DE10156027B4

DE10156027B4 - Abgleichbare Filterschaltung

Info

Publication number: DE10156027B4
Application number: DE10156027A
Authority: DE
Inventors: Lutz Dathe; Henry Drescher
Original assignee: GlobalFoundries Inc
Current assignee: GlobalFoundries Inc
Priority date: 2001-11-15
Filing date: 2001-11-15
Publication date: 2012-02-09
Anticipated expiration: 2021-11-16
Also published as: US6628163B2; DE10156027A1; US20030090316A1

Abstract

Abgleichbare Filter-Schaltung (100) mit einem aktiven Filter (110) mit mehreren ersten linearen elektronischen Elementen (114, 116), die als ein schaltbares Feld (113) angeordnet sind und eine Kombination mehrerer permanent verbundener Elemente und mehrerer schaltbarer Elemente umfassen, die den gleichen Wert aufweisen, und mindestens einem zweiten linearen elektronischen Element (112), wobei die ersten linearen elektronischen Elemente (114, 116) eine elektrische Eigenschaft aufweisen, die durch einen ersten Schaltungsentwurfswert repräsentiert ist, und das mindestens eine zweite lineare elektronische Element (112) eine elektrische Eigenschafurfswert repräsentiert ist, wobei die ersten und zweiten linearen elektronischen Elemente (112, 114, 116) im Wesentlichen eine Zeitkonstante des aktiven Filters (110) bestimmen; und einer Abgleichschaltung (120) zum Ausgeben eines digitalen Codes (n) an das Feld (113) der ersten linearen elektronischen Elemente (114, 116), um die Zeitkonstante des aktiven Filters (110) ungefähr auf einen vordefinierten Wert einzustellen, wobei die Abgleichschaltung (120) umfasst:...

Description

HINTERGRUND DER ERFINDUNG
1. Gebiet der Erfindung
Die vorliegende Erfindung betrifft eine elektronische Schaltung zum Abgleichen eines aktiven Filters und betrifft insbesondere eine Schaltung mit einem Array bzw. Feld geschalteter linearer elektronischer Elemente, etwa Kondensatoren, die eine Zeitkonstante definieren (z. B. eine RC Zeitkonstante), wobei das Feld entsprechend einem digitalen Code geschaltet wird, der dem Feld zugeführt wird, um die Gesamtkapazität des Feldes ungefähr auf einen gewünschten Entwurfswert einzustellen, um die Zeitkonstante innerhalb des definierten Bereichs zu halten.
2. Hintergrund der Erfindung
Auf dem Gebiet der Elektronik werden aktive Filterelemente häufig verwendet und daher werden derartige Filterelemente zunehmend als Massenprodukte in Form integrierter Schaltungen hergestellt. Aktive Filter mit Widerständen und Kondensatoren werden besonders in einen Integrationsprozess eingebunden, aufgrund der Möglichkeit, passive lineare Elemente wie etwa Widerstände und Kondensatoren in einfacher Weise in einen Herstellungsprozess für integrierte Schaltungen einzugliedern. In Anwendungen mit niedrigen bis mittleren Frequenzen (einige Hz bis einige hundert kHz) können die in aktiven RC Filtern verwendeten Verstärker als ”ideale” Verstärker betrachtet werden, d. h., sie besitzen eine unendliche Verstärkung und einen Eingangsstrom von Null, so dass die Eigenschaften des Filters im Wesentlichen durch das RC-Rückkopplungsnetzwerk des Verstärkers bestimmt sind. Unvermeidbare Parameterschwankungen beim Herstellungsvorgang und Schwankungen während des Betriebs der integrierten aktiven Filter führen jedoch zu Abweichungen bis zu ±30% des tatsächlichen Wertes einzelner Elemente im Vergleich zu ihrem Entwurfswert. Es ist daher bei integrierten Schaltungen nicht unüblich, dass diese RC-Zeitkonstanten aufweisen, die um 50% von ihrem Entwurfswert abweichen. Folglich unterscheidet sich die Frequenzantwort derartiger Filter in der gleichen Größenordnung und beschränkt somit deutlich die möglichen Anwendungen dieser Filter, da die Schaltungsplaner diesen weiten Schwankungsbereich berücksichtigen müssen.
Eine herkömmliche Lösung für dieses Problem bestand darin, integrierte aktive Filterschaltungen in Kombination mit externen hochgenauen Widerständen und Kondensatoren zu verwenden, um die obengenannten Schwankungen zu kompensieren. Diese Lösung hebt jedoch teilweise die durch integrierte Schaltungen gewonnenen Vorteile, etwa geringe Kosten und geringe Größe der Filterschaltung, auf.
