Dadurch kann die Effizienz des Leistungsversorgungssystems gesteigert bzw. hoch gehalten werden.
Es kann eine Regeleinheit zur Regelung der Spannung vorgesehen sein, die an den Verstärker zur Spannungsversorgung angelegt wird. Dabei muss diese Regeleinheit nicht in der Spannungsversorgung implementiert sein. Beispielsweise kann die Regeleinheit in einer digitalen Logikschaltung implementiert sein, die mit der Spannungsversorgung verbunden ist. Messmittel zur Erfassung bzw. Bestimmung eines Reflexionsfaktors können mit der Regeleinheit verbunden sein.
Zumindest einem Verstärkerpfad kann ein von einem Digital-Analog-Wandler (DAC) aus einem Digitalsignal erzeugtes Analogsignal zugeführt sein. Dadurch ist es möglich, zusätzlich eine Amplitudenregelung durchzuführen. Für die Amplitudenregelung kann auf einfache Art und Weise ein Digitalsignal erzeugt werden, welches Informationen bezüglich der Signalform und der Amplitude des im DAC zu erzeugenden Analogsignals aufweist. Insbesondere kann eine Folge von Digitalwerten erzeugt werden, indem mithilfe eines Zählers eine Folge von in einem Signaldatenspeicher abgelegten Signaldatenwerten ausgelesen wird, diese Folge von Signaldatenwerten einem Multiplizierer zugeführt wird, und von diesem Multiplizierer mit einem aus einem Amplitudendatenspeicher ausgelesenen Amplitudendatenwert multipliziert wird. Dies hat insbesondere dann Vorteile, wenn parallel mehrere Analogsignale erzeugt werden, die anschließend durch einen Koppler kombiniert werden, so dass die zu koppelnden Signale besonders einfach und schnell aneinander angepasst werden können. Verstärkerpfade, die mit einem so generierten Analogsignal angesteuert sind, sind besonders gut für einen Parallelbetrieb mehrerer Verstärkerpfade geeignet. Die so erzeugten Leistungen können einfach am Ausgang der Verstärkerpfade gekoppelt werden, so dass sich eine sehr schnelle und abstimmbare Gesamtleistung des Leistungswandlers ergibt. Die Last kann ein Plasmaprozess oder ein Gaslaserprozess sein.
Somit ist es auch möglich, zwei Regelungskonzepte zu vereinen, nämlich zum einen eine Amplitudenregelung und zum anderen eine Spannungsregelung. Bei Plasmaanwendungen oder Laseranregungsanwendungen werden typischerweise vorher festgelegte Profile durchlaufen. Dadurch sind der benötigte Dynamikbereich (für die Ausgangsleistung) und der Zeitpunkt des Sollwertsprungs im Voraus häufig bekannt. Daher ist es möglich, beide Regelungskonzepte parallel zu verwenden. Dabei können schnelle Änderungen der Leistung durch die Amplitudenregelung umgesetzt werden. Danach kann die Spannungsregelung nachregeln und somit die Effizienz steigern. Besonders beim schnellen Hochregeln der Ausgangsleistung ist darauf zu achten, dass im Voraus die Spannung und Amplitude so gewählt werden, dass ein ausreichender Regelbereich vorgehalten wird. Es ist denkbar, für kurze ungeplante dynamische Lastvorgänge lediglich die schnelle Amplitudenregelung zu verwenden, da für kurze Zeiträume die Effizienz des Systems vernachlässigt werden kann.
Die Verstärker können ausgelegt sein, sowohl im linearen Bereich ihrer Kennlinie als auch in der Sättigung (Kompression) Leistung zu wandeln. Somit können größere Leistungsbereiche abgedeckt werden als bisher.
Der Feldeffekt-Transistor kann einen Steuereingang aufweisen, an den über eine kapazitive dissipative Schaltungseinheit die Treiberspannung angeschlossen ist, die ein kapazitives Element mit einem parallel geschalteten Widerstand aufweist. Dadurch können unerwünschte Schwingungen gedämpft werden. Die kapazitive dissipative Schaltungseinheit kann insbesondere in die Zuleitung zum Gate in Serie eingeschleift sein.
Dem DAC kann eine Logikschaltungseinheit zur Erzeugung des dem DAC zugeführten Digitalsignals vorgeschaltet sein, wobei die Logikschaltungseinheit einen Signaldatenspeicher, in dem Signaldatenwerte zur Erzeugung einer Analogsignalform abgelegt sind, aufweist. Insbesondere kann die Logikschaltungseinheit zusätzlich einen Amplitudendatenspeicher, in dem Amplitudendatenwerte zur Beeinflussung der Amplituden der Analogsignale abgelegt sind und einen Multiplikator zur Multiplikation der Signaldatenwerte mit den Amplitudendatenwerten aufweisen.
