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DE10059644A1 - Schaltungsanordnung für DC/DC-Wandler mit niedriger Ausgangsspannung - Google Patents

Schaltungsanordnung für DC/DC-Wandler mit niedriger Ausgangsspannung

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Publication number
DE10059644A1
DE10059644A1 DE10059644A DE10059644A DE10059644A1 DE 10059644 A1 DE10059644 A1 DE 10059644A1 DE 10059644 A DE10059644 A DE 10059644A DE 10059644 A DE10059644 A DE 10059644A DE 10059644 A1 DE10059644 A1 DE 10059644A1
Authority
DE
Germany
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circuit arrangement
primary
arrangement according
voltage
winding
Prior art date
Legal status (The legal status is an assumption and is not a legal conclusion. Google has not performed a legal analysis and makes no representation as to the accuracy of the status listed.)
Withdrawn
Application number
DE10059644A
Other languages
English (en)
Inventor
Bostjan Bitenc
Current Assignee (The listed assignees may be inaccurate. Google has not performed a legal analysis and makes no representation or warranty as to the accuracy of the list.)
Siemens Corp
Original Assignee
Siemens Corp
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Publication date
Application filed by Siemens Corp filed Critical Siemens Corp
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Priority to PCT/DE2001/004439 priority patent/WO2002045249A2/de
Publication of DE10059644A1 publication Critical patent/DE10059644A1/de
Withdrawn legal-status Critical Current

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    • H02—GENERATION; CONVERSION OR DISTRIBUTION OF ELECTRIC POWER
    • H02M—APPARATUS FOR CONVERSION BETWEEN AC AND AC, BETWEEN AC AND DC, OR BETWEEN DC AND DC, AND FOR USE WITH MAINS OR SIMILAR POWER SUPPLY SYSTEMS; CONVERSION OF DC OR AC INPUT POWER INTO SURGE OUTPUT POWER; CONTROL OR REGULATION THEREOF
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Abstract

Die Erfindung betrifft Schaltungsanordnung eines DC/DC-Sperrwandlers (1) mit einer getakteten Steuerung, wobei eine Steuerschaltung zur Taktung eines primärseitigen und eines sekundärseitigen MESFET (M1, M2) mit untereinander gekoppelten Treibern (7, 8, 9) derart vorgesehen sind, dass ein gleichzeitiges Einschalten der beiden Wicklungen (w1, w2) verhindert wird.

Description

Die Erfindung betrifft eine Schaltungsanordnung eines DC/DC- Wandlers zumindest mit einer Primärseite mit einem Gleich­ spannungseingang und einer primärseitigen Wicklung, welche über einen primärseitigen MOSFET getaktet angesteuert wird, einer Sekundärseite mit mindestens einem Gleichspannungsaus­ gang und einer, mit der primärseitigen Wicklung induktiv in Verbindung stehenden, sekundärseitigen Wicklung, in welche eine Wechselspannung induziert wird, wobei ein sekundärseiti­ ger MOSFET mit einer Steuerschaltung vorgesehen ist, durch den die in der zweiten Wicklung induzierte Spannung gleichge­ richtet zum Gleichspannungsausgang geführt wird, und außerdem je einer primären und sekundären Hilfsspannungsversorgung.
Eine solche Schaltungsanordnung, die vorzugsweise als Wandler für kleine Leistungen mit mittleren bis höheren Ausgangsspan­ nungen genutzt wird, ist beispielsweise aus der Deutschen Pa­ tentanmeldung DE 34 22 777 bekannt.
Der Nachteil dieser bekannten Schaltungsanordnung liegt in einer ungenügenden Lastfestigkeit. Zudem ist sie für niedrige Ausgangsspannungen ungeeignet.
Es ist daher Aufgabe der Erfindung eine Schaltungsanordnung für einen sehr kompakten und wenig Bauteile aufweisenden, je­ doch lastfesten DC/DC-Wandler für niedrige Ausgangsspannungen zu beschreiben.
Diese Aufgabe wird durch die Merkmale des Anspruches 1 ge­ löst.