Daher wurden vollständig integrierte aktive Filter bereitgestellt, die eine abstimmbare RC-Zeitkonstante aufweisen, um die Schwankungen im Herstellungsprozess und der Betriebsbedingungen des Filters, etwa Temperatur- und Versorgungsspannungsänderungen, zu kompensieren. Eine Möglichkeit, eine abstimmbare RC-Zeitkonstante zu erreichen, besteht darin ”aktive” Widerstände, d. h. Widerstände, die als MOSFETs hergestellt sind, anstelle von passiven Widerstandselementen bereit zu stellen und die MOSFETs so zu steuern, um einen benötigten Widerstandswert zu liefern. In einer derartigen Anordnung misst eine Rückkopplungsschaltung die tatsächliche RC-Zeitkonstante des Filters mit Bezug zu beispielsweise einer Taktfrequenz und liefert ein entsprechendes Signal an die MOSFETs, um ihren Widerstand ständig so einzustellen, um die benötigte Zeitkonstante zu erreichen. In dieser Lösung wird jedoch ein kontinuierliches Eingangssignal für die MOSFETs und somit eine erhöhte Leistungsaufnahme der Filterschaltung benötigt. Ferner ist dieser Ansatz nachteilig, wenn eine niedrige Versorgungsspannung verwendet wird, beispielsweise in der Ordnung von ungefähr 1 V, da die MOSFETs typischerweise eine Schwellwertspannung von ungefähr 1 V benötigen, um leitend zu werden, und daher können die MOSFETs keinen ausreichenden veränderlichen Steuerbereich bereitstellen, um große Schwankungen des aktiven Filters zu kompensieren.
Eine alternative Möglichkeit besteht darin, abstimmbare Filter mit linearen Widerstanden anstelle von MOSFET Widerständen und einem abstimmbaren Feld von Kondensatoren herzustellen. Dies wird von A. M. Durham, J. B. Hughes und W. Redman-White in ”Schaltungsarchitekturen für monolithische kontinuierliche Zeitfilter mit hoher Linearität”, IEEE Transactions on Circuits and Systems-II: analoge und digitale Signalverarbeitung, Bd. 39, Nr. 9, September 1992, Seiten 651–657 vorgeschlagen. Entsprechend dieser Technik wird die RC-Zeitkonstante des Filters gemessen und mit dem nominellen Entwurfswert verglichen. Die Anzahl aktiver Kondensatoren in dem Feld, d. h., die Anzahl von Kondensatoren, die tatsächlich mit dem RC-Netzwerk des Filterverstärkers verbunden sind, wird so eingestellt, um die Filterschaltung in einem gewünschten RC-Bereich zu halten. Aufgrund der Verwendung von passiven Widerständen anstelle von MOSFET Elementen ist das Filter äußerst linear. Ferner ist die RC-Zeitkonstante des Filters durch einen digitalen Code bestimmt, der dem Feld zugeführt wird und der in einfacher Weise in einem Zwischenspeicher gespeichert werden kann, wenn der digitale Code ermittelt worden ist. Obwohl die Genauigkeit der RC-Zeitkonstante durch die verfügbare Anzahl an schaltbaren Kondensatoren in dem Feld beschränkt ist, und damit durch die Anzahl der Bits des digitalen Codes, ist ein Bereich von ±5% bis ±10% der Eckfrequenz des Filters ausreichend für viele Anwendungen im niedrigen bis mittleren Frequenzbereich, so dass die Filter mit einer relativ geringen Anzahl an Kondensatoren in dem Feld abgestimmt werden können.
Typischerweise wird die RC-Zeitkonstante des Filters bestimmt, indem ein Pulssignal mit einer Pulslänge, die die Zeitkonstante des abzustimmenden Filters repräsentiert, erzeugt wird. Anschließend wird das Pulssignal mit dem nominalen Entwurfswert verglichen und in einen digitalen Code umgewandelt, um die RC-Zeitkonstante ungefähr auf den Entwurfswert einzustellen. Diese Abgleichschaltungen sind jedoch oft komplex und verbrauchen viel Leistung und lassen daher Raum für Verbesserungen.
Die US 52 45 646 A offenbart eine Abgleichschaltung für einen integrierten Analogfilter. Die Abgleichschaltung umfasst einen Integrator, einen Komparatorabschnitt, einen Vorwärtszähler und einen Decoder. Der Integrator ist mit einer RC-Zeitkonstante implementiert, die proportional zu einer RC-Zeitkonstante des Analogfilters ist.
Die US 59 14 633 A offenbart ein Verfahren und eine Vorrichtung zum Abgleichen einer aktiven Filterschaltung. Die Abgleichschaltung umfasst einen Operationsverstärker, der als RC-Integrator dient, zwei Komparatoren, deren Ausgänge durch ein Und-Gatter verbunden sind, um einen Impuls mit einer Breite, die proportional zu der RC-Zeitkonstante ist, zu erzeugen, einen Vorwärtszähler und eine Decodierschaltung.