In den Rahmen der Erfindung fällt außerdem ein Verfahren zur Anregung eines Plasmas mit einer Hochfrequenzleistung, bei dem zwei Verstärkerpfaden jeweils ein Analogsignal zugeführt und in dem Verstärkerpfad durch zumindest einen Verstärker zu einem Hochfrequenzleistungssignal verstärkt wird, wobei die Hochfrequenzsignale einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit zugeführt werden, der die Hochfrequenzleistungssignale phasenabhängig koppelt, wobei in dem zumindest einen Verstärker eine Verstärkung mittels eines Feldeffekt-Transistors erfolgt, der in einem Halbleiterbaustein realisiert ist, dessen Halbleiterstruktur überwiegend schichtweise aufgebaut ist, insbesondere in einem planaren Halbleiterbaustein realisiert ist, der in einem Halbleiterbaustein realisiert ist, dessen Halbleiterstruktur überwiegend schichtweise aufgebaut ist, insbesondere in einem planaren Halbleiterbaustein realisiert ist, der einen im Halbleiterbaustein angeordneten Kanal aufweist, wobei der Stromfluss im Kanal überwiegend in laterale Richtung, d.h. im Wesentlichen parallel zu den Schichten der Halbleiterstruktur, erfolgt, wobei der Verstärker im linearen Bereich seiner Kennlinie betrieben wird
Dazu kann der Halbleiterbaustein einen ersten und einen zweiten Leistungsanschluss und einen Steueranschluss aufweisen, wobei alle vorgenannten Anschlüsse auf einer ersten Seite des Halbleiterbausteins angeordnet sind.
Somit kann eine Hochfrequenzleistung sehr viel stabiler als im Stand der Technik erzeugt werden. Außerdem sind größere Leistungen in einem einzigen Verstärker realisierbar. Es müssen nicht eine Mehrzahl von Verstärkerpfaden, d.h. nicht mehr als zwei Verstärkerpfade, parallel geschaltet werden. Eine Leistung von über 1000 W kann in einem einzigen Verstärker realisiert werden. Es ist keine Überhitzung der Bauteile bei Fehlanpassung zu befürchten.
Wenn der Verstärker mit einer einstellbaren Spannung versorgt wird, kann eine Spannungsregelung durchgeführt werden.
Insbesondere kann die einstellbare Spannung durch Regelung einer Spannung zur Leistungsversorgung des Verstärkers eingestellt werden.
Es kann ein Reflexionsfaktor der an der Last reflektierten Leistung erfasst werden und die Spannungsregelung auf Basis des erfassten Reflexionsfaktors, insbesondere des Betrags des Reflexionsfaktors, erfolgen. Die Herabsetzung der Leistung des Generators kann somit auf Basis des Betrags des Reflexionsfaktors erfolgen. Durch die Verwendung eines (Hybrid)-Kopplers ist die für eine gegebene minimale Leistung erforderliche Spannung der Spannungsversorgung vom Lastwinkel bzw. Reflexionswinkel nahezu unabhängig. Dadurch kann für einen bestimmten Betrag des Reflexionsfaktors die Spannungsversorgung auf eine nahezu konstante Spannung gesetzt werden.
Jeweils um 180° verschoben sind Lastpunkte, an denen die Transistoren der Verstärker im Back Off-Bereich wärmer werden und Lastpunkte, an denen der wärmste Punkt in der Vollaussteuerung ist. Die Lastpunkte mit den maximalen Temperaturen sind die Punkte, in denen der wärmste Punkt in der Sättigung bzw. Kompression ist. Lastpunkte, in denen der wärmste Punkt im Back Off-Bereich ist, werden grundsätzlich nicht so warm. Hieraus ergibt sich, dass der Verstärker mit geregelter Spannung unabhängig vom Lastwinkel durch die gesamte Transferkurve gesteuert werden kann.
Der Verstärker kann sowohl im linearen Bereich seiner Kennlinie als auch in der Sättigung bzw. Kompression mit Kompressionsgrad größer zwei betrieben werden. Dadurch ergibt sich ein größerer Einsatzbereich des Verstärkers.
In einem ersten Verfahrensschritt kann der Betrag des Reflexionsfaktors ermittelt werden und in einem zweiten Verfahrensschritt kann die Versorgungsspannung für den Verstärker in Abhängigkeit des Betrags des Reflexionsfaktors eingestellt werden. Insbesondere kann die Versorgungsspannung für den Verstärker in Abhängigkeit des Betrags des Reflexionsfaktors und der reflektierten Leistung eingestellt werden.
Beim herkömmlichen Verfahren zur Anregung eines Plasmas musste die Versorgungsspannung in Abhängigkeit vom Lastwinkel und vom Reflexionsfaktor eingestellt werden, um die Transistoren vor Überhitzung zu schützen. Damit hatte sich die Geschwindigkeit, mit der sich die Ausgangsleistung bei Fehlanpassung steuern lässt, auf die Geschwindigkeit, mit der die Spannung der Spannungsversorgung verändert werden kann, reduziert.