Demgemäss schlägt der Erfinder vor, die bekannte Schaltungs­ anordnung eines DC/DC-Wandlers mit einer Primärseite mit einem Gleichspannungseingang (in+, in-) und einer primärseiti­ gen Wicklung, welche über einen primärseitigen MOSFET getak­ tet angesteuert wird, einer Sekundärseite mit mindestens ei­ nem Gleichspannungsausgang und einer, mit der primärseitigen Wicklung induktiv in Verbindung stehenden, sekundärseitigen Wicklung, in welche eine Wechselspannung induziert wird, wo­ bei ein sekundärseitiger MOSFET mit einer Steuerschaltung vorgesehen ist, durch den die in der zweiten Wicklung indu­ zierte Spannung gleichgerichtet zum Gleichspannungsausgang geführt wird, und des weiteren je einer primären und sekundä­ ren Hilfsspannungsversorgung, dahingehend zu verbessern, dass eine Steuerschaltung zur Taktung des primärseitigen und des sekundärseitigen MOSFET mit untereinander gekoppelten Trei­ bern derart vorgesehen ist, dass ein gleichzeitiges Einschal­ ten der beiden Wicklungen verhindert wird.
Eine besondere Ausbildung der Schaltungsanordnung sieht vor, dass mindestens einer der Treiber ein Zeitverzögerungsglied aufweist. Des weiteren kann erfindungsgemäß dem primärseiti­ gen Treiber ein Modulator vorgeschaltet werden, wobei der Mo­ dulator ein Pulsweitenmodulator oder Pulsfrequenzmodulator oder eine Kombination beider Typen sein kann.
In einer besonders vorteilhaften Ausgestaltung weist die Schaltungsanordnung zwischen dem Regler und dem Modulator ei­ nen Optokoppler, zur vollständigen elektrischen Entkopplung von Primär- und Sekundärseite, auf.
Eine weitere Ausgestaltung der Schaltungsanordnung sieht vor, dass zur primärseitigen und sekundärseitigen Hilfsspannungs­ versorgung eine dritte und vierte Wicklung vorgesehen wird, wobei alle Wicklungen, also auch die erste und zweite Wick­ lung, mit der gleichen Induktivität, vorzugsweise einem Fer­ ritkern, verbunden sind.
Bei der besonders vorteilhaften Schaltungsanordnung mit ins­ gesamt vier Wicklungen kann der sekundärseitige Treiber eine logische UND-Verknüpfung aufweisen.
Erfindungsgemäß kann zur Verbesserung und Glättung der Aus­ gangsspannung sekundärseitig ein LC-Tiefpassfilter vorgesehen werden. Außerdem können für eine besonders kompakte Bauweise zwei, vorzugsweise vier, Wicklungen als Leiterplattentrafo ausgebildet sein.
Sollen besonders niedrige Ausgangsspannungen realisiert wer­ den, so kann die Windungszahl der ersten sekundärseitigen Wicklung 1 sein.
Weitere Merkmale der Erfindung ergeben sich aus den Unteran­ sprüchen und der nachfolgenden Beschreibung der Ausführungs­ beispiele unter Bezugnahme auf die Zeichnungen.
Im folgenden wird die Erfindung anhand der Zeichnungen und Ausführungsbeispiele näher erklärt:
Fig. 1 Aufbau eines DC/DC-Wandlers;
Fig. 2 Tiefsetzsteller kombiniert mit Gegentaktwandler;
Fig. 3 Klassischer Sperrwandler;
Fig. 4 Sperrwandler mit MOSFET als Gleichrichter;
Fig. 5 Sperrwandler mit MOSFET als Gleichrichter und be­ kannter Steuerung;
Fig. 6 Messwerte und Verhalten der Schaltungsanordnung aus Fig. 5 bei niedrigem Ausgangsstrom;
Fig. 7 Messwerte und Verhalten der Schaltungsanordnung aus Fig. 5 bei hohem Ausgangsstrom;
Fig. 8 Erfindungsgemäßer Sperrwandler für niedrige Aus­ gangsspannung ohne Hilfswicklungen;
Fig. 9 Erfindungsgemäßer Sperrwandler für niedrige Aus­ gangsspannung mit Hilfswicklungen für Hilfsspannun­ gen;
Fig. 10 Messwerte und Verhalten der Schaltungsanordnung aus Fig. 9 bei niedrigem Ausgangsstrom;
Fig. 11 Messwerte und Verhalten der Schaltungsanordnung aus Fig. 9 bei hohem Ausgangsstrom;
Fig. 12 Pinbelegung der isolierten Treiber;
Fig. 13 Isolierter Treiber mit Zeitverzögerungsglied;
Fig. 14 Isolierter Treiber mit logischem UND-Glied.