TIETZE, U.; SCHENK, CH:: Halbleiterschaltungstechnik, 6. Auflage, Springer Verlag Berlin, u. a., 1983. Seiten 238–240 offenbart Vorwärts- und Rückwärtszähler.
Angesichts der obengenannten Probleme ist es die Aufgabe der vorliegenden Erfindung eine verbesserte und effiziente Schaltung zum Abgleichen eines aktiven Filters bereitzustellen.
Die Aufgabe der vorliegenden Erfindung wird durch die Vorrichtung nach Anspruch 1 gelöst.
KURZE BESCHREIBUNG DER ZEICHNUNGEN
Weitere Ausführungsformen der vorliegenden Erfindung sind in den angefügten Patentansprüchen definiert und gehen aus der folgenden detaillierten Beschreibung näher hervor, wenn diese mit den begleitenden Zeichnungen studiert wird. Es zeigen:
1 einen schematischen Schaltplan, der eine Ausführungsform der vorliegenden Erfindung darstellt.
DETAILLIERTE BESCHREIBUNG
Allgemein wird ein Signalgenerator betrachtet, der so gestaltet ist, um ein Signal entsprechend einer Zeitkonstante einer Abgleichschaltung zu erzeugen. In einer Ausführungsform kann die Zeitkonstante durch zwei aufeinanderfolgende ansteigende Flanken zweier Pulssignale repräsentiert sein. In einer weiteren Ausführungsform ist die Zeitkonstante durch eine ansteigende Flanke und eine abfallende Flanke eines Pulssignals repräsentiert. In einer besonderen Ausführungsform kann der Signalgenerator eine Komparatoreinrichtung umfassen, wie sie in einer anhängigen Anmeldung beschrieben ist, die vom gleichen Anmelder zum gleichen Zeitpunkt wie die vorliegende Erfindung eingereicht wurde, wobei die Offset- und Zeitablauffehler aufgrund von Komparatorfehlern minimiert sind. Die die Zeitkonstante repräsentierende Pulslänge kann dann in einen Zählerwert x_n mittels eines Rückwärtszählers umgewandelt werden, wobei der Anfangswert x_max zu Beginn eines Zählvorgangs des Rückwärtszählers Information enthält, die die abzugleichenden Filterwerte zu den entsprechenden Werten der linearen Elemente der Abgleichschaltung und auf eine Taktfrequenz, mit der der Zähler betrieben wird, in Beziehung setzt. Somit beschreibt der Anfangszählerwert x_max die Beziehung zwischen der Zeitkonstante der Filterschaltung und der Abgleichschaltung derart, dass die Zeitkonstante indirekt bestimmt werden kann, indem die Zeitkonstante der Abgleichschaltung gemessen wird. Ein digitaler Code n ist dann eine einfache Funktion des Zählerwerts x_n und des Zähleranfangswerts x_max, der in einer Ausführungsform in einem Decoder implementiert sein kann.
1 zeigt schematisch eine Ausführungsform einer Schaltung 100. In 1 umfasst die Schaltung 100 eine aktive Filterschaltung 110 und eine Abgleichschaltung 120. In der gezeigten Ausführungsform ist die aktive Filterschaltung 110 als ein Integrator ausgeführt, und umfasst einen Filterverstärker 111, der im Weiteren als ein op-Verstärker bezeichnet wird, mit einem passiven linearen elektronischen Element, im betrachteten Falle ein Widerstand 112, der mit einem Anschluss mit dem invertierenden Eingang des op-Verstärkers 111 verbunden ist, wobei der andere Anschluss so angeschlossen ist, um ein Eingangssignal zu empfangen. Der nichtinvertierende Eingang des op-Verstärkers 111 ist mit einem Bezugspotential, etwa dem Massepotential verbunden. Der op-Verstärker 111 kann als ein idealer op-Verstärker mit einer unendlichen Verstärkung und einem vernachlässigbaren Eingangsstrom in einem interessierenden Frequenzbereich, d. h., von DC bis einige 100 kHz, betrachtet werden. Der Ausgang des op-Verstärkers 111 ist mit einem Anschluss eines Feldes 113 linearer elektronischer Elemente verbunden, die n schaltbare Einheitskondensatoren 114 und n₀ permanent verbundene Einheitskondensatoren 116 umfassen. Ein weiterer Anschluss des Feldes 113 ist mit einem Schalter 115 verbunden, um selektiv einen oder mehrere der Einheitskondensatoren 114 mit dem op-Verstärker 111 zu verbinden, um ein veränderliches Kondensatorrückkopplungsnetzwert zu etablieren.