In den Rahmen der Erfindung fällt außerdem eine Hochfrequenzplasmaanordnung mit einer Plasmakammer, in der zumindest eine Elektrode angeordnet ist, wobei an die Elektrode ein erfindungsgemäßes Leistungsversorgungssystem angeschlossen ist.
Weitere Merkmale und Vorteile der Erfindung ergeben sich aus der nachfolgenden Beschreibung eines Ausführungsbeispiels der Erfindung, anhand der Figuren der Zeichnung, die erfindungswesentliche Einzelheiten zeigen, und aus den Ansprüchen. Die einzelnen Merkmale können je einzeln für sich oder zu mehreren in beliebiger Kombination bei einer Variante der Erfindung verwirklicht sein.
Ein bevorzugtes Ausführungsbeispiel der Erfindung ist in der Zeichnung schematisch dargestellt und wird nachfolgend mit Bezug zu den Figuren der Zeichnung näher erläutert. Es zeigen:

1 in stark schematisierter Darstellung ein Plasmasystem mit einem Leistungsversorgungssystem;
2 in einer Blockdarstellung ein Leistungsversorgungssystem;
3 in einer Blockdarstellung einen DDS Baustein;
4 in einer schematischen Darstellung einen LDMOS Transistor;
5a die Versorgungsspannung eines Verstärkers für eine konstante Ausgangsleistung bei sich änderndem Lastwinkel gemäß dem Stand der Technik;
5b die Versorgungsspannung eines Verstärkers für eine konstante Ausgangsleistung für verschiedene Lastwinkel bei Verwendung eines Hybrid-Kopplers;
6 die Temperatur zweier Transistoren am p-n-Übergang in Abhängigkeit des Lastwinkels;
7 eine schematische Darstellung zur Verdeutlichung der Kopplung mehrerer Verstärkerstufen;
8 zwei Messergebnisse der Temperaturen der Transistoren in Abhängigkeit des Lastpunktes;
9 zwei Messergebnisse der Ausgangsleistung des Leistungsversorgungssystems in Abhängigkeit des Lastpunktes.

Die 1 zeigt ein Plasmasystem 1, welches ein Leistungsversorgungssystem 2 umfasst. Das Leistungsversorgungssystem 2 weist wiederum einen Leistungswandler 3 auf, der an ein Spannungsversorgungsnetz 4 angeschlossen sein kann. Die am Ausgang des Leistungswandlers erzeugte Leistung wird über ein Impedanzanpassungsnetzwerk 5 an eine Last 6 gegeben, die beispielsweise eine Plasmakammer sein kann, in der ein Plasma erzeugt wird, mithilfe dessen eine Plasmabearbeitung in der Plasmakammer durchgeführt werden kann. Insbesondere kann ein Werkstück geätzt werden oder kann eine Materialschicht auf ein Substrat aufgebracht werden. Die Last 6 kann auch eine Gaslaseranregung sein.
2 zeigt in stark schematisierter Darstellung ein Leistungsversorgungssystem 20. Das Leistungsversorgungssystem 20 weist einen Leistungswandler 30 auf, der eine Ausgangsleistung erzeugt, die einer Last 6, beispielsweise einem Plasmaprozess oder einer Laseranregung zugeführt werden kann. Zwischen der Last 6 und dem Leistungswandler 30 kann ein Impedanzanpassungsnetzwerk 5 angeordnet sein.
Ein Digital-Analog-Wandler (DAC) 31 erzeugt ein analoges Ausgangssignal. Die Erzeugung des Analogsignals wird anhand der 3 erläutert. Dem Digital-Analog-Wandler 31 ist eine Logikschaltungseinheit 32 zugeordnet. Insbesondere werden dem DAC 31 aus der Logikschaltungseinheit 32 Folgen von Digitalwerten zugeführt, aus denen der DAC 31 ein analoges Ausgangssignal erzeugt. Der DAC 31 und die Logikschaltungseinheit 32 können in einem sogenannten Direkt-Synthese-Baustein (DDS Baustein) 33 integriert sein, auch genannt: Direct-Digital-Synthesizer. Die Logikschaltungseinheit 32 weist hier auf

1. einen Signaldatenspeicher 34, in dem Signaldatenwerte zur Erzeugung der Analogsignalform abgelegt sind,
2. einen Amplitudendatenspeicher 35, in dem Amplitudendatenwerte zur Beeinflussung der Amplitude der Analogsignale abgelegt sind,
3. einen Multiplikator 36 zur Multiplikation der Signaldatenwerte mit den Amplitudendatenwerten und
4. einen Zähler 37, der dafür sorgt, dass in einem vorbestimmten Takt Signaldatenwerte aus dem Signaldatenspeicher 34 ausgelesen und dem Multiplikator 36 zugeführt werden.

Sowohl der Signaldatenspeicher 34 als auch der Amplitudendatenspeicher 35 können als sogenannte Nachschautabellen (Look up Tables, LUT) ausgebildet sein.