Die Fig. 1 zeigt den grundsätzlichen Aufbau eines DC/DC- Wandlers 1 mit einer Ausgangsspannung UA, bestehend aus einem getakteten Umrichter 2, einem Regler 3 für die Ausgangsspan­ nung UA und weiteren anwendungsspezifischen Funktionseinhei­ ten, wie beispielsweise Überwachungen, Filter, etc.
Für den Einsatz in Systemen (z. B. Vermittlungssystem) sind sogenannte Onboard-Stromversorgungsmodule (im weiteren Onbo­ ard-SVM genannt) bekannt. Dieses sind DC/DC-Wandler mit klei­ nen Abmessungen, die wie Bauteile in eine Systembaugruppe ein- oder aufgelötet werden können. Diese Onboard-SVM gibt es mit unterschiedlichen Ausgangsspannungswerten.
Für die Erzeugung niedriger Ausgangsspannungen (UA ≦ 3.3 V) wird seit einigen Jahren die sogenannte "Synchrone Gleich­ richtung" in einer Vielzahl von Varianten eingesetzt, da sich aufgrund des geringen Durchlasswiderstandes RDS,ON und damit geringem Spannungsabfall moderner MOSFETs im Vergleich zu ei­ ner herkömmlichen Gleichrichtung mit Dioden eine erhebliche Verbesserung des Wirkungsgrades erzielen läßt.
Eine seit einigen Jahren in der Praxis eingesetzte Topologie ist in Fig. 2 dargestellt. Mit dieser Topologie lassen sich Onboard-SVM mit niedrigen Ausgangsspannungen mit wirtschaft­ lich vertretbarem Aufwand ab einem Nenn-Ausgangsstrom von ca. 5A realisieren. Der Grund hierfür ist der vergleichsweise ho­ he Bauteileaufwand aufgrund der Mehrstufigkeit dieses Konzep­ tes mit Tiefsetzsteller und Gegentaktwandler.
Für Onboard-Stromversorgungsmodule mit kleinem Ausgangsstrom (< 5A) und sehr kleinen Abmessungen ist eine Anwendung der Topologie aus Fig. 2 nicht sinnvoll, da die zur Steuerung nötigen Elemente zu viel Platz einnehmen würden und außerdem die Kosten bezogen auf die Ausgangsleistung zu hoch wären.
Für sehr kleine Onboard-Stromversorgungsmodule (= Onboard- SVM), z. B. 1.5 V/4A mit einer angestrebten Größe von ca. 2 × 5 cm, muss daher eine alternative Topologie mit einer mög­ lichst einfachen Ansteuerschaltung gesucht werden. Mit dieser Topologie sollte ein guter Wirkungsgrad und damit eine gerin­ ge Eigenerwärmung des Onboard-SVM möglich sein. Zudem sollte ein gutes dynamisches Verhalten, d. h. kleine Ausgangsspan­ nungs-Einbrüche bei Lastwechsel, realisierbar sein. Dies ist bei kleinen Ausgangsspannungen sehr wichtig, da angeschlosse­ ne Verbraucher, z. B. ASICs oder Prozessoren, oft sehr kleine zulässige Bereiche für deren Betriebsspannung besitzen.
Sehr kleine DC/DC-Wandler werden bislang oft in Form eines klassischen Durchflusswandlers ohne Synchrone Gleichrichtung realisiert, hierbei werden im Ausgangskreis Dioden zur Gleichrichtung verwendet. Der Wirkungsgrad dieser Module ist daher nicht gut.