In einer anschaulichen Ausführungsform ist ein Widerstand (nicht gezeigt) parallel zu dem Feld 113 vorgesehen, um ein Tiefpassfilter zur Verbesserung der Stabilität der Filterschaltung 100 im interessierenden Frequenzbereich zu etablieren.
Die Abgleichschaltung 120 umfasst einen Signalgenerator 121, der ausgebildet ist, ein die Zeitkonstante repräsentierendes Signal, beispielsweise die Pulslänge eines Pulssignals oder die Anstiegsflanken zweier aufeinanderfolgender Pulse, die in dem Signal enthalten sind, auszugeben. Die Abgleichschaltung 120 umfasst ferner Eingänge, mit denen ein erstes lineares Abgleichelement, etwa ein Kondensator 122, und ein zweites lineares Abgleichelement, etwa ein Widerstand 123, verbunden sind. Ein Rückwärtszähler 124 mit einem Takteingang 125 zum Empfangen eines Taktsignals, einem Freigabeeingang 126, einem Reset-Eingang 129 und einem Zählerausgang 127 ist mit seinem Freigabeeingang 126 mit dem Ausgang des Signalgenerators 121 verbunden. Eine Reset-Einrichtung 130 ist mit dem Reset-Eingang 129 des Rückwärtszählers 124 verbunden. Die Abgleichschaltung 120 umfasst ferner einen Decoder 128 mit einem Eingang, der mit dem Zählerausgang 127 des Rückwärtszählers 124 verbunden ist, und einen digitalen Ausgang, der mit einem Schalter 115 verbunden ist.
Während des Betriebs erzeugt der Signalgenerator 121 Pulse mit einem Intervall zwischen zwei aufeinanderfolgenden ansteigenden Flanken, das im Wesentlichen gleich einer Zeitkonstante ist, die durch die ersten und zweiten linearen Abgleichelemente bestimmt ist, die in der in 1 gezeigten Ausführungsform durch den Kondensator 122 und den Widerstand 123 repräsentiert sind. Der Kondensator 122 hat eine Kapazität C_T und der Widerstand 123 hat einen Widerstandswert R_T, so dass die Zeitkonstante der Abgleichschaltung 120 durch R_TC_T gegeben ist. Andererseits ist die Zeitkonstante der Filterschaltung 110 durch den Widerstandswert R_F des Widerstands 112 und der Gesamtkapazität C_F des Feldes 113 bestimmt. Das Feld 113 umfasst die permanent verbundenen Einheitskondensatoren 116 und die schaltbaren Kondensatoren 114 mit jeweils einer Kapazität C_U, so dass die Kapazität C_F des Filters 113 geschrieben werden kann als: C_F = (n + n₀) C_U, wobei n + n₀ die Gesamtzahl von Kondensatoren 116 und 114 ist, die tatsächlich mit dem op-Verstärker 111 mittels des Schalters 115 verbunden sind. In der in 1 gezeigten Ausführungsform enthält das Feld 115 (2^N – 1) schaltbare Kondensatoren 114, aber es ist leicht zu erkennen, dass eine beliebige geeignete Anzahl an Einheitskondensatoren verwendet werden kann, abhängig von der minimalen ”Auflösung” des Feldes 115 und des benötigten Bereichs zum Einstellen von Schwankungen der Filterkapazität C_F.
In einer anschaulichen Ausführungsform (nicht gezeigt) können alle Kondensatoren in dem Feld 113 schaltbar sein.
Die frequenzabhängige Antwort V_out der Filterschaltung 110 ist dann proportional zum Inversen der Zeitkonstante: V_out ∝ 1/R_FC_F = 1/R_FC_U(n₀ + n). Wenn eine andere Filterschaltung als der in 1 gezeigte Integrator 110 abzugleichen ist, dann ist die Eckfrequenz f_c dieses Filters gegeben durch:
wobei K ein Filterkoeffizient des entsprechenden Filtertyps ist. Eine Abweichung der tatsächlichen Zeitkonstante der Filterschaltung 110 von dem nominalen Entwurfswert R_FC_F aufgrund von Schwankungen im Herstellungsprozess und/oder Schwankungen in den Betriebsbedingungen der Schaltung 110, etwa eine variierende Temperatur, kann im Wesentlichen kompensiert werden, indem ein oder mehrere zusätzliche Einheitskondensatoren 114 in dem Feld 113 verbunden oder entkoppelt werden. Vorzugsweise wird die Anzahl der Einheitskondensatoren 114 zum Erreichen des nominalen Entwurfwerts C_F so gewählt, dass ein benötigter Bereich zum Kompensieren von Schwankungen erhalten wird. In der in 1 dargestellten Ausführungsform ist die Anzahl der angeschlossenen Einheitskondensatoren 114 zum Erreichen des Entwurfswerts C_F als n_c bezeichnet und ist zu n_c = 6 gewählt. Mit diesem Wert ergibt sich ein Kompensationsbereich von +46% bis –32%. Es kann jedoch ein beliebiger anderer Bereich entsprechend der Anwendung, für die die aktive Filterschaltung 110 verwendet wird, gewählt werden.