Das erzeugte Analogsignal wird ausweislich der 2 einer ersten Verstärkerstufe 40 und dort insbesondere einem Splitter 41 zugeführt. Der Splitter 41 kann als Hybrid- Koppler ausgeführt sein, der das Analogsignal in zwei phasenverschobene Signale, insbesondere um 90° phasenverschobene Signale, aufteilt, wobei jeweils ein durch den Splitter 41 ausgegebenes Signal einem Verstärkerpfad 42, 43 zugeführt wird. Die Verstärkerpfade 42, 43 weisen jeweils zumindest einen Verstärker 42a, 43a auf, wobei die Verstärker als Push Pull-Verstärker ausgebildet sein können und somit jeweils zwei Transistoren, insbesondere zwei LDMOS Transistoren aufweisen können. Die Spannungsversorgung der Verstärkerpfade 42, 43 und damit der Verstärker 42a, 43a und der darin enthaltenen Transistoren erfolgt über eine Spannungsversorgung 44. Am Ausgang der Verstärkerpfade 42, 43 ist jeweils ein Ausgangsnetzwerk 45, 46 vorgesehen, die die Ausgangsimpedanzen der Verstärker 42a, 43a auf die Eingangsimpedanz einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit 47 anpassen und gleichzeitig unerwünschte Oberfellen filtern. In der phasenlagenschiebenden Kopplereinheit 47 werden die Ausgangssignale der Verstärkerpfade 42, 43 phasenabhängig zu einem Ausgangssignal gekoppelt, welches letztendlich über ein optionales Impedanzanpassungsnetzwerk 5 an die Last 6 gegeben wird. Vorzugsweise handelt es sich bei der phasenlagenschiebenden Kopplereinheit 47 um einen 90° Hybrid-Koppler.
Die Ausgangsleistung am Ausgang der Kopplereinheit 47 kann durch entsprechende Messmittel 48 erfasst werden. Durch die gestrichelte Linie 49 ist angedeutet, dass die Messmittel 48 mit einer Spannungsregelung 50 in Verbindung stehen, die wiederum die Spannungsversorgung 44 ansteuert. Insbesondere kann durch die Messmittel 48 auch die an die Last 6 gelieferte Leistung und die von der Last 6 reflektierte Leistung erfasst werden. Aus diesen Werten lässt sich ein Reflexionsfaktor bzw. ein Betrag eines Reflexionsfaktors erfassen, der wiederum verwendet werden kann, um die Spannungsregelung durchzuführen.
Die 4 zeigt einen LDMOS Transistor 60, der in einem Verstärker 42a, 43a zumindest eines der Verstärkerpfade 42, 43 zum Einsatz kommen kann. Der LDMOS Transistor 60 ist als Halbleiterbaustein 61 ausgebildet. Er weist auf seiner einen Seite zwei Leistungsanschlüsse 62 (Source), 63 (Drain) und einen Steueranschluss 64 (Gate) auf. Die Halbleiterstruktur des Halbleiterbaustein 61 ist überwiegend schichtweise aufgebaut. Die Schichten sind stark positiv dotiert, wie z.B. die Sourceschicht 68 oder schwach positiv dotiert, wie z.B. die schwach positiv dotierte Schicht 70 oder schwach negativ dotiert wie z.B. die schwach negativ dotierte Drift Zone 72. Die Schichten definieren eine planare Struktur des Halbleiterbausteins 61. Auf der zu den Anschlüssen 62, 63, 64 gegenüberliegenden Seite weist er ebenfalls einen Leistungsanschluss 65 (Source) auf, der elektrisch leitend innerhalb des Halbleiterbausteins 61 mit dem Leistungsanschluss 62 verbunden ist. Die elektrisch leitende Verbindung erfolgt über einen p⁺ -dotierten Bereich 66. Im Bereich seiner Unterseite 67 weist der Transistor 60 als unterste Schicht die ebenfalls p⁺dotierte Schicht 70 auf. Die Unterseite 67 des LDMOS Transistors 60 kann mit einer Kühleinrichtung verbunden sein, so dass Wärme großflächig aus dem LDMOS Transistor 60 abgeführt werden kann. Der Steueranschluss 64 (Gate) steuert den Stromfluss in der schwach p-dotierten Schicht 70 über den Kanal 71 von Drain 73 nach Source 62. Der Strom fließt im Kanal 71 vorzugsweise in laterale Richtung d.h. im Wesentlichen parallel zu den Schichten der Halbleiterstruktur, was mit dem Pfeil 75 angedeutet ist. Zwischen Drain 73 und dem Kanal 71 befindet sich eine schwach dotierte n^- Zone, die als Drift-Zone 72 bezeichnet wird. Mit ihr wird die Kapazität zwischen Source 65 und Drain 73 und die Kapazität zwischen Gate 64 und Drain 73 gering gehalten. Der Strom fließt insbesondere auch in der Drift-Zone 72 in laterale Richtung d.h. im Wesentlichen parallel zu den Schichten der Halbleiterstruktur. Hierbei steht n⁺ für eine hohe n-Dotierung, p⁺ für eine hohe p-Dotierung, p^- für eine schwache p-Dotierung und n^- für eine schwache n-Dotierung. Unterhalb des Steueranschlusses 64 ist eine dünne Oxidschicht 74 vorgesehen. Die Steuerung des Transistors 60 erfolgt somit durch Anlegen einer entsprechenden Spannung an den Steueranschluss 64. Der Transistor 60 ist somit spannungsgesteuert. Aus der Darstellung der 4 ergibt sich außerdem, dass der Transistor 60 unsymmetrisch aufgebaut ist und Leistungsanschlüsse 62, 63 für Drain und Source sowie der Steueranschluss 64 auf derselben Seite des Transistors 60 angeordnet sind.