Um eine Synchrone Gleichrichtung auch bei kleinen Onboard-SVM einsetzen zu können, muss überlegt werden, wie der hierzu nö­ tige Aufwand reduziert werden kann. In der Literatur sind zahlreiche Alternativen zu der in Fig. 2 dargestellten Topo­ logie beschrieben. Diese besitzen zwar in den meisten Fällen nur eine Umrichterstufe, nachdem sie aber meist auf dem Durchflusswandler-Prinzip basieren, besitzen sie zwei Gleich­ richttransistoren im Ausgangskreis. Nachdem jeder Transistor eine spezielle Ansteuerschaltung benötigt, ist der Bauteile­ aufwand auch hier nicht gering.
Eine weitere Reduzierung des Bauteileaufwandes ist möglich, wenn eine Topologie zum Einsatz kommt, bei der sekundärseitig nur ein Gleichrichtelement benötigt wird. Eine solche Topolo­ gie stellt der klassische Sperrwandler dar. Dieser ist in Fig. 3 zu sehen.
Um bei niedrigen Ausgangsspannungen hohe Wirkungsgrade erzie­ len zu können, muss die üblicherweise verwendete sekundärsei­ tige Diode D durch einen niederohmigen MOSFET in der darge­ stellten Weise ersetzt werden. Diese Modifikation ist in der Fig. 4 zu sehen. Bei, MOSFET M2 ist zusätzlich die in jedem Leistungs-MOSFET enthaltene parasitäre Diode eingezeichnet. Die Orientierung dieser Diode entspricht der von Diode D aus Fig. 3. Der MOSFET M2 muss durch eine geeignete Schaltung angesteuert werden.
Eine solche Ansteuerschaltung für die in Fig. 4 gezeigte To­ pologie ist aus dem oben zitierten Patent DE 34 22 777 B1 be­ kannt. Der dort enthaltene Lösungsansatz ist in Fig. 5 dar­ gestellt, wobei die Bezeichnungen der Elemente an den hier vorliegenden Text angeglichen wurden.
Im wesentlichen wird in der bekannten Schaltungsanordnung nach Fig. 5 mit Hilfe des sekundärseitigen MOSFET M2 und der eingezeichneten Steuerschaltung, bestehend aus den Transisto­ ren T1, T2, dem Widerstand R1 und dem Stromwandler, bestehend aus den Wicklungen sw1 und sw2 - welche nicht mit den Wick­ lungen w1 und w2 gekoppelt sind -, das Verhalten einer Diode nachgeahmt. Um dies zu bewerkstelligen wird die aktuelle Stromrichtung durch den MOSFET M2 mittels des Stromwandlers erfasst und den MOSFET M2 durch die vorgeschaltete, mit dem Stromwandler verbundene Treiberschaltung T1, T2 entsprechend ein- und ausgeschaltet.
Die Fig. 6 zeigt die Messwerte und das Verhalten der Schal­ tungsanordnung aus Fig. 5 bei niedrigem Ausgangsstrom UA. Im Falle einer relativ kleinen Last 4 am Ausgang erreicht der Ausgangsstrom des Übertragers den Wert null lange bevor der MOSFET M1 wieder einschaltet, wie beispielsweise an Punkt 2 in der Fig. 6 zu erkennen ist. Es bleibt also genügend Zeit um den MOSFET M2 auszuschalten. Umgekehrt kann der MOSFET M2 erst eingeschaltet werden, wenn M1 bereits abgeschaltet ist, dargestellt an Punkt 1 in der Fig. 6. Die Drainströme ID1 und ID2 durch MOSFET M1 oder M2 haben hier eine Dreiecksform. Aus diesem Grund wird diese Betriebsart auch Dreiecksbetrieb genannt.
Bei der in Fig. 5 gezeigten Schaltungsanordnung ändert sich bei einer Lasterhöhung am Ausgang ab einer bestimmten Last 4 auch die Betriebsart, wie es in Fig. 7 dargestellt ist. Die Form des Stromes geht nun von der Dreiecksform auf eine Tra­ pezform über.
Das Problem besteht nun darin, dass im Trapezbetrieb der Stromwert null nicht vor der Wiedereinschaltung des MOSFET M1 erreicht wird. Erst wenn der MOSFET M1 eingeschaltet ist kann der sekundärseitige Strom abfallen. Nachdem aber der MOSFET M2 erst durch den Nulldurchgang des sekundärseitigen Stromes zum Abschalten veranlasst wird, fließt für kurze Zeit ein er­ heblicher Kurzschlußstrom durch die beiden MOSFET M1 und M2. Dies wirkt sich auf den Wirkungsgrad äußerst negativ aus.