Die Frequenzantwort der Filterschaltung 110 aufgrund einer Änderung Δτ der Zeitkonstante Δτ = τ_F/τ₀, wobei τ_F die tatsächliche Zeitkonstante der Filterschaltung 110 und τ₀ die nominale Entwurfszeitkonstante ist, kann im Wesentlichen konstant gehalten werden, d. h., diese kann innerhalb eines Bereiches beibehalten werden, der von der Anzahl der verfügbaren Einheitskondensatoren 114 und der Kapazität C_U (wie zuvor erläutert ist, eine Änderung von 5% bis 10% ist für viele Anwendungen akzeptabel) abhängt, durch Verbinden oder Entkoppeln einer geeigneten Anzahl n der Einheitskondensatoren 114 in dem Feld 113. Daher ist die Frequenzantwort im Wesentlichen konstant (in dem oben erläuterten Sinne) für (n₀ + n)Δτ = n₀ + n_c. Die Änderung Δτ der Zeitkonstante, die kompensiert werden kann, ist dann gegeben durch:
Wie zu erkennen ist, ist die Änderung, die kompensiert werden kann, maximal für n = 0. Die maximale Änderung Δτ_max ist gegeben durch:
wie zuvor erläutert ist, bezeichnet n_c die Anzahl der variabel verbundenen Kondensatoren 114, die notwendig ist, um den nominalen Entwurfswert zu erreichen. Wie zuvor beschrieben ist, wird die Anzahl in Übereinstimmung mit dem benötigten Kompensationsbereich festgelegt. In dem vorliegenden Beispiel gilt n_c = 6.
Das Abgleichen der Filterkapazität C_F kann die Messung der tatsächlichen Filterzeitkonstante oder zumindest die Messung einer Zeitkonstanten, die mit der Filterzeitkonstante in Beziehung steht, erfordern. Die Filterzeitkonstante kann daher direkt gemessen werden, indem der Widerstand 112 und das Feld 113 an den Signalgenerator 121 mittels einer Schaltereinrichtung (nicht gezeigt) angeschlossen werden. In einer Ausführungsform kann ein großer Abgleichkondensator 122 und zusätzlich ein großer Abgleichwiderstand 123 vorgesehen sein, um eine große Zeitkonstante der Abgleichschaltung 120 zu erhalten, so dass der Offset- und Zeitablauffehler des Signalgenerators 121 klein sind im Vergleich zu der Zeitkonstante der Abgleichschaltung 120, die zu messen ist. Dazu kann die Kapazität C_T und der Widerstand R_T des Abgleichkondensators 122 bzw. des Abgleichwiderstands 123 zu der Filterkapazität C_F und R_F in Beziehung gesetzt werden. Dies kann dadurch erreicht werden, dass der Abgleichkondensator 122 und der Abgleichwiderstand 123 im Wesentlichen gleichzeitig mit den Filterkondensatoren 116 und der Filterwiderstand 112 hergestellt werden, d. h., der Abgleichkondensator 122 und der Widerstand 123 haben im Wesentlichen die gleichen Herstellungsprozesse ”erfahren”. Da die Abgleichelemente in der vorliegenden Ausführungsform so gewählt sind, um eine größere Anzahl von Einheitselementen zu verwenden oder so, um größer zu sein, als die entsprechenden Filterelemente, können die unterschiedlichen Größen der Filter- und Abgleichelemente dann durch entsprechende Gewichtsfaktoren K_R und K_C für den Abgleichswiderstand 123 und den Abgleichkondensator 122 ausgedrückt werden: C_T = K_CC_UΔC; R_T = K_RR_FΔR, wobei ΔC und ΔR jeweils eine normierte Änderung des Filterkondensators und des Filterwiderstands repräsentieren. Vorzugsweise sind die Gewichtsfaktoren K_C und K_R ganzzahlige Werte, um ein hohes Maß an Konformität der Filterschaltung und der Abgleichschaltung zu erreichen. Dies kann erreicht werden, indem die Abgleichelemente als Vielfache des entsprechenden Filtereinheitskondensators 114 und 116 und des Widerstands 112 hergestellt werden. Folglich kann die zu messende Zeitkonstante der Abgleichschaltung 120 einschließlich der Änderung Δτ aufgrund veränderter Prozess- und/oder Betriebsbedingungen ausgedrückt werden: t_RC = R_TC_T = ΔτK_RK_CR_FC_U (3)
Anzumerken ist, dass die Gewichtsfaktoren gleich eins sind, wenn die Abgleichelemente die gleiche Größe wie die Filterelemente aufweisen, oder wenn die Filterelemente als die Abgleichelemente verwendet werden.