Die Abmessungen des Halbleiterbausteins sind dabei vorzugsweise so gehalten, dass die Dicke des Halbleiterbausteins 61 um mehr als den Faktor 200 kleiner ist als die Wellenlänge des durch ihn zu verstärkenden Signals.
Die Breite und/oder Tiefe des Halbleiterbausteins 61 sollte vorteilhafterweise um mehr als den Faktor 20 kleiner als die Wellenlänge des durch ihn zu verstärkenden Signals sein. Damit spielen Wellenlängeneffekte im Halbleiterbaustein 61 keine Rolle und es entstehen auch keine unerwünschten Oberschwingungen bei den Oberwellen des zu verstärkenden Signals auf Grund von sich ausbreitenden stehenden Wellen im Halbleiterbaustein 61. Außerdem können so die negativen Einflüsse der parasitären Elemente reduziert werden. Damit kann diese Anordnung auch gut zum Pulsen und zum Modulieren der Ausgangsspannung mit Puls- bzw. Modulationsfrequenzen über 1 MHz genutzt werden.
Auch die als 90°-Hybrid Koppler ausgebildete oder einen solchen aufweisende Kopplereinheit 47 weist vorteilhafterweise Abmessungen auf, bei denen die Dicke des Kopplers um mehr als den Faktor 200 kleiner ist als die Wellenlänge des durch ihn zu verstärkenden Signals.
Die Länge der Leitungen des 90°-Hybrid Kopplers 47, die für die kapazitive und die induktive Kopplung des Kopplers genutzt werden, beträgt vorteilhafterweise weniger als ein Zehntel der Wellenlänge des durch ihn zu verstärkenden Signals. Auch das dient der Stabilisierung des Leistungsversorgungssystems 20.
Die 5a zeigt eine Versorgungsspannung eines Transistors 60 eines Verstärkers in Abhängigkeit des Lastwinkels für Verstärker, die nicht über eine phasenlagenschiebende Kopplereinheit, insbesondere nicht über einen 90°-Hybrid-Koppler, gekoppelt sind. Wenn eine konstante Ausgangsleistung bei einem Betrag des Reflexionsfaktors = 0,9 eingehalten werden soll, ohne dass sich der Transistor überhitzt, muss die Spannung in Abhängigkeit des Lastwinkels variiert werden. Durch die Reduzierung der Spannung reduziert sich auch die maximale Geschwindigkeit, mit der sich die Ausgangsleistung bei Fehlanpassung steuern lässt. Insbesondere ist die Geschwindigkeit der Anpassung abhängig von der Geschwindigkeit der Regelbarkeit der Spannungsversorgung. Wenn die Regelung der Spannungsversorgung zu langsam ist, kann es bei plötzlichen Lastwechseln zu übermäßiger Erwärmung des Transistors kommen.
Wird dagegen die Leistung mittels zweier Verstärkerpfade erzeugt und diese mit einem Hybrid-Koppler gekoppelt, so ergibt sich die Situation gemäß 5b. Eine konstante Ausgangsleistung kann bei einem Betrag des Reflexionsfaktors von 0,9 für sämtliche Lastwinkel nahezu konstant gehalten werden. Dies bedeutet, dass die Spannung der Spannungsversorgung vom Lastwinkel nahezu unabhängig ist. Dadurch kann für einen bestimmten Betrag des Reflexionsfaktors die Spannungsversorgung auf eine konstante Spannung eingestellt werden. Die Regelgeschwindigkeit ist nicht mehr abhängig von der Geschwindigkeit, mit der die Spannungsversorgung eingestellt werden kann.