Die rechtzeitige Stromumkehr kann zwar durch eine entspre­ chende Dimensionierung des Trafos für den stationären Betrieb (konstante Last am Ausgang) gewährleistet werden, d. h. es wird für einen Dreiecksbetrieb im zulässigen Lastbereich ge­ sorgt, allerdings ist von Nachteil, dass ein verhältnismäßig großer Übertrager notwendig ist. Bei schnellen Lastwechseln, z. B. wenn ein Prozessor vom Sleep-Modus in den Normalbetrieb schaltet, kann diese Bedingung aber verletzt werden, was zu einem kurzzeitig gestörten Betrieb und einer Beeinflussung des Verbrauchers (z. B. Absturz) führen kann.
Ein weiterer Nachteil der in Fig. 5 dargestellten bekannten Ansteuerung liegt darin, dass der Stromwandler eine erhebli­ che Induktivität darstellt, welche die Kopplung zwischen Primär- und Sekundärseite des Umrichters stark verschlechtert. Eine schlechte Kopplung wirkt sich unter anderem auch auf den Wirkungsgrad negativ aus und führt zu einer zusätzlichen Be­ lastung von Bauelementen, wie zum Beispiel zu einer höheren Spannungsbelastung des MOSFET M1.
Der Erfinder hat nun erkannt, dass sich die Nachteile dieser bekannten Schaltungsanordnung vermeiden lassen, wenn eine Steuerung gemäß den Fig. 8 oder 9 zum Einsatz kommt.
Hier wird der sekundärseitige Transistor M2 über einen iso­ lierten Treiber im Prinzip, d. h. bis auf zusätzliche Laufzei­ ten, im Gegentakt zu dem primärseitigen Transistor M1 gesteu­ ert. Die hierfür nötige sekundärseitige Hilfsspannung Usek,aux kann extern, wie in Fig. 8 gezeigt, zugeführt werden oder wird aus einer Trafowicklung w4 abgeleitet, wie es in der Fig. 9 dargestellt ist. Die primärseitige Hilfsspannung Uprim,aux, zur Versorgung der zwei Treiber und der Modulations- Steuerung, kommt ebenfalls entweder von extern oder aus der Wicklung w3.
Die Fig. 10 und 11 zeigen die zu Fig. 6 und 7 korrespon­ dierenden Signalverläufe für die Schaltungsanordnung aus Fig. 9. Im Gegensatz zur bekannten Schaltungsanordnung der Fig. 5 wird bei dieser neuen Schaltungsanordnung der Transis­ tor M2 nicht beim Nulldurchgang des Stromes durch M2 abge­ schaltet, sondern es wird eine Umkehr bis kurz vor dem Wie­ dereinschalten des MOSFET M1 zugelassen. Dies führt dazu, dass es bei dieser Ansteuerungsart, unabhängig von der Last am Ausgang, nur einen Trapezbetrieb gibt. Kurzzeitige Kurz­ schlüsse durch gleichzeitiges Leiten der Transistoren M1 und M2 sind hier sicher ausgeschlossen.
Um ein gleichzeitiges Leiten beider Transistoren M1 und M2 sicher auszuschließen, werden erfindungsgemäß zwischen den Leitphasen der beiden Transistoren zeitliche Übergänge einge­ baut, in denen beide nicht leitend sind. Dies ist möglich, da nach einer Abschaltung eines MOS-Transistors ein eventuell vorhandener Strom auf die im Transistor immer enthaltene pa­ rasitäre Diode Dp kommutieren kann.
Erfindungsgemäß muss, wenn der MOSFET M1 leitend ist und eine Einschaltung des MOSFET M2 ansteht, entweder die Einschaltung des MOSFET M2 durch ein Laufzeitglied 12 im Treiber heraus gezögert werden. Hierfür kommt ein Treiber 7 in der Ausfüh­ rung nach Fig. 13 zum Einsatz. Andererseits kann das Ein­ schalten des MOSFET M2 logisch so lange verriegelt werden, bis die Spannung an der Hilfswicklung w4 einen positiven Wert annimmt, da dieses Kriterium anzeigt, dass der MOSFET M1 ab­ geschaltet ist. Für diese erfindungsgemäße Variante kann ein Treiber 9, gemäß der Fig. 14, mit einem logischen UND-Glied 13 verwendet werden.