Wieder mit Bezug zu 1 erzeugt der Signalgenerator 121 ein Pulssignal mit einer Pulslänge, die der Zeitkonstante T_RC der Abgleichschaltung 120 entspricht. Der Signalgenerator 121 kann einen Integrator (nicht gezeigt) und einen Fensterkomparator (nicht gezeigt), der an zwei Bezugsspannungen angeschlossen ist, aufweisen, um ein Pulssignal zu liefern, wenn die Integratorspannung zwischen den beiden Referenzspannungen liegt. In einer speziellen Ausführungsform können ein Integrator und ein Komparator, die eine Einzelrampenmessung durchführen, wie sie in der anhängigen Anmeldung, die vom gleichen Anmelder eingereicht ist, beschrieben ist, verwendet werden, um die Zeitablauf- und Offsetfehler des Signalgenerators 121 zu minimieren. Selbstverständlich kann jeder andere geeignete Signalgenerator einschließlich beispielsweise einer Doppelrampenmesseinrichtung und/oder eines Stromspiegels, und dergleichen, gemäß der vorliegenden Erfindung verwendet werden. Das Pulssignal wird an den Freigabeeingang 126 des Rückwärtszählers 124 geliefert, um den Rückwärtszähler 124 zu starten. Ein Taktsignal mit einer Frequenz von beispielsweise 35.328 MHz wird in den Rückwärtszähler 124 mittels des Takteingangs 125 eingespeist. Vor der Zuleitung des Pulssignals kann der Rückwärtszähler auf den Zähleranfangswert x_max zurückgesetzt werden, indem ein von der Reset-Einrichtung 130 ausgegebenes Signal bereitgestellt wird. Die Reset-Einrichtung kann durch eine externe Quelle (nicht gezeigt) und/oder mittels einer internen Quelle (nicht gezeigt) getriggert werden, um eine einzelne Messung in Gang zu setzen, um Herstellungstoleranzen zu kompensieren oder, in einer Ausführungsform, um periodische Messungen zu starten, um sich ändernde Betriebsbedingungen der Filterschaltung 110 zu kompensieren. Die Schaltung 110 kann ferner eine Abschaltschaltung (nicht gezeigt) umfassen, um die Abgleichschaltung nach Beendigung eines Messzyklus zur Verringerung der Leistungsaufnahme der Schaltung 100 abzuschalten.
Der Rückwärtszähler 124 liefert am Zählerausgang 127 den Zählerwert x_n entsprechend der Pulslänge des Pulssignals. Der Zählerwert x_n, der Zähleranfangswert x_max und die zu messende Zeitkonstante der Abgleichsschaltung 120 stehen dann durch die Gleichung in Beziehung:
wobei f_clk die Taktfrequenz ist. Ersetzen von t_RC in der obigen Gleichung ergibt für den Zählerwert x_n am Zählerausgang 127: x_n = x_max – f_clkK_RR_FK_CC_UΔτ (5)
Der Anfangswert x_max des Rückwärtszählers 124 wird aus der maximalen Schwankung Δτ_max der Zeitkonstante erhalten, die die maximalen Technologie- und/oder Betriebsabweichungen kompensieren kann. Wie zuvor in Gleichung (2) abgeleitet ist, kann in diesem Falle die Anzahl der zusätzlich angeschlossenen Kondensatoren 116 des Feldes 113 gleich null sein. Folglich wird der Rückwärtszähler 124 dann seinen minimalen Zählerwert erreichen, der in der vorliegenden Ausführungsform auf null festgelegt ist. Der Zähleranfangswert x_max kann damit geschrieben werden: x_max = f_clkK_RK_CR_FC_UΔτ_max (6)
Damit wird die Abhängigkeit der Zeitkonstanten der Filterschaltung 110 und der Abgleichsschaltung 120 durch den Zähleranfangswert x_max repräsentiert, da x_max die Einheitskapazität C_U und den Filterwiderstand R_F sowie die Gewichtsfaktoren K_C und K_R, die die Abgleichelemente charakterisieren, enthält. Wie zuvor beschrieben ist, sind die Gewichtsfaktoren K_C und K_R vorzugsweise ganzzahlige Werte, die gewählt sind, um die Anpassung der Filterschaltung 110 und der Abgleichsschaltung 120 zu verbessern. Der Zählerwert x_n, der die Zeitkonstante der Abgleichsschaltung 120 repräsentiert, kann dann geschrieben werden als:
Wenn Δτ und Δτ_max durch die entsprechenden Ausdrücke, die zuvor in den Gleichungen (1) und (2) abgeleitet worden sind, ersetzt werden, dann ist der Zählerwert x_n gegeben durch:
Somit kann die Anzahl n der Kondensatoren 114, die mit dem op-Verstärker 111 zu verbinden sind, um Technologie-Schwankungen und Abweichungen der Betriebsbedingungen zu kompensieren, d. h., der an den Schalter 115 ausgegebene digitale Code, bestimmt werden durch den Zählerwert x_n, der an den Zählerausgang 127 geliefert wird, und durch den Zähleranfangswert x_max, mit dem der Rückwärtszähler 124 gestartet wird. Wie aus der vorhergehenden Beschreibung zu erkennen ist, enthält der Zähleranfangswert x_max Informationen, die die Zeitkonstante der Filterschaltung 110 mit der Zeitkonstanten der Abgleichschaltung 120 in Beziehung setzen. Schließlich wird der digitale Code n, d. h. die Anzahl der variabel verbundenen Kondensatoren, die zur Kompensation verwendet werden, erhalten, indem die Gleichung (8) umgestellt wird:
wobei n eine ganze Zahl im Bereich von 0 bis 2^N – 1 ist, wobei N als die Anzahl der ”Digits” des Feldes 113, in der vorliegenden Ausführungsform N = 4 ist.