Die 6 zeigt die Temperatur am p-n-Übergang in °C in Abhängigkeit des Lastwinkels φ für zwei Transistoren T1, T2 in einem Verstärker 42a, 43a eines Verstärkerpfads 42, 43. Insbesondere wird durch die Transistoren T1, T2 ein Verstärker in Form einer Push-Pull-Stufe ausgebildet und mit einem 90° Hybrid Koppler als Kopplereinheit 47 betrieben. Der Betrag des Reflexionsfaktors beträgt bei allen Messpunkten |Γ| = 0,9. Bei der Kurve 100 befindet sich der Transistor T2 in der Sättigung und bei der Kurve 101 befindet sich der Transistor T1 in der Sättigung. In der Sättigung erreichen die Transistoren Temperaturen unter 180 °C. Gemessen wurden die Temperaturen auch im Back-Off-Bereich bei bestimmten Lastwinkeln. Weitere Punkte 100a, 100b, 100c, 100d zeigen die jeweils höchsten Temperaturen, die der Transistor T2 im Back-Off Bereich erreicht. Weitere Punkte 101a, 101b, 101c, 101d zeigen die jeweils höchsten Temperaturen, die der Transistor T1 im Back-Off Bereich erreicht. Dazu wurden die Transistoren allerdings in einem anderen Leistungsbereich betrieben als bei der Messung in Sättigung, weshalb die Temperaturwerte nicht direkt vergleichbar sind. Trotzdem kann man mit diesen Messungen zeigen, dass die Transistoren T1, T2 im Back-Off Bereich bei einigen Lastwinkeln wärmer werden als die Transistoren T1, T2 in der Sättigung bei jeweils gleichem Lastwinkel. Aber insgesamt wird jeder Transistor T1, T2 im Back-Off Bereich niemals wärmer als der jeweils wärmste Punkt in der Sättigung. Dies bedeutet, dass die maximalen Temperaturen erreicht werden, wenn die Transistoren in der Sättigung sind. Im sogenannten Back-Off-Bereich werden die Transistoren T1, T2 jedoch nicht so warm. Das konnte so nur mit der phasenlagenschiebenden Kopplereinheit 47, insbesondere mit dem 90° Hybrid Koppler, und den oben beschriebenen Transistoren in den Verstärkern erreicht werden.
Die 7 zeigt schematisch ein Leistungsversorgungssystem 200, welches zwei Verstärkerstufen 40, 40a aufweist, wobei die Verstärkerstufe 40 der Verstärkerstufe gemäß der 2 entspricht und die Verstärkerstufe 40a identisch aufgebaut sein kann. Die Ausgänge der Verstärkerstufen 40, 40a werden wiederum über einen Koppler 201 zu einer Ausgangsleistung gekoppelt, die einer Last 6 zugeführt werden kann. Die Hybrid-Koppler der Verstärkerstufen 40, 40a und der Koppler 201 sind somit kaskadiert angeordnet. Der Koppler 201 kann wiederum eine phasenlagenschiebende Kopplereinheit, insbesondere ein 90°-Hybrid-Koppler, sein. Der Koppler 201 kann auch ein phasengleicher (in-phase)-Koppler sein.
8 zeigt zwei Messergebnisse der Temperaturverläufe eines Halbleiterbausteins 61 eines Transistors T1, T2 des Leistungsversorgungssystems 2, 20, 200 in Abhängigkeit des Lastpunkts bei verschiedenen Fehlanpassungen, die über dem komplexen Reflexionsfaktor Γ = |Γ| * e^jφ aufgetragen ist. Die Skala für Γ von -1 bis +1 gilt für den Realteil des oberen und des unteren Graphen. Der Winkel φ des Reflexionsfaktors ist entlang des äußeren Kreises aufgetragen. Für eine eingestellte Ausgangsleistung des Verstärkers bei 50 Ω wird die Fehlanpassung durch Veränderung der Last eingestellt und der Temperaturverlauf dargestellt. Für die Messungen wurden die Transistoren im Pulsmode betrieben und nur zu 10% der Zeit angesteuert, um die tatsächliche Temperatur bei 100% Ansteuerung abschätzen zu können, ohne den Transistor zu zerstören.
Im oberen Graphen wird die Temperaturverteilung für ein Leistungsversorgungssystem 2 mit nicht-phasenschiebender Kopplereinheit dargestellt. Deutlich zu erkennen ist, dass die Temperatur über 120° C ansteigen kann. Im unteren Graphen wird die Temperaturverteilung für ein Leistungsversorgungssystem 20 mit 90°-Hybrid-Koppler dargestellt. Deutlich zu erkennen ist hier, dass die Temperatur nur wenig über 80° C steigt. Daran zeigt sich der überraschende Vorteil des Einsatzes einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit.