Im umgekehrten Fall, wenn der MOSFET M2 leitend ist und eine Einschaltung des Transistors M1 ansteht, wird dieser Vorgang so lange hinausgezögert, bis M2 sicher abgeschaltet ist. Hierzu ist in den dargestellten Beispielen auf der Primärsei­ te ein Treiber mit einer genügend großen Einschaltverzögerung (Turn On Delay) also einem Zeitglied T gemäß Fig. 13 vorge­ sehen.
Im Gegensatz zur bekannten Schaltung aus Fig. 5 wird bei der neuen Steuerung kein Stromwandler benötigt, weshalb die Kopp­ lung zwischen Primär- und Sekundärseite nicht verschlechtert wird.
Da für die Erzeugung sehr kleiner Ausgangsspannungen (z. B. 1,5 V) aus einer relativ hohen Eingangsspannung (z. B. 48 V ei­ ner Amtsbatterie) ein extremes Übersetzungsverhältnis (w1/w2 << 1) benötigt wird, wirkt sich eine sekundärseitige Streu- Induktivität L, z. B. die des Trafos, aber auch die von Lei­ terbahnschleifen, extrem aus, da sie sich primärseitig mit dem Quadrat des Übersetzungsverhältnisses abbildet (LS,PRIM = (w1/w2)2.LS,SEK).
Um die bestmöglich Kopplung zu erreichen, kann der Transfor­ mator vorzugsweise als sogenannter Leiterplattentrafo ausge­ bildet werden. Das Streu-L des Trafos kann damit minimal gehalten werden.
Aufgrund des extremen Übersetzungsverhältnisses w1/w2 und kleiner Ausgangsspannung ist der Ausgangsstrom relativ hoch, wodurch ein hoher Leiterbahnquerschnitt bei w2 vorteilhaft ist. Indem die Wicklung w2 nur mit einer einzigen Windung re­ alisiert wird, kann der Querschnitt ohne Einsatz mehrerer Leiterplattenlagen und Umsteiger maximiert werden.
Durch die starre Gegentaktsteuerung der von M2 zu M1 ergibt sich noch ein weiterer Vorteil der erfindungsgemäßen Schal­ tungsanordnung gegenüber dem Prinzip aus Fig. 5. Bei dem hier vorgestellten Prinzip kann der Strom durch die Wicklung w2 auch rückwärts fließen beziehungsweise negativ werden. Dies führt dazu, dass unabhängig von der am Ausgang anliegen­ den Last ein Trapezbetrieb vorliegt, wodurch das dynamische Verhalten des Umrichters unter allen Lastbedingungen gleich bleibt. Das dynamische Verhalten ist deshalb deutlich besser und zusätzlich sehr gut optimierbar. Mit diesem Prinzip sind mühelos Lastsprünge von null auf Nennlast und umgekehrt mit niedrigen Spannungseinbrüchen auf der Ausgangsspannung reali­ sierbar.
Vorteilhaft ist weiterhin, dass aufgrund des ständigen Tra­ pezbetriebes auch der Tastgrad (= Verhältnis der Einschalt­ dauer von M1 zu Periodendauer der Schaltfrequenz) nahezu lastunabhängig ist. Dies hat den weiteren Vorteil, dass die über die Wicklungen w3 und w4 abgeleiteten Hilfsspannungen auch lastunabhängig sind. Das Schaltungsdesign, vor allem die Schaltung für den Regler, vereinfacht sich dadurch sehr. Dies wirkt sich positiv auf die Herstellkosten und die realisier­ bare Baugröße des Stromversorgungsmoduls aus.