Der Decoder 128 umfasst in einer Ausführungsform eine Einrichtung (nicht gezeigt) zum Implementieren der oben abgeleiteten Funktion zur Umwandlung des Zählerwertes x_n in den digitalen Code n, der an den Schalter 115 ausgegeben wird, um das Feld 113 zu rekonfigurieren. Die Einrichtung zur Implementierung der Umwandlung von x_n in den digitalen Code kann in einer anschaulichen Ausführungsform eine Nachschlagtabelle umfassen, die im Voraus in einem Speicherelement (nicht gezeigt) gespeichert ist, um eine schnelle und effiziente Umwandlung ohne die Notwendigkeit einer komplexen Schaltung zu ermöglichen. Gemäß einer speziellen Ausführungsform wird beim Berechnen des digitalen Codes n, der in der Nachschlagtabelle zu speichern ist, die Rundungsfunktion beim Erzeugen des Ganzzahlwertes für den digitalen Code n verwendet, um eine systematische Abweichung des digitalen Codes n zu vermeiden. Alternativ kann der nicht-ganzzahlige Teil der berechneten Zahlen abgeschnitten werden.
Obwohl die Implementierung der Umwandlungsfunktion in dem Decoder als eine Nachschlagtabelle beschrieben ist, kann in einer weiteren Ausführungsform ein beliebig anderes geeignetes Mittel, etwa eine Logikschaltung und dergleichen, ebenso verwendet werden.
Obwohl die Ausführungsformen mit Bezug zu einer Filterschaltung mit einem Integrator beschrieben worden sind, ist es selbstverständlich, dass die beschriebenen Ausführungsformen ebenso anwendbar sind auf eine beliebige Art von aktiver Filterschaltung, etwa Bessel-Filter, Chebeychev-Filter, Butterworth-Filter und dergleichen. Ferner kann die abzugleichende Zeitkonstante der Filterschaltung eingestellt werden, indem ein Feld aus Widerständen zur Kompensation von Schwankungen vorgesehen wird. Die Filterschaltung kann zusätzlich ein oder mehrere induktive Elemente anstelle von lediglich Widerständen und Kondensatoren umfassen, oder der Widerstand und die Kondensatoren können durch Induktivitäten ersetzt werden. Obwohl die betrachteten Ausführungsformen insbesondere nützlich sind, wenn die aktive Filterschaltung und die Abgleichsschaltung in einer integrierten Schaltung integriert sind, so können diese ebenso mit einer separat vorliegenden Filterschaltung verwendet werden. In diesem Falle können lineare Elemente der aktiven Filterschaltung als die Abgleichelemente der Abgleichsschaltung verwendet werden.
Weitere Modifikationen und alternative Ausführungsformen der diversen Aspekte der Erfindung werden für den Fachmann auf dem Gebiet angesichts dieser Beschreibung offenkundig. Folglich ist diese Beschreibung lediglich als illustrativ und für die Zwecke gedacht, dem Fachmann die allgemeine Art des Ausführens der vorliegenden Erfindung zu vermitteln.