9 zeigt zwei Messergebnisse der Ausgangsleistung der Leistungsversorgungssystems in Abhängigkeit des Lastpunktes. Aufgetragen ist in beiden Graphen die auf eine an eine 50 Ω gelieferte Leistung normierte Ausgangsleistung über dem komplexen Reflexionsfaktor Γ = |Γ|*e^jφ. Der Winkel φ des Reflexionsfaktors ist entlang des äußeren Kreises aufgetragen. Für eine eingestellte Ausgangsleistung des Verstärkers bei 50 Ω wird die Fehlanpassung durch Veränderung der Last eingestellt und die sich resultierende Leistung im Graphen dargestellt. Im oberen Graphen wird die Ausgangsleistung für ein Leistungsversorgungssystem 2 mit nicht-phasenlagenschiebender Kopplereinheit dargestellt. Deutlich zu erkennen ist, dass beim 50 Ω Punkt in der Mitte des Graphen nicht die maximale Leistung abgegeben wird. Bei Fehlanpassung in Richtung φ=11π/6 wird eine deutlich höhere Leistung abgegeben. Das bedeutet, dass bei Fehlanpassung die Leistung ansteigen kann. Das kann bei schnellen Laständerungen zu Instabilitäten führen. Im unteren Graphen wird die Ausgangsleistung für ein Leistungsversorgungssystem 20 mit 90°-Hybrid-Koppler dargestellt. Deutlich zu erkennen ist, dass beim 50 Ω Punkt in der Mitte des Graphen die maximale Leistung abgegeben wird und die Leistung bei ansteigendem Reflexionsfaktor langsam abnimmt. Sie nimmt zudem beim zweiten Graphen deutlich langsamer ab. Das ist an einem größeren Abstand der Linien zu erkennen. Auch das macht das Leistungsversorgungssystem 20 mit 90°-Hybrid-Koppler deutlich stabiler. Weiterhin ist zu erkennen, dass die Ausgangsleistung sich über dem Lastwinkel kaum ändert. Das bedeutet: bleibt der Betrag des Reflexionsfaktors stabil, so ändert sich die Ausgangsleistung über dem Lastwinkel nur um einen sehr geringen Faktor.
In 6, 8 und 9 ist der Winkel φ des Reflexionsfaktors mit dem Bogenwinkelmaß angegeben, um in den Figuren eine klare Unterscheidung zwischen Winkeln und Temperaturen sicherzustellen. Die Temperaturen sind in °C angegeben, wobei nur die Einheit ° in den Figuren aufgenommen wurde. Die Umrechnung von Bogenmaß zu Winkelmaß ist allgemein bekannt: π/2 entspricht 90°, π entspricht 180°, 3π/2 entspricht 270°, 2π entspricht 360°.

Claims

Leistungsversorgungssystem (2, 20) mit einem ein Hochfrequenzleistungssignal erzeugenden Leistungswandler (3, 30), der zur Versorgung eines Plasma- oder Gaslaserprozesses mit Leistung mit einer Last (6) verbindbar ist, wobei der Leistungswandler (3, 30) zumindest eine Verstärkerstufe (40) mit einem ersten und einem zweiten jeweils einen Verstärker (42a, 43a) aufweisenden Verstärkerpfad (42, 43) aufweist, wobei der erste Verstärkerpfad (42) an seinem Ausgang ein erstes Verstärkerpfadausgangssignal ausgibt und der zweite Verstärkerpfad (43) an seinem Ausgang ein zweites Verstärkerpfadausgangssignal ausgibt, das eine gegenüber dem ersten Verstärkerpfadausgangssignal verschobene Phase aufweist, die ungleich, insbesondere größer, 0° und ungleich, insbesondere kleiner, 180° ist, wobei die Verstärkerpfade (42, 43) mit einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit (47) verbunden sind, die die Ausgangssignale der Verstärkerpfade (42, 43) zu einem Hochfrequenzleistungssignal koppelt, dadurch gekennzeichnet, dass zumindest ein Verstärker (42a, 43a) einen Feldeffekt- Transistor (60, T1, T2) aufweist, der in einem Halbleiterbaustein (61) realisiert ist, dessen Halbleiterstruktur überwiegend schichtweise aufgebaut ist, insbesondere in einem planaren Halbleiterbaustein realisiert ist, der einen Kanal (71) aufweist, wobei der Stromfluss im Kanal (71) überwiegend in laterale Richtung, d.h. im Wesentlichen parallel zu den Schichten der Halbleiterstruktur, erfolgt und dass die Verstärker (42a, 43a) ausgelegt sind, im linearen Bereich ihrer Kennlinie Leistung zu wandeln.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass der Halbleiterbaustein (61) einen ersten und einen zweiten Leistungsanschluss (62, 63) und einen Steueranschluss (64) aufweist, wobei alle vorgenannten Anschlüsse (62-64) auf einer ersten Seite des Halbleiterbausteins (61) angeordnet sind.
Leistungsversorgungssystem nach Anspruch 2, dadurch gekennzeichnet, dass an der der ersten Seite gegenüberliegenden Seite des Halbleiterbausteins (61) ein Leistungsanschluss (65) vorgesehen ist, der mit dem ersten Leistungsanschluss (62) durch den Halbleiterbaustein (61) hindurch elektrisch leitend verbunden ist.
Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker (42a, 43a) einen LDMOS-Transistor aufweist.
Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärkerpfad (42, 43) zwischen Verstärker (42a, 43a) und Kopplereinheit (47) ein Ausgangsnetzwerk (45, 46) aufweist, das eine planare Induktivität aufweist, die über ein Dielektrikum mit einer kühlmitteldurchströmten Masseplatte thermisch und kapazitiv gekoppelt ist.
Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Kopplereinheit (47) eine erste und eine zweite planare Induktivität aufweist, die über ein Dielektrikum mit einer kühlmitteldurchströmten Masseplatte thermisch und kapazitiv gekoppelt sind und zugleich miteinander kapazitiv und induktiv gekoppelt sind.
Leistungsversorgungssystem nach den Ansprüchen 5 und 6, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivitäten der Kopplereinheit (47) und die Induktivität des Ausgangsnetzwerks (45, 46) zumindest abschnittsweise auf einer Lage einer Leiterplatte angeordnet sind.
Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche 6 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivitäten der Kopplereinheit (47) zumindest abschnittsweise in einer Ebene angeordnet sind, wobei der Halbleiterbaustein (61) des Transistors (60) in der gleichen oder in einer parallelen Ebene angeordnet ist.
Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche in Verbindung mit einem der Ansprüche 5 oder 7, dadurch gekennzeichnet, dass die Induktivität des Ausgangsnetzwerks (45, 46) zumindest abschnittsweise in einer Ebene angeordnet ist, wobei der Halbleiterbaustein(61) des Transistors (60) in der gleichen oder in einer parallelen Ebene angeordnet ist.
Leistungsversorgungsystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass mehrere Verstärkerstufen (40, 40a) vorgesehen sind, wobei jeweils zwei Verstärkerpfade (42, 43) der Verstärkerstufen (40, 40a), insbesondere direkt ohne Zwischenschaltung anderer Kopplungsvorrichtungen, mit einem 90°-Hybrid-Koppler verbunden sind.
Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass eine einstellbare Spannungsversorgung (44) vorgesehen ist, die mit dem zumindest einen Verstärker (42a, 43a) verbunden ist und diesen mit einer Spannung versorgt.
Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass die Verstärker (42a, 43a) ausgelegt sind, sowohl im linearen Bereich ihrer Kennlinie als auch in der Sättigung Leistung zu wandeln.
Leistungsversorgungssystem nach einem der vorhergehenden Ansprüche, dadurch gekennzeichnet, dass der Transistor (60) einen Steuereingang (64) aufweist an den über eine kapazitiv-dissipative Schaltungseinheit die Treiberspannung angeschlossen ist, die ein kapazitives Element mit einem parallelgeschalteten Widerstand aufweist.
Verfahren zur Anregung eines Plasmas mit einer Hochfrequenzleistung, bei dem zwei Verstärkerpfaden (42, 43) jeweils ein Analogsignal zugeführt und in dem Verstärkerpfad (42, 43) durch zumindest einen Verstärker (42a, 43a) zu einem Hochfrequenzleistungssignal verstärkt wird, wobei die Hochfrequenzleistungssignale einer phasenlagenschiebenden Kopplereinheit (47) zugeführt werden, der die Hochfrequenzleistungssignale phasenabhängig koppelt, dadurch gekennzeichnet, dass in dem zumindest einen Verstärker (42a, 43a) eine Verstärkung mittels eines Feldeffekt-Transistors (60) erfolgt, der in einem Halbleiterbaustein (61) realisiert ist, dessen Halbleiterstruktur überwiegend schichtweise aufgebaut ist, insbesondere in einem planaren Halbleiterbaustein (61) realisiert ist, einen im Halbleiterbaustein angeordneten Kanal aufweist, wobei der Stromfluss im Kanal überwiegend in laterale Richtung, d.h. im Wesentlichen parallel zu den Schichten der Halbleiterstruktur, erfolgt und dass der Verstärker (42a, 43a) im linearen Bereich seiner Kennlinie betrieben wird.
Verfahren nach Anspruch 14, dadurch gekennzeichnet, dass ein Reflexionsfaktor der an der Last (6) reflektierten Leistung erfasst wird und die Spannungsregelung auf Basis des erfassten Reflexionsfaktors, insbesondere des Betrags des Reflexionsfaktors, erfolgt.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 14 oder 15, dadurch gekennzeichnet, dass der Verstärker (42a, 43a) sowohl im linearen Bereich seiner Kennlinie als auch in der Sättigung betrieben wird.
Verfahren nach Anspruch 15 oder Anspruch 16 in Verbindung mit Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass in einem ersten Schritt der Betrag des Reflexionsfaktors ermittelt wird und in einem zweiten Schritt die Versorgungsspannung für den Verstärker (42a, 43a) in Abhängigkeit des Betrags des Reflexionsfaktors eingestellt wird.
Verfahren nach einem der vorhergehenden Ansprüche 15 oder 17 oder Anspruch 16 in Verbindung mit Anspruch 15, dadurch gekennzeichnet, dass die Versorgungsspannung für den Verstärker (42a, 43a) in Abhängigkeit des Betrags des Reflexionsfaktors und der reflektierten Leistung eingestellt wird.
Hochfrequenzplasmaanordnung mit einer Plasmakammer, in der zumindest eine Elektrode angeordnet ist, wobei an die Elektrode ein Leistungsversorgungssystem (2, 20) nach einem der Ansprüche 1 bis 13 angeschlossen ist.