Für die Pulsweitenmodulationssteuerung kann vorteilhaft eine Current-Mode-Steuerung verwendet werden, hierdurch wird der Tastgrad mit Hilfe eines rampenförmigen Strom-Meßsignals be­ stimmt. Dieses Signal ist in Fig. 9 mit "ramp" bezeichnet und wird an einem Meß-Shunt "shunt" abgegriffen. Da es bei dieser Steuerung zu einer regelungstechnischen Bedämpfung der sich zwischen der Wicklung w2 und den ausgangsseitigen Kon­ densatoren C3, C4 ausbildenden Resonanz kommt, kann der u. U. sehr hohe sekundärseitige Effektivstrom (= Pulsstrom von w2 nach C3) mit einem rein keramischen C3 verlustarm abgefangen werden. Keramische Kondensatoren haben den Vorteil, daß sie die niedrigsten Innenwiderstände besitzen, kostengünstig und zuverlässig sind.
Für Fälle, in denen kleine Ausgangswelligkeiten benötigt wer­ den, kann optional ein Filter in Form eines einfachen LC- Tiefpasses "choke" + C4 nachgeschaltet werden. Für ein opti­ males dynamisches Verhalten muss der Induktivitätswert der Drossel "choke" möglichst klein, der Wert des Kondensators C4 hingegen möglichst groß gewählt werden.
Insgesamt wird also durch die Entwicklung der neuen Schal­ tungsanordnung mit der erfindungsgemäßen Ansteuerschaltung eine Schaltungsanordnung für einen sehr kompakten und wenig Bauteile aufweisenden, jedoch lastfesten DC/DC-Wandler für niedrige Ausgangsspannungen, beschrieben.
Mit diesem neuen Prinzip ergeben sich folgende Vorteile: Sehr hoher Wirkungsgrad trotz niedriger Ausgangsspannung; gu­ tes dynamisches Verhalten selbst bei Nennlastsprüngen; äu­ ßerst geringer Bauteileaufwand; sehr robuste und störungsemp­ findliche Bauweise; es können am Ausgang beliebige Kapazi­ tätswerte zur Dynamikverbesserung angeschaltet werden. Des weiteren ist es möglich, den aus der Wicklung w2 kommenden Pulsstrom gänzlich mit keramischen Kondensatoren fast ver­ lustlos abzufangen, so dass auch relativ große Ausgangsleistungen (z. B. 1.5 V/10A) mit diesem Prinzip realisiert werden können.
Insgesamt wird also durch die Erfindung eine Schaltungsanord­ nung eines DC/DC-Sperrwandlers mit einer getakteten Steue­ rung gezeigt, wobei eine Steuerschaltung zur Taktung eines primärseitigen und eines sekundärseitigen MOSFET mit unter­ einander gekoppelten Treibern derart vorgesehen ist, dass ein gleichzeitiges Einschalten der beiden Wicklungen w1 und w2 verhindert wird. Hierdurch wird erfindungsgemäß erreicht, dass sich die Schaltungsanordnung sehr kompakt und mit wenig Bauteilen realisieren lässt, wobei außerdem eine gute Last­ festigkeit für niedrige Ausgangsspannungen erzielt wird.