Claims

Abgleichbare Filter-Schaltung (100) mit einem aktiven Filter (110) mit mehreren ersten linearen elektronischen Elementen (114, 116), die als ein schaltbares Feld (113) angeordnet sind und eine Kombination mehrerer permanent verbundener Elemente und mehrerer schaltbarer Elemente umfassen, die den gleichen Wert aufweisen, und mindestens einem zweiten linearen elektronischen Element (112), wobei die ersten linearen elektronischen Elemente (114, 116) eine elektrische Eigenschaft aufweisen, die durch einen ersten Schaltungsentwurfswert repräsentiert ist, und das mindestens eine zweite lineare elektronische Element (112) eine elektrische Eigenschaft aufweist, die durch einen zweiten Schaltungsentwurfswert repräsentiert ist, wobei die ersten und zweiten linearen elektronischen Elemente (112, 114, 116) im Wesentlichen eine Zeitkonstante des aktiven Filters (110) bestimmen; und einer Abgleichschaltung (120) zum Ausgeben eines digitalen Codes (n) an das Feld (113) der ersten linearen elektronischen Elemente (114, 116), um die Zeitkonstante des aktiven Filters (110) ungefähr auf einen vordefinierten Wert einzustellen, wobei die Abgleichschaltung (120) umfasst: ein erstes lineares Abgleichelement (122) mit einer elektrischen Eigenschaft, die durch den ersten Schaltungsentwurfswert mal einen ersten vordefinierten Faktor (K_C) repräsentiert ist; ein zweites lineares Abgleichelement (123) mit einer elektrischen Eigenschaft, die durch den zweiten Schaltungsentwurfswert mal einen zweiten vordefinierten Faktor (K_R) repräsentiert ist; einen Signalgenerator (121), der ausgebildet ist, ein Signal zu erzeugen, das eine durch die ersten und zweiten linearen Abgleichelemente (122, 123) bestimmte Abgleichzeitkonstante kennzeichnet; einen Rückwärtszähler (124) mit einem Reset-Eingang (129), der ausgebildet ist, den Rückwärtszähler bei Empfang eines Reset-Signals auf einen Anfangswert (x_max) zurückzusetzen, der eine Beziehung zwischen der Zeitkonstante des aktiven Filters (110) und der Abgleichzeitkonstante enthält, wobei der Anfangswert (x_max) mit dem ersten vordefinierten Faktor (K_C) und zu dem zweiten vordefinierten Faktor (K_R) korreliert ist; einem Takteingang (125), der angeschlossen ist, um ein Taktsignal zu empfangen, einem Freigabeeingang (126), der mit dem Signalgenerator (121) verbunden ist, um ein Signal zum Starten des Zählers mit dem Anfangswert (x_max) und zum Stoppen des Zählers, zur Erzeugung eines Zählerwerts (x_n) zu empfangen, und einem Zählerausgang (127), der ausgebildet ist, den Zählerwert (x_n) bereit zu stellen; und einen Decoder (128), der ausgebildet ist, den Zählerwert (x_n) in den digitalen Code (n) für das Schalten des Feldes (113) der ersten linearen elektronischen Elemente (114, 116) umzuwandeln, wobei die Werte für den digitalen Code (n) berechnet werden unter Verwendung der Gleichung n = x_nn₀(x_max – x_n), wobei n₀ die Anzahl der permanent verbundenen ersten linearen elektronischen Elemente (116) in dem schaltbaren Feld (113) ist.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, wobei die Beziehung zwischen der Zeitkonstante des aktiven Filters (110) und der Abgleichszeitkonstante im Wesentlichen durch eine Proportionalität zu dem ersten vordefinierten Faktor (K_C) und dem zweiten vordefinierten Faktor (K_R) gekennzeichnet ist.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, wobei die ersten linearen elektronischen Elemente (114, 116) Kondensatoren sind.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, wobei das mindestens eine zweite lineare elektronische Element (112) eine Induktivität oder ein Widerstand ist.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, wobei eine vordefinierte Anzahl der ersten linearen elektronischen Elemente (114, 116) so angeschlossen ist, um den ersten Schaltungsentwurfswert zu repräsentieren.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, wobei der Decoder (128) einen Speicher mit einer Nachschlagtabelle zum Speichern verschiedener Werte des digitalen Codes (n) umfasst.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, wobei die Werte des digitalen Codes (n) als Ganzzahlen unter Anwendung der Rundungs- oder Abschneidefunktion erhalten werden.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, wobei die ersten und zweiten vordefinierten Faktoren Ganzzahlwerte sind.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, die ferner einen Zwischenspeicher zum Speichern des digitalen Codes n umfasst.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, die ferner ein Leistungssteuerungselement umfasst, um die Abgleichsschaltung (120) nach dem Erzeugen des digitalen Codes (n) abzuschalten.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, wobei die abgleichbare Filter-Schaltung (100) eine integrierte Schaltung ist.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, wobei das Signal zwei aufeinanderfolgende Pulse aufweist, deren ansteigende Flanken ein Intervall definieren, das die Abgleichszeitkonstante kennzeichnet.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 12, wobei das Intervall im Wesentlichen gleich der Abgleichszeitkonstante ist.
Abgleichbare Filter-Schaltung (100) nach Anspruch 1, wobei das Signal einen Puls umfasst, dessen Pulslänge für die Abgleichszeitkonstante kennzeichnend ist.