Bezugszeichenliste
1
DC/DC-Wandler
2
Umrichter
3
Regler
4
Last
5
Spannungs/Signal-Wandler
6
PW-Modulator (PWM)/PF-Modulator (PFM)
7
Treiber mit Zeitverzögerungsglied auf Primärseite
8
Treiber mit Zeitverzögerungsglied auf Sekundärseite
9
Treiber mit logischem UND-Glied
10
Optokoppler
11
Isolierung
12
Zeitverzögerungsglied
13
UND-Glied
14
Leistungstreiber
15
Sender für galvanische Trennung (optisch oder magnetisch)
16
Empfänger für galvanische Trennung (optisch oder magnetisch)
a Position im Diagramm
b Position im Diagramm
c Position im Diagramm
Cx Kapazität
D/Dx Diode
Dp parasitäre Diode eines MOSFET
ID Drainstrom
in+, in- Gleichspannungseingang
Lx Induktivität
LS,PRIM
Primärseitige Streuinduktivität
LS,SEK
Sekundärseitige Streuinduktivität
Mx MOSFET
out+, out- Gleichspannungsausgang
Rx Widerstand
S Stellsignal
sw1, sw2 Wicklungen des Stromwandlers
Tr Transformator
Tx Transistor
UA Ausgangsspannung
UE Eingangsspannung
Uprim,aux primärseitige Hilfsspannung
Usek,aux sekundärseitige Hilfsspannung
VGS Gate-Source Spannung
Wx Wicklung
Wx.ID Produkt aus Windungszahl und Drainstrom

Claims (10)

1. Schaltungsanordnung eines DC/DC-Wandler (1) zumindest mit:
einer Primärseite mit einem Gleichspannungseingang (in+, in-) und einer primärseitigen Wicklung (w1), welche über einen primärseitigen MOSFET (M1) getaktet angesteuert wird, einer Sekundärseite mit mindestens einem Gleichspannungsausgang (out+, out-) und einer, mit der primärseitigen Wicklung (w1) induktiv in Verbindung stehenden, sekundärseitigen Wicklung (w2), in welche eine Wechselspannung induziert wird, wobei ein sekundärseitiger MOSFET (M2) mit einer Steuerschaltung vorgesehen ist, durch den die in der zweiten Wicklung (w2) induzierte Spannung gleichgerichtet zum Gleichspannungsaus­ gang (out+, out-) geführt wird, und des weiteren je einer primären und sekundären Hilfsspannungsversorgung,
dadurch gekennzeichnet,
dass eine Steuerschaltung zur Taktung des primärseitigen und des sekundärseitigen MOSFET (M1, M2) mit untereinander gekop­ pelten Treibern (7, 8, 9) derart vorgesehen ist, daß ein gleichzeitiges Einschalten der beiden Wicklungen (w1, w2) verhindert wird.
2. Schaltungsanordnung gemäß dem voranstehenden Anspruch 1, dadurch gekennzeichnet, dass mindestens einer der Treiber (7, 8) ein Zeitverzöge­ rungsglied (12) aufweist.
3. Schaltungsanordnung gemäß einem der voranstehenden An­ sprüche 1-2, dadurch gekennzeichnet, dass dem primärseitigen Treiber (7) ein Modulator (6) vor geschaltet ist.
4. Schaltungsanordnung gemäß dem voranstehenden Anspruch 3, dadurch gekennzeichnet, dass der Modulator (6) ein Pulsweitenmodulator (PWM) oder Pulsfrequenzmodulator (PFM) oder eine Kombination beider Ty­ pen ist.
5. Schaltungsanordnung gemäß dem voranstehenden Anspruch 4, dadurch gekennzeichnet, dass zwischen dem Regler (3) und dem Modulator (6) ein Opto­ koppler (10) geschaltet ist.
6. Schaltungsanordnung gemäß einem der voranstehenden Ansprü­ che 1-5, dadurch gekennzeichnet, dass zur primärseitige und sekundärseitige Hilfsspannungsver­ sorgung eine dritte und vierte Wicklung (w3, w4) vorgesehen ist, wobei alle Wicklungen (w1-w4) mit der gleichen Indukti­ vität, vorzugsweise einem Ferritkern, verbunden sind.
7. Schaltungsanordnung gemäß dem voranstehenden Anspruch 6, dadurch gekennzeichnet, dass der sekundärseitige Treiber (9) anstatt dem Zeitverzöge­ rungsglied (12) eine logische UND-Verknüpfung (13) aufweist.
8. Schaltungsanordnung gemäß einem der voranstehenden An­ sprüche 1-7, dadurch gekennzeichnet, dass sekundärseitig ein LC-Tiefpassfilter vorgesehen ist.
9. Schaltungsanordnung gemäß einem der voranstehenden An­ sprüche 1-8, dadurch gekennzeichnet, dass die zwei, vorzugsweise vier, Wicklungen (w1-w2; w1-w4) als Leiterplattentrafo ausgebildet sind.
10. Schaltungsanordnung gemäß einem der voranstehenden An­ sprüche 1-9, dadurch gekennzeichnet, dass die Windungszahl der ersten sekundärseitigen Wicklung (w2) 1 ist, um niedrige Spannungen zu erreichen.
DE10059644A 2000-12-01 2000-12-01 Schaltungsanordnung für DC/DC-Wandler mit niedriger Ausgangsspannung Withdrawn DE10059644A1 (de)

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